JP2007256530A - 電子放出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電子放出素子に好適な駆動電圧信号を印加することができる駆動電圧印加部を含んだ電子放出装置を提供すること。
【解決手段】 電子放出素子１０は、下部電極１２と、誘電体からなるエミッタ部１３と、微細貫通孔を有する複数の上部電極１４と、を備えた電子放出素子１０を含む電子放出部ＥＰと、電子放出部に駆動電圧信号を印加する駆動電圧印加部３０とを備える。駆動電圧印加部３０は、正弦波状に変化する基本電圧信号（例えば、第１基本電圧信号Ｖｂ１＝ＡＣ２１０（Ｖ））に高周波電圧信号Ｖhfを重畳させた電圧信号を駆動電圧信号Ｖinとして電子放出部に印加する。高周波電圧信号Ｖhfによって駆動電圧信号Ｖinが高い周波数で増大する毎に電子が上部電極１４の微細貫通孔を通して外部に放出される。
【選択図】 図１５

Description

本発明は、誘電体からなるエミッタ部と下部電極と上部電極とを備えた電子放出素子に電圧を印加することにより、エミッタ部に蓄積した電子を上部電極の微細貫通孔を通して外部に放出させる電子放出装置に関する。

従来から知られる電子放出素子の一つは、エミッタ部と、下部電極と、上部電極と、を備えている。エミッタ部は誘電体からなっている。下部電極は、エミッタ部の下部に形成されている。上部電極は、エミッタ部を挟んで下部電極に対向するようにエミッタ部の上部に形成されている。この上部電極には、微細貫通孔が複数形成されている。上部電極の微細貫通孔の周部であってエミッタ部と対向する下面は、エミッタ部の上面から離間しているように形成されている。この上部電極とエミッタ部とがなす構造は「庇構造」と呼ばれる。

この電子放出素子から電子を放出させるための制御は、図４１に示したように実行される。即ち、電子放出装置は、時刻ｔ１０から時刻ｔ２０まで、下部電極の電位を上部電極の電位よりも高くするための一定電圧Ｖｍ１を駆動電圧信号（駆動電圧）Ｖinとして上下電極間に付与する。これにより、エミッタ部の双極子の向きが反転する（負側分極反転する）から、上部電極からエミッタ部に向けて電子が供給される。この結果、電子が主としてエミッタ部の上部電極近傍に蓄積される。

次いで、電子放出装置は、時刻ｔ２０から時刻ｔ３０まで、上部電極の電位を下部電極の電位よりも高くするための一定電圧Ｖｐ１を駆動電圧信号Ｖinとして上下電極間に付与する。これにより、エミッタ部の分極が再び反転し（正側分極反転し）、これに伴うクーロンの反発力によりエミッタ部の上部電極近傍に蓄積されていた電子が上部電極の微細貫通孔を通して上方に放出される。従って、上部電極に対向するように蛍光体が配置されている装置においては、その蛍光体に電子が照射され、蛍光体が発光する。

電子放出装置は、このような動作を繰り返す。即ち、電子放出装置は、時刻ｔ３０にて下部電極の電位を上部電極の電位よりも高くするための一定電圧Ｖｍ１を上下電極間に再び付与する。そして、時刻ｔ４０にて上部電極の電位を下部電極の電位よりも高くするための一定電圧Ｖｐ１を上下電極間に付与し、再び電子放出（発光）を行う。このように、電子放出装置は、矩形波状のパルスを上下電極間に付与して電子の蓄積及び放出を繰り返し行う（特許文献１を参照。）。
特開２００５−１４２１３４号公報

しかしながら、電子放出素子は抵抗成分や誘電損失を含む容量性の素子であるので、上記のようにステップ状に変化する駆動電圧信号Ｖinを上下電極間に印加すると、電源のする仕事のうちの多くは素子のジュール損失や誘電損失によって熱に変換される。また、保護抵抗を電子放出素子に直列に接続した場合においては、上記のようにステップ状に変化する駆動電圧信号Ｖinを上下電極間に付与しても、下部電極の電位に対する上部電極の電位で定義される上下電極間の実際の電圧（以下、「素子端電圧Ｖka」と称呼する。）は直ちに変化せず、素子端電圧Ｖkaは付与されている駆動電圧信号Ｖinに徐々に近づく。従って、駆動電圧信号Ｖinが一定電圧Ｖｐ１からＶｍ１へ、又はその逆へ切り替えられてから、素子端電圧Ｖkaが付与されている一定電圧Ｖｐ１又はＶｍ１に一致するまでの間、素子及び素子近傍の抵抗成分にて大きなジュール熱が発生する。この結果、電力が無駄に消費されるという問題、或いは、素子等が過熱するという問題が発生する。

加えて、図４１に示したように、時刻ｔ３０（電子を蓄積するために一定電圧Ｖｍ１の印加を開始した時点）の直後や時刻ｔ４０（電子を放出するために一定電圧Ｖｐ１の印加を開始した時点）の直後等において、予定していないタイミングで電子が放出さる場合、及び／又は、電子が過度に放出される場合があることが見出された。この場合、電子放出素子が前述したディスプレイ用等の発光をさせるための素子として使用されていると、予定していないタイミングで発光し、或いは、異常な大発光が発生する等の問題が生じる。

更に、このような電子放出装置は、所定の期間Ｔ内において電子をより多く放出することが望ましい。電子放出量は、例えば、図４２において斜線を付した部分の面積Ｓ１により表される。

所定の期間Ｔ内における電子放出量を増大するためには、図４３に示したように、電荷蓄積期間Ｔｄ及び電子放出期間Ｔｈを短くすることにより所定の期間Ｔにおける電子放出回数を増大することが考えられる。しかしながら、この方法によると、電子放出素子の分極反転回数（双極子が反転する回数）が増大することになるので、電子放出素子の寿命が短くなる可能性がある。また、所定の期間Ｔ内に素子及び素子近傍の抵抗成分により発生するジュール熱も増大する。

これに対し、図４４に示したように、電子を蓄積する際の電圧を電圧Ｖｍ１から電圧Ｖｍ２（｜Ｖｍ２｜＞｜Ｖｍ１｜）へと変更して一回の電子の蓄積量を増大するとともに、電子を放出する際の電圧を電圧Ｖｐ１から電圧Ｖｐ２（｜Ｖｐ２｜＞｜Ｖｐ１｜）へと変更して一回の電子放出量（図４４において斜線を付した部分の面積Ｓ２により表される）を増大することが考えられる。しかしながら、この方法によると、図４４に示した放出電子電流のピーク値Ｐｋ２が図４２に示したピーク値Ｐｋ１よりも大きくなることから理解されるように、短時間内に（一回の電子放出動作中に）多くの電子が放出される。このため、電子放出素子に局所的に大きな電流が流れて大きな熱が発生し、それにより、素子が劣化する可能性がある。更に、一般に、蛍光体に過大な量の電子を衝突させた場合、電子のエネルギーは熱に変化してしまい、蛍光体の発光量は増大しない（発光量が飽和状態となる。）。従って、この方法によれば過大な量の電子が発生されるので、電子放出装置が蛍光体を備え且つその蛍光体に放出した電子を衝突させる装置である場合、発光のために無駄に電力を消費してしまう恐れがある。

本発明は、上記課題に対処するためになされたものであって、その目的の一つは、電子放出素子に好適な駆動電圧信号を印加することができる駆動電圧印加部を含んだ電子放出装置を提供することにある。

この目的を達成するための本発明による電子放出装置は、電子放出素子を含む電子放出部と、前記電子放出部に駆動電圧信号を印加する駆動電圧印加部と、を備えている。

電子放出素子は、誘電体からなるエミッタ部と、同エミッタ部の下部に形成された下部電極と、同エミッタ部を挟んで同下部電極に対向するように同エミッタ部の上部に形成されるとともに微細貫通孔が複数形成され且つ同微細貫通孔の周部であって同エミッタ部と対向する面が同エミッタ部から所定の距離だけ離間しているように形成されてなる上部電極と、を有し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも低い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同下部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に電子を蓄積し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも高い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同上部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に蓄積されている電子を前記微細貫通孔を通して外部に放出する素子である。

更に、前記駆動電圧印加部は、
正弦波状に変化する基本電圧信号を発生する基本電圧発生部と、
前記基本電圧信号を前記電子放出部に印加するために前記基本電圧発生部を同電子放出部の前記上部電極側と前記下部電極側とに接続する接続線と、
前記基本電圧信号の振幅より小さい振幅を有し且つ前記基本電圧信号の周波数よりも高い周波数を有しながら周期的に変化する高周波電圧信号を発生するとともに同高周波電圧信号を前記基本電圧信号に重畳させる高周波電圧重畳部と、
を備えている。

これによれば、電子放出部には接続線を介して高周波電圧信号が重畳した基本電圧信号が駆動電圧信号として印加される。駆動電圧信号は基本電圧信号に沿うように正弦波状に徐々に変化するから、素子端電圧（上下電極間の電位差）の絶対値も駆動電圧信号の電圧（駆動電圧）に追従するように徐々に変化する。この結果、電子放出部に印加される駆動電圧と素子端電圧との差が大きくならないので、発生するジュール熱を小さく、且つ、無駄に消費される電力の量を小さくすることができる。

また、大きなジュール熱が発生しないので、電子放出素子の温度が高くならない。従って、エミッタ部の特性が熱により変化してしまうことを回避することができる。更に、電子放出素子に吸着する物質をガス化してしまうことも回避することができるので、ガス化した物質によるプラズマの発生を抑制することができる。その結果、電子が過度に放出されることや、イオンボンバートメントによる電子放出素子の損傷を回避することもできる。

更に、駆動電圧信号は基本電圧信号に高周波電圧信号が重畳された信号である。従って、駆動電圧信号により上部電極の電位が下部電極の電位よりも高くされ且つ下部電極の電位に対する上部電極の電位（下部電極の電位を基準とした場合の上部電極の電位）が次第に増大している期間において、駆動電圧信号は次第に大きさが増大する複数の極大値を有する信号となる。これにより、駆動電圧信号が前回の極大値から今回の極大値へと変化する過程において前回の極大値を上回る大きさとなったとき、それ以前に分極反転（正側分極反転）していないエミッタ部の双極子の一部が正側分極反転させられる。この結果、高周波電圧信号の各周期に合わせて所定量の電子が放出される。

換言すると、一度の電子蓄積動作によりエミッタ部に蓄積された電子が、複数回に分けて放出させられる。従って、一回の連続した電子放出動作において放出される電子の量は小さくなる。この結果、一度の電子蓄積動作によって多くの電子を蓄積させておいても、電子放出素子に局所的に大きな電流が流れる可能性が小さくなるので、発熱による素子の劣化が回避され、且つ、所定の期間Ｔにおける電子放出量を増大することができる。更に、図４３に示したような駆動電圧信号を電子放出素子に印加した場合に比べ、所定期間Ｔにおける双極子の反転動作の回数（分極反転動作回数）が多くならないので、同素子の劣化を抑制することができる。

ところで、このような「庇構造」を有する電子放出素子は、放出すべき量の電子をエミッタ部に蓄積させるのに必要な電圧の絶対値が、同放出すべき量の電子をエミッタ部から上部電極の微細貫通孔を通して放出させるのに必要な電圧の絶対値よりも小さいという特性（分極−素子端電圧特性、即ち、図７に示したようなＱ−Ｖ特性）を有する。従って、前記一つの基本電圧信号により電子の蓄積及び放出を行わせると、電子の蓄積に係る電圧の大きさが必要以上に大きくなって電力が無駄に消費されるか、或いは、電子の放出に係る電圧の大きさが必要以上に小さくなって所望量の電子を放出できない。

従って、前記基本電圧発生部は、前記基本電圧信号として第１基本電圧信号と同第１基本電圧信号より振幅の小さい第２基本電圧信号とを発生するように構成され、
前記高周波電圧重畳部は、前記第１基本電圧信号に前記高周波電圧信号を重畳させるように構成されていることが好適である。
この場合、第１基本電圧信号の周波数と第２基本電圧信号の周波数は等しく、且つ、同期していることが望ましい。

前記駆動電圧印加部は、更に、切換制御信号に基づいて、前記エミッタ部に電子を蓄積させる期間の開始から所定の期間において前記第２基本電圧信号を前記電子放出部に印加し、且つ、同エミッタ部に蓄積されている電子を外部に放出する期間の開始から所定の期間において前記高周波電圧信号が重畳された前記第１基本電圧信号を同電子放出部に印加するスイッチング素子を備えていることが好適である。

これによれば、振幅が互いに相違する第１基本電圧信号と第２基本電圧信号とを発生させておき、それらをスイッチング素子の切換によって電子放出部に適宜印加することができるので、駆動電圧信号を印加するための回路が簡素化される。スイッチング素子としては、例えば、サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn-Off）サイリスタ、ＴＲＩＡＣ（３端子双方向サイリスタ）、ＭＯＳ−ＦＥＴを含むパワートランジスタ及びアナログスイッチ等を使用することができる。即ち、上記スイッチング素子として、半導体素子及びメカニカルリレー等を使用することができる。

更に、この場合、
前記基本電圧発生部は、正弦波状に変化する交流電圧信号を発生する単一の交流電源に接続され同交流電源が発生する交流電圧信号を電圧変換することにより前記第１基本電圧信号と前記第２基本電圧信号とを生成する変圧器（所謂「トランス」）を備えることが好適である。

これによれば、交流電源を一つだけ用意することにより、振幅が互いに相違し且つ正弦波状に変化する前記第１基本電圧信号及び前記第２基本電圧信号を簡単に生成することができる。また、商用電源を電子放出素子の電源として使用することも可能となる。
なお、基本電圧発生部は、変圧器に代え、直流電源からの直流信号を交流に変換する交流発生用インバータを備えたものであってもよい。更に、前記単一の交流電源は、直流電源からの直流信号を交流に変換する交流発生用インバータを備えたものであってもよい。

更に、この場合、前記駆動電圧印加部は、前記スイッチング素子への前記切換制御信号を、前記単一の交流電源が発生する交流電圧信号に基づいて発生するように構成されることが好適である。

これによれば、切換制御信号を生成するための電源が不要であり、且つ、切換制御信号を生成するための回路を簡素化することができる。

更に、この場合、前記駆動電圧印加部は、前記切換制御信号を、前記単一の交流電源が発生する交流電圧信号と同期した交流電圧信号を抵抗を含む分圧回路により分圧することによって形成するように構成されることが好適である。

前記スイッチング素子は、例えば、サイリスタであり、その場合、切換制御信号はゲート信号（ゲート電圧）である。また、前記スイッチング素子は、ＭＯＳ−ＦＥＴであってもよく、その場合、切換制御信号はソースに対するゲートの電圧である。勿論、スイッチング素子は、上述した他のスイッチング素子であってもよい。そして、上記構成によれば、切換制御信号が、前記単一の交流電源が発生する交流電圧と同期した交流電圧を抵抗を含む分圧回路により分圧することによって形成される。従って、極めて単純な回路で切換制御信号を生成することができる。この結果、装置のコストを低減することができる。

更に、前記分圧回路に含まれる少なくとも一つの抵抗が可変抵抗であることが好適である。

これによれば、可変抵抗の抵抗値を変更することにより、第１基本電圧信号と第２基本電圧信号との切換タイミングを簡単な構成で制御することができる。また、切換タイミングを自在に変更できるようになるので、電子放出素子の電子蓄積時における素子の両端電圧（素子端電圧）を変更することができる。この結果、電子放出量を制御することができる。

一方、上記電子放出装置であって、
前記駆動電圧印加部は、更に、前記電子放出部の上部電極側の電位が前記電子放出部の下部電極側の電位よりも所定バイアス電圧だけ高くなるように前記接続線に直列に挿入される直流電源を備えることが好適である。

この場合、
前記基本電圧発生部は、正弦波状に変化する交流電圧信号を発生する単一の交流電源に接続され同交流電源が発生する交流電圧信号を電圧変換することにより二つの端子の間に前記基本電圧信号を発生する変圧器を備えることが好適である。

これらによれば、前記上部電極側の電位が前記下部電極側の電位に対して所定バイアス電圧だけバイアスされる。従って、略正弦波状に変化する駆動電圧信号（正弦波状の基本電圧信号に高周波電圧信号が重畳された信号）により、「上部電極の電位が下部電極の電位よりも高くなっている期間」が「上部電極の電位が下部電極の電位よりも低くなっている期間」よりも長くなる。従って、電子放出を行い得る期間を長くすることができるので、電子放出回数を増大することができる。この結果、電子放出量を一層増大することができる。換言すると、電子放出装置によるエネルギー消費量を低減することができる。

なお、この場合においても、基本電圧発生部は、変圧器に代わる、直流電源からの直流信号を交流に変換する交流発生用インバータを備えたものであってもよい。更に、前記単一の交流電源は、直流電源からの直流信号を交流に変換する交流発生用インバータを備えたものであってもよい。

また、これらによれば、所定バイアス電圧が印加されているので、電子をエミッタ部に蓄積させる際の電圧（上下電極間電圧）の絶対値が、電子をエミッタ部から上部電極の微細貫通孔を通して放出させる際の電圧（上下電極間電圧）の絶対値よりも小さくなる。従って、「庇構造」を有する電子放出素子に適した駆動電圧が付与されるので、無駄に電力を消費することを回避することができる。

一方、上記何れかの電子放出装置において、
前記高周波電圧重畳部は、前記接続線のうちの前記上部電極側に接続された接続線上の信号に前記高周波電圧信号を重畳させる高周波重畳用変圧器を含んでいてもよい。代替として、前記高周波電圧重畳部は、前記接続線のうちの前記下部電極側に接続された接続線上の信号に前記高周波電圧信号を重畳させる高周波重畳用変圧器を含んでいてもよい。

他方、上記何れかの電子放出装置において、
前記高周波電圧重畳部は、前記高周波電圧信号を発生するとともに前記接続線のうちの前記下部電極側に接続された接続線に直列に挿入された高周波重畳用電源を含むことができる。

また、上記何れかの電子放出装置において、
前記高周波電圧重畳部は、前記高周波電圧信号の振幅を次第に増大させるように構成されることが好適である。

一度の電子蓄積動作によって蓄積された電子が放出される毎に、正側分極反転していない双極子の数は減少する。従って、高周波電圧信号の各周期に合わせて放出される電子の量が次第に減少する場合がある。これに対し、上記構成によれば、重畳される高周波電圧信号の極大値が時間経過とともに増大するから、駆動電圧信号のある時点の極大値がその時点の直前の極大値に比べて十分に大きくなる。従って、各電子放出動作において正側分極反転する双極子の数が減少することを抑制することができる。この結果、各電子放出動作時の電子放出量を略一定に維持するか、或いは、各電子放出動作時の電子放出量の減少を抑制することができる。

更に、上記何れかの電子放出装置において、
前記高周波電圧重畳部は、前記下部電極の電位に対する前記上部電極の電位である上下電極間電圧が低下し始める時点で発生する前記高周波電圧信号の振幅が、同上下電極間電圧が上昇を開始してから同時点に至るまでの同高周波電圧信号の振幅より大きくなるように同高周波電圧信号を発生することが好適である。

これによれば、高周波電圧信号の最後の波の極大値（上下電極間電圧（基本電圧信号）が低下し始める時点で発生する波の振幅）が大きい値に設定される。従って、その時点までに正側分極反転していない双極子の総てを正側分極反転せしめることができる。この結果、最後の波により多量の電子が放出される。それゆえ、電子放出装置が蛍光体を備える場合、最後の波の発生後から長時間に渡って蛍光体が強い残光を発生する。従って、蛍光体による平均的な輝度を大きくすることができる。

本発明による他の電子放出装置は、上述した電子放出部と、その電子放出部に駆動電圧信号を印加する駆動電圧印加部と、を備え、
前記駆動電圧印加部は、
正弦波状に変化する基本電圧信号を発生する基本電圧発生部と、
前記基本電圧信号を前記電子放出部に印加するために前記基本電圧発生部を同電子放出部の前記上部電極側と前記下部電極側とに接続する接続線と、
前記接続線に挿入され且つ前記基本電圧信号の周波数よりも高い周波数で同接続線を切断した状態と接続した状態との間で切り換えるスイッチ部と、
を備えた電子放出装置である。

電子放出素子はコンデンサと実質的に同じ構成であるから、上部電極及び下部電極に接続されている接続線の何れかが切断されたとき、その時点で蓄積している電荷を保持する。即ち、その時点の上下電極間の電位差は保持される。従って、上記構成のように、スイッチ部によって、基本電圧発生部を電子放出部の上部電極側と下部電極側とに接続する接続線を、基本電圧信号の周波数よりも高い周波数で切断した状態と接続した状態との間で切り換えれば、電子放出部に階段状の電圧を実質的に印加することができる。この結果、電子放出部に印加される電圧が増大する毎に電子放出素子から電子を放出することができる。

更に、上記何れかの電子放出装置において、
前記電子放出部は、
前記電子放出素子に直列接続された保護抵抗を含むことが望ましい。

保護抵抗によって電子放出素子に過大な電流が流れることを回避することができる。更に、電子放出部が保護抵抗を備えている装置においては、本発明による上記駆動電圧印加部を採用することにより、保護抵抗に起因する無駄な電力消費や発熱をより効果的に回避することができる。

更に、上記何れかの電子放出装置は、前記上部電極の上部側において同上部電極に対向するように配設され、同上部電極の微細貫通孔を通して放出された電子の衝突により発光する蛍光体を更に備えることが望ましい。

上述したように、蛍光体に過大な量の電子を衝突させた場合、電子のエネルギーは熱に変化してしまい、蛍光体の発光量は増大しない。一方、蛍光体は、電子の衝突が終了した後、時間経過とともに光量が低下する残光を発する。従って、蛍光体は、電子のエネルギーが熱に変化することが少ない適当な量の電子が衝突させられることにより多くの光を発生し、その後、衝突する電子の量が減少させられている（衝突する電子が０の場合を含む）期間において主として残光による光を発生し、その残光の発光量が小さくなる適切な時期に再び適当な量の電子が衝突させられることにより多くの光を発生する場合に、高い効率を持って光を発生することになる。

従って、上述した本発明の電子放出装置のように、一回の電子放出量を抑制しながら複数回に亘って且つ短い周期で電子を繰り返し放出させ、その電子を蛍光体に衝突させるようにすれば、より小さい消費電力で大きい発光量を得ることができる。この結果、低消費電力、且つ、明瞭な画像を提供するディスプレイ装置或いは大光量の発光装置を提供することができる。

なお、蛍光体を備える電子放出装置は、
前記蛍光体の近傍に配置されたコレクタ電極と、
前記コレクタ電極が前記放出された電子を同コレクタ電極側に引き寄せる電界を形成するように同コレクタ電極に電圧を付与するコレクタ電圧付与手段と、
を更に備えることが望ましい。

これによれば、コレクタ電極の形成する電界によって、エミッタ部から上部電極の微細貫通孔を通って放出された電子を蛍光体に確実に衝突させることができる。更に、コレクタ電極の形成する電界により、放出された電子にエネルギーを与えて電子を加速することができるので、蛍光体の発光量を高めることができる。

以下、本発明による電子放出装置の各実施形態について図面を参照しながら説明する。この電子放出装置は、電子照射線装置、光源及び電子部品製造装置等の種々の装置に適用することができるが、以下の説明においてはディスプレイに適用されている。
＜第１実施形態＞
（構造）
図１乃至図３に示したように、本発明の第１実施形態に係る電子放出装置は、電子放出素子１０と、保護抵抗２０と、駆動電圧印加部３０と、集束電極電位付与回路４０と、コレクタ電圧付与回路５０と、を備えている。

電子放出素子１０は、基板１１、複数の下部電極（下部電極層）１２、エミッタ部１３、複数の上部電極（上部電極層）１４、絶縁層１５及び複数の集束電極（集束電極層）１６を備えている。なお、図１は電子放出素子１０の部分平面図である図３の１−１線に沿った平面にて電子放出素子１０を切断した断面図、図２は図３の２−２線に沿った平面にて電子放出素子１０を切断した断面図である。

基板１１は、互いに直交するＸ軸及びＹ軸により形成される平面（Ｘ−Ｙ平面）に平行な上面及び下面を有し、Ｘ軸及びＹ軸のそれぞれに直交するＺ軸方向に厚み方向を有する薄板体である。基板１１は、酸化ジルコニウムを主成分とした材料（例えば、ガラス又はセラミックス）からなっている。

下部電極１２のそれぞれは、導電性物質（ここでは、銀又は白金）からなり、基板１１の上面の上に層状に形成されている。各下部電極１２の平面視における形状はＹ軸方向に長手方向を有する帯状である。図１に示したように、互いに隣接する二つの下部電極１２は、Ｘ軸方向において所定の距離だけ離れた位置に形成されている。図１において、符合１２−１、１２−２及び１２−３が付された下部電極１２は、便宜上、第１下部電極、第２下部電極及び第３下部電極とそれぞれ称呼される。

エミッタ部１３は、比誘電率が大きい誘電体（例えば、マグネシウムニオブ酸鉛（ＰＭＮ）、チタン酸鉛（ＰＴ）及びジルコン酸鉛（ＰＺ）の３成分系材料ＰＭＮ−ＰＴ−ＰＺ）からなり、基板１１の上面及び下部電極１２の上面の上に形成されている。エミッタ部１３は、基板１１と同様な薄板体である。エミッタ部１３の上面には、図４に拡大して示したように、誘電体の粒界による凹凸１３ａが形成されている。

上部電極１４のそれぞれは、導電性物質（ここでは、白金）からなり、エミッタ部１３の上面の上に層状に形成されている。各上部電極１４の平面視における形状は、図３に示したように、Ｘ軸方向及びＹ軸方向にそれぞれ沿った短辺及び長辺を有する長方形である。複数の上部電極１４は互いに離間し、マトリクス状に配列されている。上部電極１４のそれぞれは、下部電極１２のそれぞれに対向し、平面視において下部電極１２のそれぞれに重なる位置に配設されている。

更に、上部電極１４のそれぞれには、図４及び上部電極１４の部分拡大平面図である図５に示したように、複数の微細な貫通孔１４ａが形成されている。図１及び図３において、符合１４−１、１４−２及び１４−３が付された上部電極１４は、便宜上、第１上部電極、第２上部電極及び第３上部電極とそれぞれ称呼される。また、Ｘ軸方向に配列された複数の上部電極１４同士は図示しない導体からなる層により接続され、同電位に維持されるようになっている。

従って、この電子放出素子は、誘電体からなるエミッタ部１３と、同エミッタ部１３の下部に形成された下部電極１２と、同エミッタ部１３を挟んで同下部電極１２に対向するように同エミッタ部１３の上部に形成されるとともに微細貫通孔１４ａが複数形成され且つ同微細貫通孔１４ａの周部であって同エミッタ部１３と対向する面が同エミッタ部１３から所定の距離だけ離間しているように形成されてなる（庇構造を有する）上部電極１４と、を有する電子放出素子であると云うことができる。

下部電極１２、エミッタ部１３及び白金レジネートペーストからなる上部電極１４は焼成処理によって一体化させられている。この一体化のための焼成処理により、上部電極１４となる膜が例えば厚み１０μｍから厚み０．１μｍに収縮する。このとき、上部電極１４には前述した複数の微細貫通孔１４ａが形成される。

以上に述べたように、平面視において上部電極１４と下部電極１２とが重なった部分は一つの電子放出のための素子を形成していることになる。例えば、第１下部電極１２−１、第１上部電極１４−１及び第１下部電極１２−１と第１上部電極１４−１とにより挟まれたエミッタ部１３は、第１の素子を構成している。また、第２下部電極１２−２、第２上部電極１４−２及び第２下部電極１２−２と第２上部電極１４−２とにより挟まれたエミッタ部１３は、第２の素子を構成している。更に、第３下部電極１２−３、第３上部電極１４−３及び第３下部電極１２−３と第３上部電極１４−３とにより挟まれたエミッタ部１３は、第３の素子を構成している。このように、電子放出素子１０は、複数の独立した電子放出素子を備えている。

絶縁層１５は、エミッタ部１３の上面の上に、複数の上部電極１４の間を埋めるように形成されている。絶縁層１５の厚み（Ｚ軸方向長さ）は、上部電極１４の厚み（Ｚ軸方向長さ）より僅かだけ大きくなっている。図１及び図２に示したように、各絶縁層１５のＸ軸及びＹ軸方向端部は、上部電極１４のＸ軸方向両端部及びＹ軸方向両端部の上に配置されている。

集束電極１６は、導電性物質（ここでは、銀）からなり、絶縁層１５の上に層状に形成されている。図３に示したように、各集束電極１６の平面視における形状はＹ軸方向に長手方向を有する帯状である。各集束電極１６は、平面視においてＸ軸方向にて互いに隣接する上部電極１４の間（Ｘ軸方向に互いに隣接している素子の各上部電極の間であって、各上部電極の斜め上方、即ち、電子放出方向に僅かに離間した位置）に形成されている。総ての集束電極１６は、図示しない導体からなる層により互いに接続され、同電位に維持されるようになっている。

なお、図１及び図３において、符合１６−１、１６−２及び１６−３が付された集束電極１６は、便宜上、第１集束電極、第２集束電極及び第３集束電極とそれぞれ称呼される。この称呼方法を利用すると、第２集束電極１６−２は第１の素子の第１上部電極１４−１と第２の素子の第２上部電極１４−２との間であって、第１上部電極１４−１及び第２上部電極１４−２の斜め上方に形成されていると言える。同様に、第３集束電極１６−３は第２の素子の第２上部電極１４−２と第３の素子の第３上部電極１４−３との間であって、第２上部電極１４−２及び第３上部電極１４−３の斜め上方に形成されていると言える。

この電子放出装置は、更に、透明板１７、コレクタ電極（コレクタ電極層）１８及び蛍光体１９を備えている。

透明板１７は、透明な材質（ここでは、ガラス又はアクリル製）からなっていて、上部電極１４の上方（Ｚ軸正方向）に所定の距離だけ離れた位置に形成されている。透明板１７は、その上面及び下面がエミッタ部１３の上面及び上部電極１４の上面と平行（Ｘ−Ｙ平面内）となるように配設されている。

コレクタ電極１８は、導電性物質（ここでは、透明導電膜，ITO）からなっていて、透明板１７の下面全体に層状に形成されている。即ち、コレクタ電極１８は、各上部電極１４の上部において各上部電極１４に対向するように配設されている。

蛍光体１９のそれぞれは、電子の衝突により赤、緑及び青色の何れかの光を発するようになっている。各蛍光体１９は、平面視において各上部電極１４と略同一の形状を備え、各上部電極１４と重なる位置に配設されている。図１において、符合１９Ｒ、１９Ｇ及び１９Ｂが付された蛍光体１９は、赤色、緑色及び青色をそれぞれ発光するようになっている。従って、本例においては、赤色蛍光体１９Ｒは第１上部電極１４−１の直上部（Ｚ軸正方向）に位置し、緑色蛍光体１９Ｇは第２上部電極１４−２の直上部に位置し、青色蛍光体１９Ｂは第３上部電極１４−３の直上部に位置している。

蛍光体１９のそれぞれは、電子が衝突すると、その電子により励起状態となり、その励起状態から基底状態へと遷移するときに光を発生するようになっている。赤色蛍光体１９Ｒの代表例は、Ｙ_２Ｏ_２Ｓ：Ｔｂである。緑色蛍光体１９Ｇの代表例は、ＺｎＳ：Ｃｕ，Ａｌである。青色蛍光体１９Ｂの代表例は、ＺｎＳ：Ａｇ，Ｃｌである。

なお、本実施形態の電子放出装置が液晶のバックライトに適用される場合等においては、蛍光体１９は白色の光を発する白色蛍光体であってもよい。白色蛍光体としての代表例は、Ｙ_２Ｏ_２Ｓ：Ｔｂである。或いは、白色蛍光体は、赤色蛍光体（例えば、Ｙ_２Ｏ_２Ｓ：Ｅｕ）、緑色蛍光体（例えば、ＺｎＳ：Ｃｕ，Ａｌ）及び青色蛍光体（例えば、ＺｎＳ：Ａｇ，Ｃｌ）の蛍光体を混ぜ合わせることにより作製することもできる。

エミッタ部１３、上部電極１４、絶縁層１５、集束電極１６及び透明板１７（コレクタ電極１８）により囲まれた空間は略真空（１０^２〜１０^−６Ｐａが好ましく、より好ましくは１０^−３〜１０^−５Ｐａ）に維持されている。

換言すると、透明板１７及びコレクタ電極１８は、図示しない電子放出装置の側壁部とともに密閉空間を形成する空間形成部材を構成している。そして、この密閉空間は略真空に維持されている。従って、電子放出装置の素子（少なくとも各素子のエミッタ部１３の上部と上部電極１４）は、空間形成部材により略真空状態に維持されている密閉空間内に配置されていることになる。

駆動電圧印加部３０は、後に詳述する駆動電圧信号Ｖinを発生するようになっている。駆動電圧印加部３０は、保護抵抗２０を介して各上部電極１４に接続されるとともに各下部電極１２に接続されている。なお、各電子放出素子と保護抵抗２０とからなる部分を電子放出部ＥＰと称呼する。従って、駆動電圧印加部３０は駆動電圧信号Ｖinを電子放出部ＥＰ（電子放出部ＥＰの両端である下部電極側と上部電極側）に印加するようになっている。

集束電極電位付与回路４０は、集束電極１６に接続されていて、集束電極１６に一定の負の電位（電圧）Ｖｓを常に付与するようになっている。

コレクタ電圧付与回路５０は、コレクタ電極１８に所定の電圧（コレクタ電圧）を付与するための回路であって、抵抗（保護抵抗、コレクタ抵抗）５１と、スイッチング素子５２と、一定の電圧Ｖｃを発生する定電圧源５３と、スイッチ制御回路５４とを備えている。抵抗５１の一端はコレクタ電極１８に接続されている。抵抗５１の他端はスイッチング素子５２の固定接続点に接続されている。スイッチング素子５２は、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子であり、スイッチ制御回路５４と接続されている。

スイッチング素子５２は、前記固定接続点に加え、二つの切換点を備えている。スイッチング素子５２は、スイッチ制御回路５４からの指示信号に応じて二つの切換点の何れか一つと固定接続点とを選択的に接続するようになっている。この二つの切換点の一つは接地され、他の一つは定電圧源５３の陽極と接続されている。定電圧源５３の陰極は接地されている。スイッチ制御回路５４は、駆動電圧印加部３０と接続されていて、駆動電圧信号に基づいてスイッチング素子５２の切換制御を行うようになっている。

（電子放出の原理及び作動）
次に、上記のように構成された電子放出装置の電子放出に関する作動原理について一つの電子放出素子に着目して説明する。以下においては、説明を簡単にするため、駆動電圧印加部３０が電子放出素子に印加する駆動電圧信号Ｖinは第１実施形態の駆動電圧信号Ｖinと相違する矩形波となっている。

先ず、図６に示したように、下部電極１２の電位を基準とした下部電極１２と上部電極１４の実際の電位差Ｖka（即ち、素子端電圧Ｖka）が正の所定電圧Ｖｐに維持され、エミッタ部１３の電子が総て放出した直後であって、電子がエミッタ部１３に蓄積されていない状態から説明を開始する。このとき、エミッタ部１３の双極子の負極はエミッタ部１３の上面（Ｚ軸正方向、即ち、上部電極１４側）に向いた状態となっている。この状態は、図７に示したグラフ上の点ｐ１の状態である。図７のグラフは、横軸に素子端電圧Ｖkaをとり、縦軸に上部電極１４近傍部分の電荷Ｑをとったグラフである。このグラフは、電子放出素子１０の分極−素子端電圧特性（Ｑ−Ｖ特性）を表している。

この状態において、駆動電圧印加部３０は、駆動電圧信号Ｖinを負の所定電圧である第１電圧Ｖｍに向けて減少させる。これにより、素子端電圧Ｖkaは図７の点ｐ２を経由して点ｐ３に向けて減少する。そして、素子端電圧Ｖkaが図７に示した負の抗電界電圧Ｖａの近傍の電圧になると、エミッタ部１３の双極子の負極が下部電極１２側に向くように双極子が反転し始める。即ち、図８に示したように、分極反転（負側分極反転）が開始する。この分極反転により、エミッタ部１３の上面と、上部電極１４と、これらの周囲の媒質（この場合、真空）との接触箇所（トリプルジャンクション）及び／又は微細貫通孔１４ａを形成している上部電極１４の先端部分において電界が大きくなり（電界集中が発生し）、図９に示したように、上部電極１４からエミッタ部１３に向けて電子が供給され始める。この場合、微細貫通孔１４ａの周部がエミッタ部１３（エミッタ部１３の上面）から所定距離だけ離間しているので、微細貫通孔１４ａ周部の先端部における電界集中が大きくなり、同先端部からエミッタ部１３に向けて供給される電子の量（供給電子量）を多くすることができる。また、トリプルジャンクションにおいて、上部電極１４とエミッタ部１３の上面とがなす角度が９０°より小さくなるから、電界集中がより顕著になって供給電子量が増加する。

この供給された電子は、主としてエミッタ部１３の上部であって上部電極１４の微細貫通孔１４ａから露呈している部分の近傍及び微細貫通孔１４ａを形成している上部電極１４の端部近傍（以下、単に「微細貫通孔１４ａ近傍」とも言う。）に蓄積される。その後、所定の時間が経過して負側分極反転が完了すると、素子端電圧Ｖkaは負の所定電圧（第１電圧）Ｖｍに向けて急激に変化し、負の所定電圧Ｖｍに到達する。この結果、電子の蓄積が完了する（電子の蓄積飽和状態に至る）。この状態が、図７の点ｐ４の状態である。

次に、駆動電圧印加部３０は、駆動電圧信号Ｖinを正の所定電圧である第２電圧Ｖｐに変更する。これにより、素子端電圧Ｖkaは増大し始める。このとき、素子端電圧Ｖkaが図７の点ｐ５に対応する正の抗電界電圧Ｖｄより僅かに小さい電圧Ｖｂ（点ｐ６）に到達するまでは、図１０に示したように、エミッタ部１３の帯電状態が維持される。その後、素子端電圧Ｖkaは正の抗電界電圧Ｖｄの近傍の電圧に到達する。これにより、双極子の負極がエミッタ部１３の上面側（上部電極１４側）に向き始める。即ち、図１１に示したように、分極が再び反転する（正側分極反転が開始する）。この状態が図７の点ｐ５近傍の状態である。

その後、正側分極反転が完了する時点の近傍になると、負極がエミッタ部１３の上面側に反転した双極子の数が多くなる。この結果、図１２に示したように、双極子と電子との間のクーロンの反発力により微細貫通孔１４ａの近傍に蓄積されていた電子が微細貫通孔１４ａを通って上方（Ｚ軸正方向）に放出され始める。

そして、正側分極反転が完了すると、素子端電圧Ｖkaは急激に増大を開始し、電子が活発に放出される。次いで、電子の放出は完了し、素子端電圧Ｖkaは第２電圧Ｖｐに到達する。この結果、エミッタ部１３の状態は図６に示した当初の状態（図７の点ｐ１の状態）に復帰する。以上が、電子の蓄積（消灯）及び放出（点灯・発光）に係る一連の作動原理である。

ところで、電子が上部電極１４の微細貫通孔１４ａを通して放出されるとき、図１３に示したように、電子は次第に広がりながら（コーン状に）Ｚ軸正方向に進行する。この結果、いくつかの装置においては、一つの上部電極１４（例えば、第２上部電極１４−２）から放出された電子が、その上部電極１４の直上に存在する蛍光体（例えば、緑色蛍光体１９Ｇ）に到達するのみでなく、隣接する蛍光体（赤色蛍光体１９Ｒ及び青色蛍光体１９Ｂ）にも到達してしまう場合があった。このような状態が発生すると、色純度が低下して画像の鮮明さが低下する。

これに対し、本実施形態に係る電子放出素子１０は負の電位が付与される集束電極１６を備えている。この集束電極１６は、隣接する上部電極１４の間（隣接する素子の各上部電極の間）であって、上部電極１４よりも若干だけ上方の位置に配設されている。従って、図１４に示したように、上部電極１４の微細貫通孔１４ａから放出された電子は、集束電極１６によりもたらされる電界によって広がることなく実質的に直上方向に放出される。

この結果、第１上部電極１４−１から放出された電子は赤色蛍光体１９Ｒのみに到達し、第２上部電極１４−２から放出された電子は緑色蛍光体１９Ｇのみに到達し、第３上部電極１４−３から放出された電子は青色蛍光体１９Ｂのみに到達する。従って、ディスプレイの色純度が低下することなく、より鮮明な画像を得ることができる。

（異常な電子放出について）
ところで、発明者は上述した電子放出素子に矩形波状の駆動電圧信号Ｖinを印加すると、不要な電子放出（電子放出量が過大になる場合も含む。）が発生することを発見した。

このような不要な電子放出は、主として次に述べる４つの時点にて生じる。
（Ａ）駆動電圧信号Ｖinを負の所定電圧である第１電圧Ｖｍから正の所定電圧である第２電圧Ｖｐに急激に変更した時点の直後に不要な電子放出が発生する。これは、駆動電圧信号Ｖinが急変することに伴って、上部電極１４と下部電極１２との間（即ち、エミッタ部１３）に大きな突入電流が流れる（素子電流Ｉｋの大きさが過大になる）ことに起因すると推定される。

（Ｂ）駆動電圧信号Ｖinを正の所定電圧である第２電圧Ｖｐに変更したことに伴って正側分極反転が発生し、その正側分極反転が完了した時点の直後に不要な電子放出が発生する。これは、エミッタ部１３の正側分極反転が完了した時点（正の抗電界電圧を超える時点）の直後に素子端電圧Ｖkaが急激に変化すること（素子端電圧Ｖkaの時間的変化率（ｄＶka／ｄｔ）の大きさが過大になること）等によるものと推定される。

（Ｃ）駆動電圧信号Ｖinを正の所定電圧である第２電圧Ｖｐから負の所定電圧である第１電圧Ｖｍに急激に変更した時点の直後に不要な電子放出が発生する。これは、駆動電圧信号Ｖinが急変することに伴って、大きな突入電流が流れる（素子電流Ｉｋの大きさが過大になる）ことに起因すると推定される。

（Ｄ）駆動電圧信号Ｖinを負の所定電圧である第１電圧Ｖｍに変更したことに伴って負側分極反転が発生し、その負側分極反転が完了した時点の直後に不要な電子放出が発生する。これは、エミッタ部１３の負側分極反転が完了した後に素子端電圧Ｖkaが急激に変化すること（素子端電圧Ｖkaの時間的変化率（ｄＶka／ｄｔ）の大きさが過大になること）等によるものと推定される。

発明者は、以上の知見に基づき、実験を重ねたところ、電子を放出させる際及び電子を蓄積させる際に駆動電圧信号Ｖinを矩形波状に変化させるのではなく、駆動電圧信号Ｖinの大きさが徐々に増大するように同駆動電圧信号Ｖinを変化させると、異常な電子放出を防止できるという結論を得た。即ち、電子放出を行うために駆動電圧信号Ｖinを変化させる際、駆動電圧信号Ｖinの電圧変化率の大きさを小さくするほど素子電流Ｉｋのピーク（最大値）が小さくなり、異常な電子放出を回避することができることが確認された。

（蛍光体１９の効率について）
更に、発明者は、蛍光体１９の効率について検討した。上述したような蛍光体１９に過大な量の電子を衝突させた場合、電子のエネルギーは熱に変化してしまい、蛍光体１９の発光量は増大しない。一方、蛍光体１９は、電子の衝突が終了した後、時間経過とともに光量が低下する残光を発する。従って、蛍光体１９は、電子のエネルギーが熱に変化することが少ない適当な量の電子が衝突させられ、その後、電子の衝突が停止させられるか僅かな量の電子が衝突させられ、残光の発光量が小さくなる適切な時期に再び適当な量の電子が衝突させられる場合に、高い効率を持って光を発生することが解った。

そこで、発明者は、電子放出素子１０からの一回の電子放出量を抑制しながら複数回に亘って且つ短い周期で電子を繰り返し放出させ、その電子を蛍光体１９に衝突させるようにすれば、より小さい消費電力で大きい発光量を得ることができるという知見を得た。

（駆動電圧印加部３０の構成及び作動）
第１実施形態に係る駆動電圧印加部３０は、上述の知見に基づいて構成されたものであり、図１５に概念図に示したように、基本電圧発生部３０Ａ、高周波電圧重畳部３０Ｂ及びスイッチング回路（スイッチング素子）３０Ｃを備えている。

基本電圧発生部３０Ａは、正弦波状の電圧信号を出力する単一の交流電源（正弦波電圧信号発生交流電源）ＣＶと、変圧器３１と、を備えている。交流電源ＣＶは、ここでは商用電源ＣＶ（ＡＣ１００Ｖ）である。但し、交流電源ＣＶは、定電圧直流電源及びその定電圧直流電源からの電圧を交流の電圧信号に変換する交流発生用インバータに置換することもできる。基本電圧発生部３０Ａは、商用電源ＣＶ（ＡＣ１００Ｖ）を変圧器３１により変圧（電圧変換）することにより、互いに同期し且つそれぞれが正弦波状に変化する第１基本電圧信号Ｖｂ１及び第２基本電圧信号Ｖｂ２を基本電圧信号として生成するようになっている。但し、第１基本電圧信号Ｖｂ１の振幅は第２基本電圧信号Ｖｂ２の振幅より大きい。

高周波電圧重畳部３０Ｂは、高周波電圧信号Ｖhfを発生するとともに、その高周波電圧信号Ｖhfを第１基本電圧信号Ｖｂ１に重畳させるようになっている。高周波電圧信号Ｖhfは、基本電圧信号（即ち、第１基本電圧信号Ｖｂ１及び第２基本電圧信号Ｖｂ２、又は、少なくとも第１基本電圧信号Ｖｂ１）の振幅より小さい振幅を有し且つ基本電圧信号の周波数よりも高い周波数を有しながら周期的に変化する信号である。この例において、高周波電圧信号Ｖhfは正弦波の交流電圧信号である。

スイッチング回路３０Ｃは、高周波電圧信号Ｖhfが重畳した第１基本電圧信号Ｖｂ１と、正弦波状に変化する第２基本電圧信号Ｖｂ２と、の信号の何れかを選択し、選択した信号を電子放出素子１０及び保護抵抗２０を含む電子放出部ＥＰに接続線ＬＵ，ＬＤを介して印加するようになっている。なお、接続線ＬＵは電子放出素子１０の上部電極側（保護抵抗２０）に接続され、接続線ＬＤは電子放出素子１０の下部電極側（下部電極１２）に接続されている。

より具体的に説明すると、駆動電圧印加部３０は、図１６に示したように、変圧器（単一の変圧器）３１、スイッチング素子の一つであるダイオード（第１整流素子）３２、第１抵抗３３、スイッチング素子の一つであるサイリスタ（第２整流素子）３４、第２抵抗３５、第３抵抗（固定又は可変抵抗）３６、第４抵抗３７、高周波重畳用変圧器３８及び高周波信号発生回路３９を備えている。高周波重畳用変圧器３８及び高周波信号発生回路３９は、高周波電圧重畳部３０Ｂを構成している。ダイオード３２、第１抵抗３３、サイリスタ３４、第２抵抗３５、第３抵抗３６及び第４抵抗３７はスイッチング回路３０Ｃを構成している。

変圧器３１は、一次巻線３１ａと二次巻線３１ｂとを備えている。一次巻線３１ａの両端の端子は、それぞれ端子Ｔ１及び端子Ｔ２と称呼される。二次巻線３１ｂには、二次巻線３１ｂ上に所定の間隔を有しながら配設された複数の端子Ｔ３〜Ｔ８が順に設けられている。端子Ｔ３は二次巻線３１ｂの下端の端子である。端子Ｔ８は二次巻線３１ｂの上端の端子である。

変圧器３１は、一次巻線３１ａの両端の端子Ｔ１，Ｔ２に印加される交流電圧信号を電磁誘導効果により所定の変圧比（ここでは、２．１倍）で変圧した電圧信号を二次巻線３１ｂの両端の端子Ｔ８〜Ｔ３間に発生するようになっている。一次巻線３１ａの両端の端子Ｔ１，Ｔ２は、交流電源である商用電源（例えば、日本国内では、ＡＣ１００（Ｖ），６０Ｈｚ又は５０Ｈｚの電源）に接続されている。端子Ｔ１及び端子Ｔ２は、商用電源のＡＣ１００Ｖ（−）及びＡＣ１００Ｖ（＋）にそれぞれ接続されている。

従って、二次巻線３１ｂの端子Ｔ８には、端子Ｔ３を基準電圧０（Ｖ）として正弦波状に変化する２１０（Ｖ）（振幅＝約２９７Ｖ）の交流電圧信号が発生せしめられる。なお、端子Ｔ８に生成されるこの２１０（Ｖ）の交流電圧を、単に「ＡＣ２１０（Ｖ）」と称呼する。他の端子に現れる電圧にも、同様の称呼方法を適用する。ＡＣ２１０（Ｖ）が、本実施形態における第１基本電圧信号Ｖｂ１に相当する信号である。

同様に、二次巻線３１ｂの端子Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６及びＴ７には、端子Ｔ３を基準電圧として３０，４０，５０及び２００Ｖの交流電圧信号がそれぞれ発生する。端子Ｔ６に生成されるこの５０（Ｖ）の交流電圧信号（ＡＣ５０（Ｖ））が、本実施形態における第２基本電圧信号Ｖｂ２に相当する信号である。なお、説明の便宜上、端子Ｔ８の位置は二次巻線３１ｂの第１の位置と称呼され、端子Ｔ６の位置は二次巻線３１ｂの第２の位置と称呼され、端子Ｔ５の位置は二次巻線３１ｂの第３の位置とも称呼される。端子Ｔ３の位置は、二次巻線３１ｂの基準位置とも称呼される。

端子Ｔ８は、接続線Ｌ１ａにより高周波重畳用変圧器３８の二次巻線３８ｂの端子Ｍ２に接続されている。二次巻線３８ｂの端子Ｍ１は接続線Ｌ１ｂによりダイオード３２のアノードＡと接続されている。ダイオード３２のカソードＫは、接続線Ｌ１ｂに直列に挿入された第１抵抗３３を介して点Ｐ１に接続されている。点Ｐ１は接続線ＬＣ１により保護抵抗２０の一端に接続されている。保護抵抗２０の他端は電子放出素子１０の上部電極１４と接続されている。上述したように、電子放出素子１０と保護抵抗２０とは電子放出部ＥＰを構成している。従って、点Ｐ１は、電子放出部ＥＰの上部電極１４側に接続線ＬＣ１によって接続されていると言うことができる。

端子Ｔ６は、接続線Ｌ２によりサイリスタ３４のカソードＫと接続されている。サイリスタ３４のアノードＡは、接続線Ｌ２に直列に挿入された第２抵抗３５を介して点Ｐ１に接続されている。

端子Ｔ５は、第４抵抗３７を介してサイリスタ３４のゲートＧと接続されている。サイリスタ３４のカソードＫと端子Ｔ６の間の点Ｐ２は、第４抵抗３７とサイリスタ３４のゲートＧとの間の点Ｐ３に、第３抵抗３６を介して接続されている。従って、点Ｐ３の電位は、端子Ｔ６の電位と端子Ｔ５の電位を、第３抵抗３６及び第４抵抗３７からなる分圧回路ＢＣにより分圧した電位となる。

これにより、サイリスタ３４のゲートＧには、端子Ｔ６（二次巻線３１ｂの第２の位置）に現れる交流電圧と端子Ｔ５（二次巻線３１ｂの第３の位置）に現れる交流電圧との差の電圧に比例した電圧が印加される。サイリスタ３４は、ゲートＧの電位がカソードＫの電位に対して所定閾値電圧（例えば、０．６（Ｖ））以上大きくなるとゲートを開き（以下、「サイリスタゲートがオンする」とも云う。）、この状態においてアノードＡとカソードＫとの間が順方向にバイアスされたときに導通する（順方向電流を通過せしめる）。

端子Ｔ３は、基準接続線である接続線Ｌ３と、接続線Ｌ３に点Ｐ４にて接続された接続線ＬＣ２と、により電子放出素子１０の下部電極１２（電子放出部ＥＰの下部電極１２側）に接続されている。点Ｐ４は接地されている。

次に、上記のように構成された駆動電圧印加部３０の作動について図１７乃至図２１を参照しながら説明する。なお、以下において、駆動電圧信号Ｖinは、基準接続線Ｌ３（端子Ｔ３の電位）を基準の電位としたときの点Ｐ１の電位（駆動電圧信号Ｖin＝点Ｐ１の電位−点Ｐ４の電位）と定義する。

先ず、理解を容易にするために、駆動電圧印加部３０から高周波電圧重畳部３０Ｂを省略した回路の作動について説明する。図１７は、係る回路の信号波形を示したタイムチャートである。図１７において、実線の曲線ＣＬ１は駆動電圧信号Ｖin（この場合、素子端電圧Ｖkaは駆動電圧信号Ｖinと略一致する）、破線の曲線ＣＬ２は端子Ｔ８に現れる第１基本電圧信号Ｖｂ１に相当する交流電圧ＡＣ２１０（Ｖ）、一点鎖線の曲線ＣＬ３は端子Ｔ６に現れる第２基本電圧信号Ｖｂ２に相当する交流電圧ＡＣ５０（Ｖ）をそれぞれ示している。

いま、時刻ｔ１においてエミッタ部１３の上部近傍に電子が蓄積されている状態にあると仮定する。また、時刻ｔ１において、端子Ｔ８及び端子Ｔ６に現れているＡＣ２１０（Ｖ）及びＡＣ５０（Ｖ）は、ともに０（Ｖ）であると仮定する。従って、ＡＣ２１０（Ｖ）及びＡＣ５０（Ｖ）は、時刻ｔ１以降において０（Ｖ）から正弦波状に徐々に増大する。

このとき、素子端電圧Ｖkaは、０（Ｖ）近傍の負の電圧となっている。従って、時刻ｔ１直後において、端子Ｔ８の電位は電子放出素子１０の上部電極１４の電位よりも高いから、ダイオード３２は順方向にバイアスされる。これにより、ダイオード３２は順方向電流Ｉ１の通過を許容する。この結果、点Ｐ１には端子Ｔ８の電位（端子Ｔ８に現れている交流電圧であるＡＣ２１０（Ｖ）の電圧）が付与される。即ち、電子放出部ＥＰの上部電極１４側にＡＣ２１０（Ｖ）が付与される（電子放出部ＥＰにＡＣ２１０（Ｖ）が印加される。）。

これにより、端子Ｔ８から接続線Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ及びＬＣ１を介して電子放出部ＥＰへ向い、更に、電子放出部ＥＰから接続線ＬＣ２及びＬ３を介して端子Ｔ３に向う電流が流れる。この結果、素子端電圧ＶkaはＡＣ２１０（Ｖ）に追従するように徐々に増大して行く。なお、実際には、時刻ｔ１から所定の時間が経過するまで、保護抵抗２０及び電子放出素子１０に流れる電流に応じて素子端電圧ＶkaはＡＣ２１０（Ｖ）よりも極めて僅かだけ小さい値をとる。

次に、時刻ｔ２になると、ＡＣ２１０（Ｖ）は正側のピーク（振幅と同じ大きさの最大値）となる。従って、時刻ｔ２以降においては、点Ｐ１の電位（電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位）が端子Ｔ８の電位より高くなるので、ダイオード３２は逆方向にバイアスされる。このため、ダイオード３２は非導通（遮断）状態となる。この結果、駆動電圧信号Ｖinは、ＡＣ２１０（Ｖ）とともに変化せず、その時点の値に実質的に維持されるか、あるいは、漏れ電流により徐々に低下する。

また、端子Ｔ５を基準としたときの端子Ｔ６の電位（以下、「端子Ｔ６−Ｔ５間の電圧Ｖ６５」と称呼する。）は、図１８の曲線ＣＬ４により示したように変化する。また、電圧Ｖ６５を第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４とにより分圧することにより得られる点Ｐ２と点Ｐ３間の電圧（点Ｐ３を基準にした点Ｐ２の電位）は、図１８の曲線ＣＬ５により示したように変化する。これらの電圧は、ＡＣ２１０（Ｖ）及びＡＣ５０（Ｖ）と同期している。点Ｐ２と点Ｐ３との間の電位差は、サイリスタ３４のカソードＫとゲートＧとの間の電圧である。

また、サイリスタ３４は、アノードＡとカソードＫとの間が順方向にバイアスされている状態にて、ゲートＧの電位がカソードＫの電位に対して閾値電圧（例えば、０．６（Ｖ））以上大きくなるとゲートを開き、導通する。即ち、サイリスタ３４は、点Ｐ２と点Ｐ３間の電圧が所定の絶対値（閾値電圧の絶対値）よりも大きい絶対値を有する負の電圧になったとき、順方向電流を通過させ得るようになる。

従って、商用電源ＣＶが発生する電圧を変圧することにより生成された電圧（ＡＣ２１０（Ｖ）及びＡＣ５０（Ｖ）等）が正の電圧から負の電圧へと変化する時刻ｔ３を過ぎて時刻ｔ４になり、点Ｐ２と点Ｐ３間の電圧が負の閾値電圧に到達すると、サイリスタゲートをオンさせる信号（以下、「サイリスタゲート・オン信号」と称呼する。）が発生する。

時刻ｔ４にてサイリスタゲート・オン信号が発生したとき、ＡＣ５０（Ｖ）が現れる端子Ｔ６の電位は負の電位となっている。一方、電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位は正の電位である。従って、サイリスタ３４は、順方向にバイアスされているので、順方向電流Ｉ２の通過を許容する。これにより、電子放出部ＥＰの上部電極１４側である点Ｐ１には、端子Ｔ６の電位（端子Ｔ６に現れている交流電圧であるＡＣ５０（Ｖ）の電圧）が付与される。換言すると、時刻ｔ４以降において電子放出部ＥＰにＡＣ５０（Ｖ）が印加されるから、駆動電圧信号ＶinはＡＣ５０（Ｖ）に沿って正弦波状に変化することになる。

従って、電子放出部ＥＰから端子Ｔ６に向けて接続線ＬＣ１及び接続線Ｌ２を介して電流が流れる。更に、端子Ｔ３から電子放出部ＥＰに向う電流が流れる。この結果、素子端電圧Ｖkaは時刻ｔ４の直後に急激に０（Ｖ）付近にまで低下し、ＡＣ５０（Ｖ）によって負の抗電界電圧Ｖａ近傍の電圧となる。これにより、前述した負側分極反転が発生する。そして、負側分極反転が完了すると、電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位は、ＡＣ５０（Ｖ）とともに変化するようになる。なお、負側分極反転が完了したときにエミッタ部１３への電子の蓄積が実質的に完了する。

時刻ｔ５になると、ＡＣ５０（Ｖ）は負側のピークとなり、時刻ｔ５以降において増大し始める。この結果、端子Ｔ６の電位は、点Ｐ１の電位（電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位）より高くなる。従って、サイリスタ３４は逆方向にバイアスされるから、時刻ｔ５以降において電流はサイリスタ３４を通過しない。この結果、駆動電圧信号Ｖinは、ＡＣ５０（Ｖ）とともに変化せず、時刻ｔ５時点の値に実質的に維持される。

時刻ｔ６になると、図１８に示したように、点Ｐ２と点Ｐ３間の電圧が所定の絶対値（閾値電圧の絶対値）よりも小さい絶対値を有する負の電圧になる。従って、時刻ｔ６においてサイリスタゲート・オフ信号が発生する。そして、時刻ｔ７になると、ダイオード３２が再び順方向にバイアスされ出し、次いで、時刻ｔ１以降と同様な作動が再開する。以上が、駆動電圧印加部３０から高周波電圧重畳部３０Ｂを省略した回路の作動の概略である。

なお、サイリスタ３４は、順方向にバイアスされているときにサイリスタゲート・オン信号が入力されると順方向電流の通過を開始させる。この状態においては、サイリスタゲート・オフ信号が入力されても、サイリスタは順方向電流を通過させ続ける（遮断されない）。そして、サイリスタは、逆方向バイアスが加わるか、又は、サイリスタを通過する電流が保持電流以下となったとき遮断され、再び、サイリスタゲート・オン信号が入力されるまでは、一切の電流を遮断するようになる。

駆動電圧印加部３０は、実際には、高周波電圧重畳部３０Ｂを備えていて、第１基本電圧信号Ｖｂ１（＝ＡＣ２１０（Ｖ））に、高周波信号発生回路３９が発生する高周波電圧信号Ｖhfを変圧器３８によって重畳させている。この重畳される高周波電圧信号Ｖhfは、図１９に示したとおりである。従って、高周波電圧信号Ｖhfが重畳された第１基本電圧信号Ｖｂ１（以下、「高周波重畳第１基本電圧信号」と称呼する。）は、図２０の破線の曲線ＣＬ２のように変化する。また、サイリスタゲート・オフ信号が発生している期間において、電子放出素子１０の上部電極１４の電位が高周波重畳第１基本電圧信号より高くなったとき、ダイオード３２も逆バイアスとなって非導通状態となる。その結果、上部電極１４の電位はその時点の値に維持される。つまり、高周波重畳第１基本電圧信号の極大値が維持される。従って、実際の駆動電圧信号Ｖinは、図２０の実線の曲線ＣＬ１のように変化する。

以上の結果、時刻ｔ１から素子端電圧Ｖkaの絶対値が駆動電圧信号Ｖinに追従するように徐々に且つ階段状に増大する。これにより、駆動電圧信号Ｖinと素子端電圧Ｖkaとの差が大きくならないので、ジュール熱の発生が小さく、無駄に消費される電力の量を小さくすることができる。

更に、図２０に示した時刻ｔ１０（時刻ｔ１と時刻ｔ２の間の時刻）にて素子端電圧Ｖkaが正の抗電界電圧Ｖｄの近傍の電圧に到達すると、エミッタ部１３の双極子の一部が正側分極反転を開始する。その結果、エミッタ部１３の微細貫通孔１４ａ近傍に蓄積されている電子の一部が微細貫通孔１４ａを通って放出される。しかしながら、駆動電圧信号Ｖinは極大値をとった後に直ちに極小値へと減少する。このため、素子端電圧Ｖkaは極大値に維持されるから、エミッタ部１３の双極子の正側分極反転が停止し、電子の放出が一旦停止するか、或いは、電子放出量が極めて小さくなる。

その後、僅かな時間が経過して駆動電圧信号Ｖinが自身の直前の極大値より大きくなると、素子端電圧Ｖkaも駆動電圧信号Ｖinとともに増大するので、正側分極反転を完了していない双極子の一部が正側分極反転を開始する。この結果、エミッタ部１３の微細貫通孔１４ａ近傍に残存していた電子の一部が微細貫通孔１４ａを通って放出される。即ち、２回目の電子放出が行われる。

このような電子放出（電子放出量増大）及び放出停止（電子放出量減少）は、図２０の破線の円Ａ部内の駆動電圧信号Ｖinとそれに伴う電子放出量のグラフである図２１に示したように、駆動電圧信号Ｖin（この場合、素子端電圧Ｖka）が略階段状に増大する毎に繰り返される。換言すると、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせてそれ以前に分極反転（正側分極反転）していない双極子の一部が正側分極反転させられるので、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて所定量の電子が放出される。そして、駆動電圧信号Ｖinが最大値となると電子放出は停止する。

このように、本実施形態に係る電子放出装置によれば、一度の電子蓄積動作によってエミッタ部１３に蓄積された電子を複数回に分けて放出することができる。従って、一度の電子蓄積動作により多くの電子を蓄積させておいても、電子放出素子に局所的に大きな電流が流れる可能性が小さくなるので、発熱による素子の劣化が回避され、且つ、所定の期間における電子放出量を増大することができる。更に、図４３に示した方法のように所定期間Ｔにおける双極子の反転動作の回数（分極反転動作回数）が増加することなく電子放出量を増大することができるので、素子の分極反転に起因する劣化を抑制することができる。

加えて、時刻ｔ４以降の電子蓄積時において、駆動電圧信号Ｖinが正弦波状に徐々に減少するから、素子端電圧Ｖkaも駆動電圧信号Ｖinに追従するように徐々に変化する。この結果、駆動電圧信号Ｖinと素子端電圧Ｖkaとの差が大きくならないので、ジュール熱の発生が小さく、無駄に消費される電力の量を小さくすることができる。更に、上述した異常な発光が発生し難い。

更に、電子の放出時及び蓄積時において、大きなジュール熱が発生しないので、電子放出素子１０の温度が高くならない。従って、エミッタ部１３の特性が熱により変化してしまうことを回避することができる。更に、電子放出素子１０に吸着する物質をガス化してしまうことも回避することができるので、ガス化した物質によるプラズマの発生を抑制することができる。その結果、電子が過度に放出されることや、イオンボンバートメントによる電子放出素子１０の損傷を回避することもできる。

加えて、電子を放出させるための高周波重畳第１基本電圧信号が印加され始めた後、その高周波重畳第１基本電圧信号の絶対値は徐々に大きくなる。これにより、エミッタ部１３に流れる突入電流の大きさを小さくすることができるとともに、第１基本電圧信号印加によるエミッタ部の正側分極反転完了後における素子端電圧の変化率を小さくすることができる。この結果、突入電流に起因する電子の不要な放出による不要な発光、及び、正側分極反転完了直後の素子電圧の急激な変化に起因する電子の不要な放出による不要な発光が回避され得る。

更に、電子を蓄積させるために第２基本電圧信号Ｖｂ２を印加した後であって、エミッタ部１３の負側分極反転完了後においても、第２基本電圧信号ＡＣ５０（Ｖ）の絶対値は徐々に増大する。従って、エミッタ部の負側分極反転が完了した後に素子端電圧が急激に変化すること等によるものと推定される不要なタイミングにおける電子放出及びそれに伴う不要な発光を防止することもできる。

また、第１基本電圧信号ＡＣ２１０（Ｖ）の振幅（高周波重畳第１基本電圧信号の振幅）は第２基本電圧信号ＡＣ５０（Ｖ）の振幅より大きい。これにより、図７に示したような電子放出素子１０のＱ−Ｖ特性に応じた駆動電圧を付与することができる。従って、第１及び第２基本電圧信号の振幅を等しくしたときのように第１及び第２基本電圧信号の何れかの電圧が必要以上に大きくなって電力が無駄に消費されること、或いは、何れかの電圧が必要以上に小さくなって所望量の電子を放出できないこと、といった不具合を回避することができる。

また、駆動電圧印加部３０は、高周波重畳第１基本信号及び第２基本電圧信号の電子放出部ＥＰへの印加状態を切り換えるスイッチング回路３０Ｃ（スイッチング素子であるサイリスタ３４）を備えている。これにより、駆動電圧印加部３０の構成が簡素化される。

更に、駆動電圧印加部３０は、正弦波状に変化する交流電圧を発生する単一の交流電源（商用電源）ＣＶを使用し、その交流電源が発生する交流電圧を電圧変換することにより第１基本電圧信号Ｖｂ１となる電圧ＡＣ２１０（Ｖ）及び第２基本電圧信号Ｖｂ２となる電圧ＡＣ５０（Ｖ）を生成する変圧器３１を備えている。

従って、交流電源を一つだけ用意することにより、振幅が互いに相違し且つ正弦波状に変化する前記第１基本電圧信号Ｖｂ１及び前記第２基本電圧信号Ｖｂ２を簡単に生成することができる。また、商用電源を電子放出素子の電源として使用することも可能となる。

また、本実施形態においては、スイッチング素子であるサイリスタ３４の状態を制御する切換制御信号（サイリスタ３４のゲートＧとカソードＫとの間に付与する電圧）が、単一の交流電源（商用電源）ＣＶが発生する交流電圧ＡＣ１００（Ｖ）に基づいて発生させられている。従って、切換制御信号を生成するための電源が不要である。

更に、駆動電圧印加部３０は、前記切換制御信号を、前記単一の交流電源ＣＶが発生する交流電圧と同期した交流電圧（変圧器３１により変圧した交流電圧）を抵抗３６及び抵抗３７を含む分圧回路ＢＣにより分圧することによって形成している。従って、極めて単純な回路で切換制御信号を生成することができる。この結果、駆動電圧印加部３０のコストを低減することができる。

更に、駆動電圧印加部３０は、単一の変圧器３１の二次巻線３１ｂの第２の位置（端子Ｔ６）に現れる電圧ＡＣ５０（Ｖ）と二次巻線３１ｂの第３の位置（端子Ｔ５）に現れる電圧ＡＣ３９（Ｖ）との差の電圧信号を、前記単一の交流電源が発生する交流電圧信号と同期した交流電圧信号として得ている。このため、余分な電源や変圧器等が不要となるので、より安価な電子放出装置を提供することができる。

なお、分圧回路ＢＣが含む抵抗３６及び３７の少なくとも一つは、外部からの信号或いは操作により抵抗値を変化するこができる可変抵抗であることが望ましい。これによれば、可変抵抗の抵抗値を変更することにより、高周波重畳第１基本電圧信号と第２基本電圧信号との切換タイミングを簡単な構成で制御することができる。また、切換タイミングを自在に変更できるので、第２基本電圧信号ＡＣ５０（Ｖ）を電子放出部ＥＰに印加している時間を変更できる。その結果、電子放出素子１０の電子蓄積時における素子の両端電圧（素子端電圧）を変更することができるから、電子のエミッタ部１３の上部への蓄積量を変更でき、もって、電子放出量を制御することができる。また、かかる分圧回路はインダクタやキャパシタを用いて構成されてもよい。上記のように抵抗のみを用いた分圧回路ＢＣは、安定した電圧を生成できる点で好ましい。

なお、以上の説明から明らかなように、本実施形態に係る駆動電圧印加部３０は、エミッタ部１３に電子を蓄積させる期間の開始から所定の期間（図１７の時点ｔ４から時点ｔ５よりの前の時点までの期間）において第２基本電圧信号Ｖｂ２を電子放出部ＥＰに印加し、且つ、エミッタ部１３に蓄積されている電子を外部に放出する期間の開始から所定の期間（図１７の時点ｔ１から時点ｔ２までの期間）において高周波電圧信号Ｖhfが重畳された第１基本電圧信号Ｖｂ１を電子放出部ＥＰに印加している。

（コレクタ電極の制御）
コレクタ電圧付与回路５０は、電子放出が予定される期間においてコレクタ電極１８に電圧Ｖｃを付与するようにスイッチ制御回路５４を制御し、その他の期間においてコレクタ電極１８を接地するようにスイッチ制御回路５４を制御する。電子放出が予定される期間の代表例はダイオード３２が順方向にバイアスされている期間である。なお、コレクタ電圧付与回路５０は、その他の期間においてコレクタ電極１８に電圧Ｖｃより小さい電圧を印加するか、コレクタ電極１８をフローティング状態へと移行するように構成されていてもよい。このように、コレクタ電極１８を接地することによりコレクタ電極１８に第２コレクタ電圧Ｖ２（Ｖ２＜Ｖｃ）を付与するか、又は、コレクタ電極１８をフローティング状態とすることを、「コレクタ電極をオフする。」とも言う。

コレクタ電極１８をオフすると、コレクタ電極１８は放出された電子を引き寄せる電界を形成しないか或いはそのような電界の強度を小さくする。この結果、不要な電子放出（不要な発光）が回避される。

また、コレクタ電極１８に電圧Ｖｃが付与されると、電子放出素子１０から放出された電子は、コレクタ電極１８により形成される電界によって加速されながら（高いエネルギーが与えられ）上部電極１４の上方に進行する。従って、蛍光体１９に高いエネルギーをもった電子が照射されるので、大きな輝度が得られる。換言すると、コレクタ電圧Ｖｃが付与されたコレクタ電極１８は、放出された電子を引寄せるので、結果として、コレクタ電極１８の近傍に必要とされる量の電子が到達する。

なお、蛍光体１９の励起実験に基づけば、蛍光体１９の過度の発熱を回避して高効率にて蛍光体１９を発光させるためには、高周波電圧信号Ｖhfの周波数は５ｋＨｚ以上であることが望ましい。また、基本電圧信号（第１基本電圧信号Ｖｂ１及び第２基本電圧信号Ｖｂ２）の周波数は１ｋＨｚ以下であることが望ましい。基本電圧信号の周波数が電子放出素子１０における消費電力に比例するため、基本電圧信号の周波数はより好ましくは５００Ｈｚ以下である。更に、一回の電子蓄積動作により蓄積された電子を放出する回数（一回の電子放出期間における電子放出の回数）は１０個以上であることが好ましい。これらの事項は、以下に述べる他の実施形態においても適用される。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る電子放出装置について図２２を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第１実施形態に係る駆動電圧印加部３０を駆動電圧印加部６０に置換したものである。

駆動電圧印加部６０は、基本電圧発生部６０Ａ、高周波電圧重畳部６０Ｂ及び一定の直流電圧（ここではＶdc＝ＤＣ１１５（Ｖ））を発生する直流電源６０Ｃを備えている。

基本電圧発生部６０Ａは、正弦波状の電圧信号を出力する単一の交流電源（正弦波電圧信号発生交流電源）ＣＶと、変圧器６１と、を備えている。交流電源ＣＶは、ここでは商用電源ＣＶ（ＡＣ１００Ｖ）である。

変圧器６１は、一次巻線６１ａと二次巻線６１ｂとを備えている。一次巻線６１ａの両端の端子は、それぞれ端子Ｔ１及び端子Ｔ２と称呼される。二次巻線６１ｂの両端の端子は、それぞれ端子Ｔ３及び端子Ｔ４と称呼される。変圧器６１は、商用電源ＣＶのＡＣ１００Ｖを所定の変圧比（ここでは、１．３１倍）で変圧することにより、端子Ｔ４と端子Ｔ３の間に基本周波数で基本振幅を有する基本電圧信号Ｖｂ（ＡＣ１３１（Ｖ））を生成するようになっている。従って、基本電圧信号Ｖｂは、その電圧値が正弦波状に変化する信号である。

高周波電圧重畳部６０Ｂは、高周波信号発生回路６２及び高周波重畳用変圧器６３を備えている。
高周波信号発生回路６２は、高周波電圧信号Ｖhfを発生するようになっている。高周波電圧信号Ｖhfは、基本電圧信号Ｖｂの振幅（基本振幅）より小さい振幅を有し且つ基本電圧信号Ｖｂの周波数（基本周波数）よりも高い周波数を有しながら周期的に変化する信号である。この例において、高周波電圧信号Ｖhfは正弦波の交流電圧信号である。

高周波重畳用変圧器６３は、一次巻線６３ａと二次巻線６３ｂとを備えている。高周波重畳用変圧器６３は、一次巻線６３ａの両端の端子Ｍ３，Ｍ４に印加される高周波信号発生回路６２からの高周波電圧信号Ｖhfを、電磁誘導効果により所定の変圧比（ここでは、１．０倍）で変圧し、その変圧後の高周波電圧信号Ｖhfを二次巻線６３ｂの両端の端子Ｍ１，Ｍ２間に発生するようになっている。

変圧器６１の端子Ｔ４は高周波重畳用変圧器６３の端子Ｍ２に第１接続線Ｌ１により接続されている。高周波重畳用変圧器６３の端子Ｍ１は電子放出部ＥＰの上部電極側（保護抵抗２０、点Ｐ１）に第２接続線Ｌ２により接続されている。電子放出部ＥＰの下部電極１２側は直流電源６０Ｃの陰極に第３接続線Ｌ３及び第４接続線Ｌ４により接続されている。第３接続線Ｌ３と第４接続線Ｌ４との接続点ＰＧは接地されている。直流電源６０Ｃの陽極は変圧器６１の端子Ｔ３に第５接続線Ｌ５により接続されている。

正弦波状に変化する基本電圧信号Ｖｂを発生する基本電圧発生部６０Ａは、第１接続線Ｌ１乃至第５接続線Ｌ５からなる接続線（及び変圧器６３の二次巻線６３ｂ）により電子放出部ＥＰの上部電極側と下部電極側とに接続されていると言うことができる。更に、直流電源６０Ｃは、電子放出部ＥＰ（又は電子放出素子１０）の上部電極１４側の電位（点Ｐ１の電位）が下部電極１２側の電位（点ＰＧの電位）よりも所定バイアス電圧Ｖdc（ＤＣ１１５（Ｖ））だけ高くなるように、第１接続線Ｌ１乃至第５接続線Ｌ５からなる接続線に直列に挿入されていると言うことができる。

次に、上記のように構成された駆動電圧印加部６０の作動について図２３乃至図２５を参照しながら説明する。なお、以下において、駆動電圧信号Ｖinは、点ＰＧの電位（接地電位、直流電源６０Ｃの陰極電位、即ち、電子放出素子１０の下部電極１２の電位）を基準の電位としたときの点Ｐ１の電位（端子Ｍ１の電位、即ち、電子放出部ＥＰの上部電極側の電位）と定義する。

先ず、理解を容易にするために、駆動電圧印加部６０から高周波電圧重畳部６０Ｂを省略した回路の作動について説明する。図２３は、係る回路の信号波形を示したタイムチャートである。図２３において、曲線ＣＬ１は駆動電圧信号Ｖin、直線ＣＬ２は直流電源６０Ｃの直流信号（バイアス電圧）Ｖdcである。なお、この場合、素子端電圧Ｖkaは駆動電圧信号Ｖinに良く追従し、従って、駆動電圧信号Ｖinに略一致する。

前述したように、直流電源６０Ｃによって、電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位（点Ｐ１の電位）は下部電極１２側の電位（点ＰＧの電位）よりも所定バイアス電圧Ｖdc（ＤＣ１１５（Ｖ））だけ高められている。その結果、駆動電圧信号Ｖinは、基本電圧信号Ｖｂの振動中心が０ＶではなくＶdcにシフトされた信号となる。これにより、駆動電圧信号Ｖinは、基本電圧信号Ｖｂの半周期（時刻ｔ１〜時刻ｔ３）よりも長い時間（時刻ｔ０〜時刻ｔ４）、正の電圧となる。従って、駆動電圧信号Ｖinは、基本電圧信号Ｖｂの半周期（時刻ｔ１〜時刻ｔ３）よりも短い時間（時刻ｔ４〜時刻ｔ５）、負の電圧となる。この結果、電子放出可能期間Ｔｈａは電荷蓄積可能期間Ｔｄよりも長くなる。なお、ここでの電子放出可能期間Ｔｈａは、電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位が下部電極１２側の電位より高くなっている期間であり、電荷蓄積可能期間Ｔｄは上部電極１４側の電位が下部電極１２側の電位より低くなっている期間である。

駆動電圧印加部６０は、実際には、高周波電圧重畳部６０Ｂを備えていて、基本電圧信号Ｖｂ（＝ＡＣ１３１（Ｖ））に、高周波電圧信号Ｖhfを高周波重畳用変圧器６３によって重畳させている。この重畳される高周波電圧信号Ｖhfは、図２４に示したとおりである。従って、高周波電圧信号Ｖhfが重畳された基本電圧信号Ｖｂ（以下、「高周波重畳基本電圧信号」とも称呼する。）、即ち、駆動電圧信号Ｖinは、図２５の曲線ＣＬ１のように変化する。

これにより、駆動電圧信号Ｖinに追従して変化する素子端電圧Ｖkaが、図２５に示した時刻ｔｓ（時刻ｔ０と時刻ｔ２の間の時刻）にて正の抗電界電圧Ｖｄの近傍の電圧に到達すると、エミッタ部１３の双極子の一部が正側分極反転を開始する。その結果、エミッタ部１３の微細貫通孔１４ａ近傍に蓄積されている電子の一部が微細貫通孔１４ａを通って放出される。しかしながら、駆動電圧信号Ｖinは極大値をとった後に直ちに極小値へ減少するから、エミッタ部１３の双極子の正側分極反転が停止する。その結果、電子の放出が一旦停止する。或いは、正側分極反転する双極子の数が減少する。その結果、電子放出量が極めて小さくなる。

その後、僅かな時間が経過して駆動電圧信号Ｖinが自身の直前の極大値より大きくなると、素子端電圧Ｖkaが駆動電圧信号Ｖinとともに増大するので、正側分極反転を完了していない双極子の一部が正側分極反転を開始する。この結果、エミッタ部１３の微細貫通孔１４ａ近傍に残存していた電子の一部が微細貫通孔１４ａを通って放出される。即ち、２回目の電子放出が行われる。

このような電子放出（又は電子放出量増大）及び放出停止（又は電子放出量減少）は、駆動電圧信号Ｖinが自身の直前の極大値より大きくなる毎に繰り返される。換言すると、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせてそれ以前に正側分極反転を完了していない双極子の一部が正側分極反転させられるので、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて所定量の電子が放出される。その後、駆動電圧信号Ｖinが自身の直前の極大値より大きくならなくなると（極大値が減少を開始すると）電子放出は停止する。換言すると、時刻ｔ２の近傍の時刻ｔｅにて駆動電圧信号Ｖinが最大値に到達した時点以降、電子放出は停止する。このように、時刻ｔｓ〜時刻ｔｅの実際の電子放出期間Ｔactにおいて、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて所定量の電子が放出される。

この実施形態によれば、電子放出可能期間Ｔｈａは電荷蓄積可能期間Ｔｄよりも長い。従って、一回の電子蓄積動作により蓄積された電子を放出する回数を増大することができる。この結果、一回の連続した電子放出に係る電子放出量を小さくすることができるので、電子放出素子１０及び蛍光体１９の発熱量を低減するとともに、蛍光体１９による発光を高効率にて行うことが可能となる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る電子放出装置について図２６を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第２実施形態に係る駆動電圧印加部６０を駆動電圧印加部７０に置換したものである。

駆動電圧印加部７０は、第２実施形態の基本電圧発生部６０Ａ、高周波電圧重畳部６０Ｂ及び直流電源６０Ｃとそれぞれ置換された基本電圧発生部７０Ａ、高周波電圧重畳部７０Ｂ及び直流電源７０Ｃを備える点のみにおいて第２実施形態の駆動電圧印加部６０と相違している。各部間の接続関係は、第２実施形態の各部間の接続関係と同一である。

基本電圧発生部７０Ａは、正弦波状の電圧信号を出力する単一の交流電源（正弦波電圧信号発生交流電源）ＣＶと、変圧器７１と、を備えている。交流電源ＣＶは、ここでは商用電源ＣＶ（ＡＣ１００Ｖ）である。変圧器７１は、一次巻線７１ａと二次巻線７１ｂとを備えている。変圧器７１は、商用電源ＣＶのＡＣ１００Ｖを所定の変圧比（ここでは、１．０６倍）で変圧することにより、二次巻線７１ｂの両端の端子Ｔ４と端子Ｔ３との間に基本周波数で基本振幅を有する基本電圧信号Ｖｂ（ＡＣ１０６（Ｖ））を発生するようになっている。従って、基本電圧信号Ｖｂは、図２７の曲線ＣＬ１のように変化する。

高周波電圧重畳部７０Ｂは、高周波信号発生回路７２及び高周波重畳用変圧器７３を備えている。
高周波信号発生回路７２は、図２７に示したように、基本電圧信号Ｖｂが略−７０（Ｖ）となる時刻ｔ０から最大値近傍の略１５０（Ｖ）に至る時刻ｔ１までの間、高周波電圧信号Ｖhfを発生するようになっている。この高周波電圧信号Ｖhfは、基本電圧信号Ｖｂの基本周波数より大きい周波数を有する。更に、この高周波電圧信号Ｖhfの振幅は、基本電圧信号Ｖｂの基本振幅より小さい範囲において時間経過とともに略直線的に増大する。即ち、基本電圧信号Ｖｂの極大値は時間経過とともに徐々に増加する。加えて、この高周波電圧信号Ｖhfは、時刻ｔ１付近にて発生する最後の波の振幅の正の値（即ち、一連の振動を停止する直前の波の振幅の正の値）が、その波の直前の波の振幅に比べて非常に大きくなるように設定されている信号である。換言すると、高周波電圧信号Ｖhfの極大値は、最後の波の極大値を除いて所定時間毎に一定の値αだけ増大し、最後の波はその直前の波に対して一定値αよりも大きい値βだけ増大する。

高周波重畳用変圧器７３は、一次巻線７３ａと二次巻線７３ｂとを備えている。高周波重畳用変圧器７３は、一次巻線７３ａの両端の端子Ｍ３，Ｍ４に印加される高周波信号発生回路７２からの高周波電圧信号Ｖhfを、電磁誘導効果により所定の変圧比（ここでは、１．０倍）で変圧し、その変圧後の高周波電圧信号Ｖhfを二次巻線７３ｂの両端の端子Ｍ１，Ｍ２間に発生するようになっている。

直流電源７０Ｃは、一定の直流電圧Ｖdc（ここではＤＣ８０（Ｖ））を発生するようになっている。

以上の構成により、駆動電圧信号Ｖinは、図２８の曲線ＣＬ１により示したように、振幅中心がバイアス電圧Ｖdcにシフトされた基本電圧信号Ｖｂに高周波電圧信号Ｖhfが重畳した信号となる。

この結果、電子放出可能期間Ｔｈａは電荷蓄積可能期間Ｔｄよりも長くなる。従って、一回の電子蓄積動作により蓄積された電子を放出する回数を増大することができる。この結果、一回の電子放出量を小さくすることができるので、電子放出素子１０及び蛍光体１９の発熱量を低減するとともに、蛍光体１９による発光を高効率にて行うことが可能となる。

ところで、一度の電子蓄積動作によって蓄積された電子が放出される毎に、正側分極反転していない双極子の数は減少する。従って、第２実施形態においては、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて放出される電子の量が次第に減少する場合がある。これに対し、本実施形態においては、重畳される高周波電圧信号Ｖhfの極大値が時間経過とともに増大するから、駆動電圧信号Ｖinのある時点の極大値がその時点の直前の極大値に比べて十分に大きくなる。従って、各電子放出動作において正側分極反転する双極子の量が減少することを抑制することができる。この結果、各電子放出動作時の電子放出量を略一定に維持するか、或いは、各電子放出動作時の電子放出量の減少を抑制することができる。それゆえ、蛍光体１９の発光量を略一定に維持することができる。

更に、高周波電圧信号Ｖhfの最後の波の極大値は、極めて大きく設定されている。従って、その時点までに正側分極反転していない双極子の総てを正側分極反転せしめることができる。この結果、最後の波により多量の電子が放出される。それゆえ、図２８の破線の円Ａ内に示したように、最後の波の発生後から長時間に渡って蛍光体１９が強い残光を発生する。従って、基本電圧信号Ｖｂの一周期あたりの発光量（輝度）を大きくすることができる。

なお、この実施形態においても、正弦波状に変化する基本電圧信号Ｖｂを発生する基本電圧発生部７０Ａは、第１接続線Ｌ１乃至第５接続線Ｌ５からなる接続線（及び変圧器７３の二次巻線７３ｂ）により電子放出部ＥＰの上部電極側と下部電極側とに接続されていると言うことができる。更に、直流電源７０Ｃは、電子放出部ＥＰの上部電極１４側の電位（点Ｐ１の電位）が下部電極１２側の電位（点ＰＧの電位）よりも所定バイアス電圧Ｖdc（ＤＣ８０（Ｖ））だけ高くなるように、第１接続線Ｌ１乃至第５接続線Ｌ５からなる接続線に直列に挿入されていると言うことができる。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態に係る電子放出装置について図２９を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第１実施形態に係る駆動電圧印加部３０を駆動電圧印加部８０に置換したものである。

駆動電圧印加部８０は、駆動電圧印加部３０の高周波電圧重畳部３０Ｂを高周波電圧重畳部８０Ｂに置換した点において駆動電圧印加部３０と相違している。即ち、駆動電圧印加部８０は、基本電圧発生部３０Ａ、高周波電圧重畳部８０Ｂ及びスイッチング回路３０Ｃを備えている。高周波電圧重畳部８０Ｂは、電子放出部ＥＰの下部電極１２側に接続されている。以下、主として、駆動電圧印加部８０と駆動電圧印加部３０との相違点を説明する。

高周波電圧重畳部８０Ｂは、高周波信号発生回路８１及び高周波重畳用変圧器８２を備えている。
高周波信号発生回路８１は、高周波信号発生回路３９と同一であり、図１９に示した高周波電圧信号Ｖhfを発生するようになっている。
高周波重畳用変圧器８２は、一次巻線８２ａと二次巻線８２ｂとを備えている。高周波重畳用変圧器８２は、一次巻線８２ａの両端の端子Ｍ３，Ｍ４に印加される高周波信号発生回路８１からの高周波電圧信号Ｖhfを、電磁誘導効果により所定の変圧比（ここでは、１．０倍）で変圧し、その変圧後の高周波電圧信号Ｖhfを二次巻線８２ｂの両端の端子Ｍ１，Ｍ２間に発生するようになっている。

変圧器３１の端子Ｔ８は接続線Ｌ１によりダイオード３２のアノードＡと接続されている。ダイオード３２のカソードＫは、接続線Ｌ１に直列に挿入された第１抵抗３３を介して点Ｐ１に接続されている。点Ｐ１は接続線ＬＣ１により保護抵抗２０の一端に接続され、保護抵抗２０の他端は電子放出素子１０の上部電極１４と接続されている。

更に、下部電極１２は接続線ＬＤ１により高周波重畳用変圧器８２の端子Ｍ２に接続されている。高周波重畳用変圧器８２の端子Ｍ１は接続線ＬＤ２により点Ｐ４に接続されている。点Ｐ４は接続線Ｌ３により変圧器３１の端子Ｔ３に接続されている。点Ｐ４は接地されている。その他の接続関係は、第１実施形態と同様である。

このように、駆動電圧印加部８０は、基本電圧発生部３０Ａを電子放出部ＥＰの上部電極側（点Ｐ１）と下部電極側（点Ｐ４）とに接続する接続線（Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１，ＬＤ１，ＬＤ２，Ｌ３）のうちの下部電極側に接続された接続線（ＬＤ１及びＬＤ２）上の信号に高周波電圧信号Ｖhfを重畳させる高周波重畳用変圧器８２を含んでいる。この、駆動電圧印加部８０は、第１実施形態の駆動電圧印加部３０と実質的に同様に作動する。

＜第５実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態に係る電子放出装置について図３０を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第２実施形態に係る駆動電圧印加部６０を駆動電圧印加部１００に置換したものである。

駆動電圧印加部１００は、駆動電圧印加部６０の高周波電圧重畳部６０Ｂを高周波電圧重畳部１００Ｂに置換した点において駆動電圧印加部６０と相違している。即ち、駆動電圧印加部１００は、基本電圧発生部６０Ａ、高周波電圧重畳部１００Ｂ及び直流電源６０Ｃを備えている。高周波電圧重畳部１００Ｂは、電子放出部ＥＰの下部電極１２側に接続されている。

高周波電圧重畳部１００Ｂは、高周波信号発生回路１０１及び高周波重畳用変圧器１０２を備えている。
高周波信号発生回路１０１は、高周波信号発生回路６２と同一であり、高周波信号発生回路６２が発生する高周波電圧信号Ｖhfと同一の信号を発生するようになっている。

高周波重畳用変圧器１０２は、一次巻線１０２ａと二次巻線１０２ｂとを備えている。高周波重畳用変圧器１０２は、一次巻線１０２ａの両端の端子Ｍ３，Ｍ４に印加される高周波信号発生回路１０１からの高周波電圧信号Ｖhfを、電磁誘導効果により所定の変圧比（ここでは、１．０倍）で変圧し、その変圧後の高周波電圧信号Ｖhfを二次巻線１０２ｂの両端の端子Ｍ１，Ｍ２間に発生するようになっている。

二次巻線１０２ｂの端子Ｍ２は接続線ＬＤ１により接続点ＰＤを介して下部電極１２と接続されている。二次巻線１０２ｂの端子Ｍ１は接続線ＬＤ２により接続点ＰＧに接続されている。接続点ＰＧは接地されている。接続点ＰＧは接続線Ｌ４により直流電源６０Ｃの陰極に接続されている。直流電源６０Ｃの陽極は接続線Ｌ５により変圧器６１の端子Ｔ３に接続されている。変圧器６１の端子Ｔ４は接続線Ｌ１により接続点Ｐ１を介して保護抵抗２０に接続されている。

このように、駆動電圧印加部１００は、基本電圧発生部６０Ａを電子放出部ＥＰの上部電極側（点Ｐ１）と下部電極側（点ＰＤ）とに接続する接続線（Ｌ１，ＬＤ１，ＬＤ２，Ｌ４，Ｌ５）のうちの下部電極側に接続された接続線（ＬＤ１及びＬＤ２）上の信号に高周波電圧信号Ｖhfを重畳させる高周波重畳用変圧器１０２を含んでいる。この駆動電圧印加部１００は、第２実施形態の駆動電圧印加部６０と実質的に同様に作動する。

＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態に係る電子放出装置について図３１及び図３２を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第５実施形態に係る駆動電圧印加部１００を駆動電圧印加部１１０に置換したものである。

駆動電圧印加部１１０は、駆動電圧印加部１００の高周波電圧重畳部１００Ｂを高周波電圧重畳部１１０Ｂに置換した点において駆動電圧印加部１００と相違している。即ち、駆動電圧印加部１１０は、基本電圧発生部６０Ａ、高周波電圧重畳部１１０Ｂ及び直流電源６０Ｃを備えている。以下、主として、高周波電圧重畳部１００Ｂと高周波電圧重畳部１１０Ｂとの相違点を説明する。

高周波電圧重畳部１１０Ｂの一端は下部電極１２に接続点ＰＤを介して接続線ＬＤ１により接続されている。高周波電圧重畳部１１０Ｂの他端は接続線ＬＤ２により接続点ＰＧに接続されている。即ち、高周波電圧重畳部１１０Ｂは、下部電極１２と点ＰＧ（接地点）との間に直列に挿入されている。

高周波電圧重畳部１１０Ｂは、図３２に示したように、Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２、制御回路１１３及びダイオード１１４を備えている。

ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１のゲートＸ１は制御回路１１３に接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１のドレインＸ２は接続点Ｑ１を介してＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のドレインＹ２に接続されている。接続点Ｑ１は接続線ＬＥ１により接続点Ｑ２に接続され、接続点Ｑ２は接続線ＬＤ１により接続点ＰＤを介して電子放出素子１０の下部電極１２に接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１のソースＸ３は直流５０（Ｖ）を出力する図示しない定電圧源（所定の電圧を発生する直流定電圧源）に接続されている。

ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のゲートＹ１は制御回路１１３に接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のソースＹ３は接続線ＬＤ２により接続点ＰＧに接続されている。接続点ＰＧは接地されるとともに、接続線Ｌ４により直流電源６０Ｃの陰極に接続されている。制御回路１１３は、後述する所定のタイミングにてゲートＸ１及びゲートＹ１に制御信号を出力するようになっている。ダイオード１１４のアノードＡは接続点ＰＧ及びＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のソースＹ３に接続されている。ダイオード１１４のカソードＫは接続点Ｑ２に接続されている。

次に、上記のように構成された駆動電圧印加部１１０の作動について説明する。なお、以下において、駆動電圧信号Ｖinは、下部電極１２の電位（接続点ＰＤの電位）を基準の電位としたときの点Ｐ１の電位（駆動電圧信号Ｖin＝点Ｐ１の電位−点ＰＤの電位）と定義する。

図３２に示した制御回路１１３は、形成するべき高周波電圧信号Ｖhfの周期の半分の時間、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１を導通状態とするとともにＭＯＳ−ＦＥＴ１１２を非導通状態とするように、ゲートＸ１及びゲートＹ１に信号を送る。これにより、点Ｑ２には所定の直流電圧であるＤＣ５０（Ｖ）が現れる。その後、制御回路１１３は、高周波電圧信号Ｖhfの周期の残りの半分の間、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１を非導通状態とするとともにＭＯＳ−ＦＥＴ１１２を導通状態とするように、ゲートＸ１及びゲートＹ１に信号を送る。これにより、点Ｑ２の電位は接地電位となる。以上によって、高周波電圧信号Ｖhfの一つのパルスが形成される。

更に、制御回路１１３は、変圧器６１によって形成される基本電圧信号Ｖｂにバイアス電圧Ｖｄｃ（ＤＣ１１５（Ｖ））を加えた電圧信号が０（Ｖ）となる時刻ｔ０から最大値に至る時刻ｔ２までの間、上記のパルスを連続的に繰り返し発生する。この結果、図３３に示した高周波電圧信号Ｖhfが形成される。この高周波電圧信号Ｖhfは、基本電圧信号Ｖｂの基本周波数より大きい周波数を有する矩形波である。高周波電圧信号Ｖhfの振幅は、基本電圧信号Ｖｂの振幅より小さい。

この高周波電圧信号Ｖhfは、電子放出素子１０の下部電極１２に印加される（下部電極１２と接地点ＰＧとの間に直列に加えられる。）。従って、駆動電圧印加部１１０によって電子放出部ＥＰに印加される駆動電圧信号Ｖinは、図３４において曲線ＣＬ１により示したように変化する。この結果、図３４に示したように、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの間、駆動電圧信号Ｖin及び素子端電圧Ｖkaは振動しながら増大する。従って、時刻ｔ０より後の時刻ｔｓから時刻ｔ２直前の時刻ｔｅまでの期間において、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて所定量の電子が放出される。

このように、本実施形態は、変圧器によって高周波電圧信号Ｖhfを基本電圧信号Ｖｂに重畳させるのではなく、電子放出部ＥＰと基本電圧発生部６０Ａとを接続する閉回路中に高周波電圧信号Ｖhfを発生する電源１１０Ｂを直列に挿入したものである。

＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態に係る電子放出装置について図３５を参照しながら説明する。この電子放出装置は、第６実施形態に係る駆動電圧印加部１１０を駆動電圧印加部１２０に置換したものである。

駆動電圧印加部１２０は、駆動電圧印加部１１０の高周波電圧重畳部１００Ｂをスイッチ部１２０Ｂに置換した点において駆動電圧印加部１１０と相違している。即ち、駆動電圧印加部１２０は、基本電圧発生部６０Ａ、スイッチ部１２０Ｂ及び直流電源６０Ｃを備えている。

スイッチ部１２０Ｂは、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ１２１、制御回路１２２及びダイオード１２３を備えている。

ＭＯＳ−ＦＥＴ１２１のゲートＺ１は制御回路１２２に接続されている。ドレインＺ２は、接続線ＬＤ１により接続点ＰＤを介して下部電極１２と接続されている。ソースＺ３は接続線ＬＤ２により接続点ＰＧに接続されている。接続点ＰＧは接地されている。接続点ＰＧは接続線Ｌ４により直流電源６０Ｃの陰極に接続されている。制御回路１２２は後述する所定のタイミングにてゲートＺ１に制御信号を送るようになっている。ダイオード１２３のアノードＡは接続線Ｌ４に接続されている。ダイオード１２３のカソードＫはドレインＺ２（接続点ＰＤ，即ち下部電極１２）に接続されている。その他の接続関係は、第６実施形態と同様である。

このように、駆動電圧印加部１２０は、基本電圧発生部６０Ａを電子放出部ＥＰの上部電極側（点Ｐ１）と下部電極側（点ＰＤ）とに接続する接続線（Ｌ１，ＬＤ１，ＬＤ２，Ｌ４，Ｌ５）のうちの下部電極側に接続された接続線（ＬＤ１及びＬＤ２）に挿入され且つ同接続線を切断した状態（非導通状態）と接続した状態（導通状態）との間で切り換えるスイッチ部１２０Ｂ（１２１及び１２２）を備えている。

次に、この実施形態の作動について説明する。制御回路１２２は、変圧器６１によって形成される基本電圧信号Ｖｂにバイアス電圧Ｖｄｃ（ＤＣ１１５（Ｖ））を加えた電圧信号が０（Ｖ）となる時刻ｔ０から最大値に至る時刻ｔ２までの間において、複数の所定のタイミングにて瞬間的にＭＯＳ−ＦＥＴ１２１を導通状態にし、直ちに、非導通状態にする。即ち、スイッチ部１２０Ｂは、図３６に示した矢印のタイミングにてＭＯＳ−ＦＥＴ１２１を僅かな時間だけ導通状態に変更する。このとき、スイッチ部１２０Ｂは、時間経過とともに次第に長くなる時間毎にＭＯＳ−ＦＥＴ１２１を導通状態に一時的に変更する。即ち、連続する二つのＭＯＳ−ＦＥＴ１２１オンタイミングの期間（隣合う矢印間の時間間隔）が次第に増大する。但し、二つのＭＯＳ−ＦＥＴ１２１オンタイミングの期間は、基本電圧信号Ｖｂの周期に対して十分に短い。

ＭＯＳ−ＦＥＴ１２１が導通状態となっている期間、電子放出部ＥＰには基本電圧信号Ｖｂにバイアス電圧Ｖｄｃを加えた駆動電圧信号Ｖinが印加される。素子端電圧Ｖkaは、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２１が導通状態となった直後に駆動電圧信号Ｖinに一致するように増大する。従って、素子端電圧Ｖkaは、図３６に示したように、基本電圧信号Ｖｂの周波数よりも高い周波数で階段状に増大する。これにより、素子端電圧Ｖkaが増大する毎に正側分極反転が発生し、電子が放出される。

このように、本実施形態に係る駆動電圧印加部１２０は、
正弦波状に変化する基本電圧信号Ｖｂを発生する基本電圧発生部６０Ａと、
基本電圧信号Ｖｂを電子放出部ＥＰに印加するために基本電圧発生部６０Ａを電子放出部ＥＰの上部電極側（点Ｐ１）と下部電極側（点ＰＤ）とに接続する接続線（Ｌ１，ＬＤ１，ＬＤ２，Ｌ４，Ｌ５）と、
それらの接続線に挿入され且つ基本電圧信号Ｖｂの周波数よりも高い周波数でそれらの接続線の少なくとも一つ（ＬＤ１及びＬＤ２からなる接続線）を切断した状態と接続した状態との間で切り換えるスイッチ部１２０Ｂと、
を備えている。

＜第８実施形態＞
次に、本発明の第８実施形態に係る電子放出装置について図３７及び図３８を参照しながら説明する。この電子放出装置は、図２９に示した第４実施形態に係る駆動電圧印加部８０を駆動電圧印加部９０に置換したものである。

駆動電圧印加部９０は、駆動電圧印加部８０の高周波電圧重畳部８０Ｂをスイッチ部９０Ｂに置換した点において駆動電圧印加部８０と相違している。即ち、駆動電圧印加部９０は、基本電圧発生部３０Ａ、スイッチ部９０Ｂ及びスイッチング回路３０Ｃを備えている。

スイッチ部９０Ｂの一端は下部電極１２に接続線ＬＤ１により接続されている。スイッチ部９０Ｂの他端は接続線ＬＤ２により点Ｐ４に接続されている。即ち、スイッチ部９０Ｂは、下部電極１２と点Ｐ４（接地点、端子Ｔ３との接続点）との間に直列に挿入されている。

スイッチ部９０Ｂは、図３８に示したように、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ９１、制御回路９２及びダイオード９３を備えている。

ＭＯＳ−ＦＥＴ９１のゲートＹ１は制御回路９２に接続されている。ドレインＹ２は、接続線ＬＥ１により接続点Ｑ１に接続されている。接続点Ｑ１は接続線ＬＤ１により接続点ＰＤを介して下部電極１２と接続されている。ソースＹ３は接続線ＬＥ２及び接続線ＬＤ２により接続点Ｐ４に接続されている。接続点Ｐ４は接地されている。接続点Ｐ４は接続線Ｌ３により端子Ｔ３に接続されている。制御回路９２は後述する所定のタイミングにてゲートＹ１に制御信号を送るようになっている。ダイオード９３のアノードＡは接続線ＬＥ２に接続されている。ダイオード９３のカソードＫはドレインＹ２（接続点Ｑ１）に接続されている。その他の接続関係は、第４実施形態と同様である。

このように、駆動電圧印加部９０は、基本電圧発生部３０Ａを電子放出部ＥＰの上部電極側（点Ｐ１）と下部電極側（点ＰＤ）とに接続する接続線（Ｌ１，ＬＣ１，ＬＤ１，ＬＤ２，Ｌ３）のうちの下部電極側に接続された接続線（ＬＤ１及びＬＤ２）に挿入され且つ同接続線を切断した状態（非導通状態）と接続した状態（導通状態）との間で切り換えるスイッチ部９０Ｂ（ＭＯＳ−ＦＥＴ９１及び制御回路９２）を備えている。

次に、この実施形態の作動について説明する。以下において、駆動電圧信号Ｖinは、下部電極１２の電位を基準の電位としたときの点Ｐ１の電位（駆動電圧信号Ｖin＝点Ｐ１の電位−下部電極１２（点ＰＤ）の電位）と定義する。制御回路９２は、変圧器３１によって形成される第１基本電圧信号Ｖｂ１（ＡＣ２１０（Ｖ））が０（Ｖ）となる時刻ｔ１から最大値に至る時刻ｔ２までの間において、所定周期にてＭＯＳ−ＦＥＴ９１を導通状態にし、その後非導通状態にする。ＭＯＳ−ＦＥＴ９１が導通状態に変更される周波数は、高周波電圧信号Ｖhfの周波数と考えることができる。

ＭＯＳ−ＦＥＴ９１が導通状態となっている期間、ダイオード３２が順方向にバイアスされていると、電子放出部ＥＰには基本電圧信号Ｖｂ１が印加される。ＭＯＳ−ＦＥＴ９１が非導通状態となっている期間、素子端電圧ＶkaはＭＯＳ−ＦＥＴ９１が非導通状態となった時点の電圧を維持する。従って、係る構成を備えた駆動電圧印加部９０によって電子放出部ＥＰに印加される駆動電圧信号Ｖinは、図３９において実線ＣＬ１により示したように変化する。

即ち、第１実施形態と同様、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、駆動電圧信号Ｖin及び素子端電圧Ｖkaが略階段状に増大する。この結果、図３９に示した時刻ｔｓから時刻ｔｅまでの期間において、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に合わせて所定量の電子が放出される。

以上、説明したように、本発明の各実施形態に係る電子放出装置は、電子放出期間の開始及び電子蓄積期間の開始において、絶対値が徐々に増大する駆動電圧信号を電子放出部に印加する。従って、消費電力を低減し、電子放出素子の発熱を抑制し、更には、不要な電子放出を回避することができる。

更に、上記第１〜第６実施形態に係る電子放出装置は、正弦波状に変化する基本電圧信号Ｖｂ（場合により、第１基本電圧信号Ｖｂ１）に、高周波電圧信号Ｖhfを重畳させている。また、上記第７実施形態及び第８実施形態に係る電子放出装置は、正弦波状に変化する基本電圧信号Ｖｂ又はＶｂ１を断続的に電子放出部ＥＰに印加するように、基本電圧信号Ｖｂの発生源（６０Ａ、３０Ａ）と電子放出部ＥＰとの閉回路を開閉する。これらの結果、一度の電子蓄積動作によってエミッタ部１３に蓄積された電子を、複数回に分けて少量ずつ放出することができる。従って、蛍光体１９の残光が利用され、蛍光体１９から効率よく光を発生することができる。

更に、上記各電子放出装置は、不要な電子の放出が発生する可能性があるときにコレクタ電極をオフし、電子放出が必要な場合にコレクタ電極をオンとする。従って、この電子放出装置は、不要な電子放出を回避しながら、正規に放出された電子に十分なエネルギーを付与することができ、良好な画像を提供し得るディスプレイとなっている。また、仮に上部電極１４とコレクタ電極１８間がプラズマ状態となったとしても、コレクタ電極１８を間欠的にオフとするので、プラズマ状態を消滅させることができる。この結果、プラズマ状態が継続してしまうことによる大発光の連続的発生を回避することができる。

また、集束電極を採用することにより、電子が上部電極から実質的に直上方向に放出されるから、上部電極とコレクタ電極との距離を大きくすることができる。この結果、上部電極とコレクタ電極との間の絶縁破壊を低減或いは回避することができる。更に、上部電極とコレクタ電極との間の絶縁破壊の可能性が低減するから、コレクタ電極１８をオンしている期間中においてコレクタ電極１８に付与するコレクタ電圧Ｖｃを大きくすることができる。この結果、蛍光体に到達する電子に大きなエネルギーを付与することができるので、ディスプレイの輝度を向上することができる。

本発明は上記各実施形態に限定されることはなく、本発明の範囲内において種々の変形例を採用することができる。例えば、図４０に示したように、電子放出部ＥＰに印加される基本電圧信号Ｖｂ（又は、第１基本電圧信号Ｖｂ１）が通流する線路上にコイル１３０を直列に挿入してもよい。これによれば、基本電圧信号をより直線的に増加させることができる。従って、正弦波状の基本電圧信号に高周波電圧信号Ｖhfを重畳させた場合、駆動電圧信号Ｖinの極大値の前回値と今回値との差を略一定にすることができる。この結果、高周波電圧信号Ｖhfの各周期に応じたタイミングで放出される電子の量を略一定に維持することができる。

本発明の第１実施形態に係る電子放出装置の部分断面図である。 図１に示した電子放出装置を異なる平面にて切断した部分断面図である。 図１に示した電子放出装置の部分平面図である。 図１に示した電子放出装置の拡大部分断面図である。 図１に示した上部電極の拡大部分平面図である。 図１に示した電子放出素子の一つの状態を示した図である。 図１に示した電子放出素子の分極−素子端電圧特性（Ｑ−Ｖ特性）を示したグラフである。 図１に示した電子放出素子の他の状態を示した図である。 図１に示した電子放出素子の他の状態を示した図である。 図１に示した電子放出素子の他の状態を示した図である。 図１に示した電子放出素子の他の状態を示した図である。 図１に示した電子放出素子の他の状態を示した図である。 集束電極を備えない電子放出素子により放出された電子の様子を示した図である。 図１に示した電子放出装置により放出された電子の様子を示した図である。 図１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部を概念的に示したブロック図である。 図１に示した電子放出装置の回路図である。 図１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図２０の一部の波形を拡大して示した図である。 本発明の第２実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 図２２に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図２２に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図２２に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第３実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 図２６に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図２６に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第４実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 本発明の第５実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 本発明の第６実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 図３１に示した高周波電圧重畳部の詳細回路図である。 図３１に示した高周波電圧重畳部の作動を説明するためのタイムチャートである。 図３１に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第７実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 図３５に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第８実施形態に係る電子放出装置の回路図である。 図３７に示したスイッチ部の詳細回路図である。 図３７に示した電子放出装置の駆動電圧印加部の作動を説明するためのタイムチャートである。 本発明の実施形態の変形例に係る電子放出装置の回路図である。 従来の電子放出装置における駆動電圧信号を示したタイムチャートである。 本発明が適用されていない電子放出装置における駆動電圧信号及び放出電子電流を示したタイムチャートである。 本発明が適用されていない電子放出装置における駆動電圧信号及び放出電子電流を示したタイムチャートである。 本発明が適用されていない電子放出装置における駆動電圧信号及び放出電子電流を示したタイムチャートである。

符号の説明

１０…電子放出素子、１１…基板、１２…下部電極、１３…エミッタ部、１４…上部電極、１４ａ…微細貫通孔、１５…絶縁層、１６…集束電極、１８…コレクタ電極、１９…蛍光体、２０…保護抵抗、３０…駆動電圧印加部、３０Ａ…基本電圧発生部、３０Ｂ…高周波電圧重畳部、３０Ｃ…スイッチング回路、３１…変圧器、３２…ダイオード、３４…サイリスタ、３８…高周波重畳用変圧器、３９…高周波信号発生回路、４０…集束電極電位付与回路、５０…コレクタ電圧付与回路、ＥＰ…電子放出部、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，ＬＣ１，ＬＣ２，ＬＤ，ＬＵ，ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＥ１…接続線。

Claims (16)

1. 誘電体からなるエミッタ部と、同エミッタ部の下部に形成された下部電極と、同エミッタ部を挟んで同下部電極に対向するように同エミッタ部の上部に形成されるとともに微細貫通孔が複数形成され且つ同微細貫通孔の周部であって同エミッタ部と対向する面が同エミッタ部から所定の距離だけ離間しているように形成されてなる上部電極と、を有し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも低い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同下部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に電子を蓄積し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも高い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同上部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に蓄積されている電子を前記微細貫通孔を通して外部に放出する電子放出素子を含む電子放出部と、
   前記電子放出部に駆動電圧信号を印加する駆動電圧印加部と、
   を備えた電子放出装置において、
   前記駆動電圧印加部は、
   正弦波状に変化する基本電圧信号を発生する基本電圧発生部と、
   前記基本電圧信号を前記電子放出部に印加するために前記基本電圧発生部を同電子放出部の前記上部電極側と前記下部電極側とに接続する接続線と、
   前記基本電圧信号の振幅より小さい振幅を有し且つ前記基本電圧信号の周波数よりも高い周波数を有しながら周期的に変化する高周波電圧信号を発生するとともに同高周波電圧信号を前記基本電圧信号に重畳させる高周波電圧重畳部と、
   を備えた電子放出装置。
2. 請求項１に記載の電子放出装置において、
   前記基本電圧発生部は、前記基本電圧信号として第１基本電圧信号と同第１基本電圧信号より振幅の小さい第２基本電圧信号とを発生するように構成され、
   前記高周波電圧重畳部は、前記第１基本電圧信号に前記高周波電圧信号を重畳させるように構成され、
   前記駆動電圧印加部は、更に、切換制御信号に基づいて、前記エミッタ部に電子を蓄積させる期間の開始から所定の期間において前記第２基本電圧信号を前記電子放出部に印加し、且つ、同エミッタ部に蓄積されている電子を外部に放出する期間の開始から所定の期間において前記高周波電圧信号が重畳された前記第１基本電圧信号を同電子放出部に印加するスイッチング素子を備えた電子放出装置。
3. 請求項２に記載の電子放出装置において、
   前記基本電圧発生部は、正弦波状に変化する交流電圧信号を発生する単一の交流電源に接続され同交流電源が発生する交流電圧信号を電圧変換することにより前記第１基本電圧信号と前記第２基本電圧信号とを生成する変圧器を備えた電子放出装置。
4. 請求項３に記載の電子放出装置において、
   前記駆動電圧印加部は、前記スイッチング素子への前記切換制御信号を、前記単一の交流電源が発生する交流電圧信号に基づいて発生するように構成された電子放出装置。
5. 請求項４に記載の電子放出装置において、
   前記駆動電圧印加部は、前記切換制御信号を、前記単一の交流電源が発生する交流電圧信号と同期した交流電圧信号を抵抗を含む分圧回路により分圧することによって形成するように構成された電子放出装置。
6. 請求項５に記載の電子放出装置において、
   前記分圧回路に含まれる少なくとも一つの抵抗は可変抵抗である電子放出装置。
7. 請求項１に記載の電子放出装置であって、
   前記駆動電圧印加部は、更に、前記電子放出部の上部電極側の電位が前記電子放出部の下部電極側の電位よりも所定バイアス電圧だけ高くなるように前記接続線に直列に挿入される直流電源を備えた電子放出装置。
8. 請求項７に記載の電子放出装置において、
   前記基本電圧発生部は、正弦波状に変化する交流電圧信号を発生する単一の交流電源に接続され同交流電源が発生する交流電圧信号を電圧変換することにより二つの端子の間に前記基本電圧信号を発生する変圧器を備えた電子放出装置。
9. 請求項１乃至請求項８の何れか一項に記載の電子放出装置において、
   前記高周波電圧重畳部は、前記接続線のうちの前記上部電極側に接続された接続線上の信号に前記高周波電圧信号を重畳させる高周波重畳用変圧器を含む電子放出装置。
10. 請求項１乃至請求項８の何れか一項に記載の電子放出装置において、
    前記高周波電圧重畳部は、前記接続線のうちの前記下部電極側に接続された接続線上の信号に前記高周波電圧信号を重畳させる高周波重畳用変圧器を含む電子放出装置。
11. 請求項７又は請求項８に記載の電子放出装置において、
    前記高周波電圧重畳部は、前記高周波電圧信号を発生するとともに前記接続線のうちの前記下部電極側に接続された接続線に直列に挿入された高周波重畳用電源を含む電子放出装置。
12. 請求項１乃至請求項１１の何れか一項に記載の電子放出装置において、
    前記高周波電圧重畳部は、前記高周波電圧信号の振幅を次第に増大させるように構成された電子放出装置。
13. 請求項１乃至請求項１２の何れか一項に記載の電子放出装置において、
    前記高周波電圧重畳部は、前記下部電極の電位に対する前記上部電極の電位である上下電極間電圧が低下し始める時点で発生する前記高周波電圧信号の振幅が、同上下電極間電圧が上昇を開始してから同時点に至るまでの同高周波電圧信号の振幅より大きくなるように同高周波電圧信号を発生する電子放出装置。
14. 誘電体からなるエミッタ部と、同エミッタ部の下部に形成された下部電極と、同エミッタ部を挟んで同下部電極に対向するように同エミッタ部の上部に形成されるとともに微細貫通孔が複数形成され且つ同微細貫通孔の周部であって同エミッタ部と対向する面が同エミッタ部から所定の距離だけ離間しているように形成されてなる上部電極と、を有し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも低い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同下部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に電子を蓄積し、同上部電極の電位が同下部電極の電位よりも高い場合に同エミッタ部の双極子の負極が同上部電極側に向くように同双極子が反転するのに伴って同エミッタ部に蓄積されている電子を前記微細貫通孔を通して外部に放出する電子放出素子を含む電子放出部と、
    前記電子放出部に駆動電圧信号を印加する駆動電圧印加部と、
    を備えた電子放出装置において、
    前記駆動電圧印加部は、
    正弦波状に変化する基本電圧信号を発生する基本電圧発生部と、
    前記基本電圧信号を前記電子放出部に印加するために前記基本電圧発生部を同電子放出部の前記上部電極側と前記下部電極側とに接続する接続線と、
    前記接続線に挿入され且つ前記基本電圧信号の周波数よりも高い周波数で同接続線を切断した状態と接続した状態との間で切り換えるスイッチ部と、
    を備えた電子放出装置。
15. 請求項１乃至請求項１４の何れか一項に記載の電子放出装置において、
    前記電子放出部は、
    前記電子放出素子に直列接続された保護抵抗を含む電子放出装置。
16. 請求項１乃至請求項１５の何れか一項に記載の電子放出装置であって、
    前記上部電極の上部側において同上部電極に対向するように配設され、電子の衝突により発光する蛍光体を更に備えた電子放出装置。
    

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