JP2007251907A - ノイズ検出回路及びそれを用いたａｍ受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】強電界環境下であってもパルス性ノイズを適切に検出する。
【解決手段】、アンテナで受信したＡＭ信号をＩＦ信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ信号並びに虚部を示すＱ信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相変化量を検出する位相変化量検出部と、前記検出された位相変化量が設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出された旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ノイズ検出回路及びそれを用いたＡＭ受信機に関する。

ＡＭ（Amplitude Modulation）受信機に混入するパルス性ノイズは、主として、受信アンテナで受信するＡＭ信号に外乱パルスが重畳されることで発生する。ここで、ＡＭ受信機では一般的に包絡線検出を行うので、ＡＭ信号よりＡＭ復調されるオーディオ信号に対し外乱パルスが重畳された形でスピーカー等より出力されるので、非常に耳障りな音質となる。とりわけ、車載用のＡＭ受信機では、エンジンの点火栓から発生するイグニッションノイズや、その他の電装系の機械的動作によって発生する機械ノイズ等、パルス性ノイズの発生源が多いので、前述した音質の問題が顕著となる。従って、ＡＭ受信機においてパルス性ノイズを検出し、その検出結果に基づいて最終的に出力されるオーディオ信号の音質に影響を与えない仕組みが求められる。

従来のパルス性ノイズの検出方法としては、パルス性ノイズが受信アンテナで受信されるＡＭ信号と対比して分離容易な程に高い周波数であることを利用した方法が提案されている。例えば、受信アンテナで受信したＡＭ信号を高域通過フィルタへと通過させて高域通過信号を検出して、さらに、その高域通過信号の包絡線信号を低域通過フィルタによって検出する。そして、高域通過フィルタで検出した高域通過信号のレベルと、低域通過フィルタで検出した包絡線信号のレベルとを比較した結果、高域通過信号のレベルが包絡線信号のレベルと著しく大きい場合には、ＡＭ信号にパルス性ノイズが重畳されていたものと判断するといった仕組みである（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。
特開２００３−３１７３６８号公報

ところで、ＡＭ送信局の送信アンテナから送信されたＡＭ信号は、様々な経路（マルチパス）を通過してＡＭ受信機の受信アンテナにおいて受信され得る。このようなマルチパス環境下では、送信点では同一であったＡＭ信号が、様々な経路を通過して、最終的には受信点で合成される。尚、様々な経路を通過した各ＡＭ信号は、各経路長の相違等によって、受信点での合成波形中で互いに電界強度を強め合う箇所と弱め合う箇所が生じてくる。すなわち、マルチパス環境下では、送信アンテナと受信アンテナの微妙な位置関係によって、受信点での合成波形の電界強度は複雑に且つ大きく変動する。

このように、受信アンテナにおけるＡＭ信号の電界強度は大きく変動するが、その電界強度が想定された範囲を超えて大きくなる場合には、この受信アンテナで重畳されるパルス性ノイズとの相対的な電界強度の差がほとんどなくなってしまう。換言すると、受信アンテナで受信されたＡＭ信号は、元々のＡＭ信号の中にパルス性ノイズが埋もれてしまうような状態となる。

従って、受信電界強度が大きい場合には、前述したような従来のパルス性ノイズの検出方法を実施したところで、高域通過フィルタで検出された高域通過信号と、低域通過フィルタで検出された当該高域通過信号の包絡線信号との間では、両信号のレベル差がほとんどなくなってくる。このため、パルス性ノイズが重畳されていたことを判断できないことになり、ひいては、パルス性ノイズを検出できないので音質改善のためのノイズキャンセル処理等が行えないという問題があった。

前述した課題を解決する主たる本発明は、アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、位相変化量という。）を検出する位相変化量検出部と、前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超える場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、を有することとする。

本発明によれば、強電界環境下であってもパルス性ノイズを適切に検出可能なノイズ検出回路及びそれを用いたＡＭ受信機を提供することができる。

＜＜第１の実施形態＞＞
＜ＡＭ受信機のシステム構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＡＭ受信機１００のシステム構成を示す図である。尚、ＡＭ受信機１００は、受信アンテナ１０１で受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号を周波数変換して得られたＩＦ(Intermediate Frequency)信号をＡＤ変換し、それ以降の処理をＤＳＰ（Digital Signal Processor）等によってデジタル化したものである。従って、ＤＤＣ１０６、ＡＦＣ１０７、ＡＭ検波器１１０、オーディオ処理１１１、ノイズ検出回路２００は、一つのＤＳＰとして実現される。

この場合、ＡＭ受信機１００は、一般的な無線ＬＡＮ等のデジタル無線通信方式と同様に、ＡＤ変換後のＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合に、当該ＩＦ信号を当該複素ベクトルの実部（同相成分）を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部（直交成分）を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、これらのＩ、Ｑ信号に基づいてデジタルＡＭ復調処理を行うことになる。

受信アンテナ１０１は、ラジオ放送局等の送信アンテナ（不図示）より送信されたＡＭ信号を受信するためのアンテナである。

高周波増幅器１０２は、受信アンテナ１０１において受信する信号の中から、不図示の同調回路によって予め設定された受信周波数ｆ１のＡＭ信号を選択し、それをＲＦ信号へと変換すべく高周波増幅する増幅器である。

周波数変換回路１０３は、局所発振器によって受信周波数ｆ１とは異なる発振周波数ｆ２の発振信号を生成した上で、高周波増幅器１０２より出力されるＲＦ信号(高周波信号)と混合させて、周波数成分（ｆ２−ｆ１）及び周波数成分（ｆ２＋ｆ１）の信号を生じさせる回路である。尚、不図示のＢＰＦ（Band Pass Filter）によって、周波数成分（ｆ２−ｆ１）又は周波数成分（ｆ２＋ｆ１）のいずれか一方を有した信号、すなわちＩＦ信号が取り出される。

中間周波増幅器１０４は、受信アンテナ１０１において受信されるＡＭ信号はマルチパス環境下において電界強度が変動するので、それに応じて周波数変換回路１０３によって取り出されたＩＦ信号のレベルを調整する。尚、中間周波増幅器１０４の利得は、後述のＡＧＣ回路１０９によって制御される。

ＡＤ変換器１０５は、中間周波増幅器１０４より出力されるアナログ量のＩＦ信号を、デジタル量のＩＦ信号へと変換するものである。

ＤＤＣ（Digital Down Converter）回路１０６は、デジタル量のＩＦ信号の周波数を任意の周波数に下げるものである。尚、図２は、ＤＤＣ回路１０６の一構成例を示した図である。図２に示すＤＤＣ回路１０６は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１０、混合回路１１、１２、ダウンサンプルフィルタ１３、ＦＩＲフィルタ１４を有する。

ＤＤＳ１０は、当該任意の周波数を有した正弦波信号（ｓｉｎ）及び余弦波信号（ｃｏｓ）を発振出力する。

混合回路１１、１２は、ＡＤ変換後のＩＦ信号に対して正弦波信号並びに余弦波信号をそれぞれ混合させることで、ＡＤ変換後のＩＦ信号が、周波数スペクトラム上で中心周波数０Ｈｚとした帯域幅となるように、周波数変換を行う回路である。この周波数変換を行った結果として、ＡＤ変換後のＩＦ信号から複素平面上におけるＩ、Ｑ信号が検出される。

ダウンサンプルフィルタ１２は、混合回路１１、１２から得られるＩ、Ｑ信号を間引き処理（デシメーション）することで、そのサンプリング周波数を低下させるデシメーションフィルタである。この結果、不要な高周波成分を除去するとともに符号間干渉を防止できる。

ＦＩＲフィルタ１４は、ダウンサンプルフィルタ１２によってサンプリング周波数を低下させた後のＩ、Ｑ信号に対して更なるデシメーション処理や補完処理等を行う。

ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路１０７は、ＡＤ変換後のＩＦ信号がＤＤＣ回路１０６によって０Ｈｚを中心周波数とした帯域幅を持つＩ、Ｑ信号へと変換されるべく、ＤＤＣ回路１０６のＤＤＳ１０において発振出力される正弦波信号（ｓｉｎ）と余弦波信号（ｃｏｓ）の任意周波数を調整するための帰還制御を行う。

尚、ＡＦＣ回路１０７による周波数制御が理想的に機能した場合、ＤＤＣ回路１０６において得られた帯域幅を持つＩ、Ｑ信号は、理想的には複素平面上において原点を基準としたある一点の位置に固定化、すなわち一定の位相に固定化される。しかし、現実的には、複素平面上におけるＩ、Ｑ信号の複素ベクトル位置は、一定の角速度で残留位相回転することになる。一方、受信アンテナ１０１で重畳されたパルス性ノイズは、理想的な帯域幅を有したＩ、Ｑ信号とは異なったランダム位相を示す。

ここで、図３に示すように、ＡＦＣ回路１０７による周波数制御が理想的に機能した場合、元のＡＭ信号は複素平面上において一定の位相θの位置に固定化される。しかし、この状態で、位相θとは異なるランダム位相φを有したパルス性ノイズが重畳されたとき、元のＡＭ信号とパルス性ノイズの合成位相ψが位相θから急峻に変動する。そこで、本発明では、パルス性ノイズが重畳されたことに伴った複素平面上におけるＩ、Ｑ信号の複素ベクトルの位相変化を常時監視することによって、強電界環境下でのパルス性ノイズを確実に検出することを可能にした。

尚、弱電界環境下におけるパルス性ノイズの検出については、強電界環境下と同様に複素ベクトルの位相変化の監視による方式（位相検出方式）を採用してもよいし、従来のパルス性ノイズの検出方法のように受信電界強度Ｅの監視による方式（波高値検出方式）を採用してもよい。しかしながら、弱電界環境下では複素ベクトルの位相変化は検出しづらいので、本発明では受信電界強度Ｅの監視による方式を採用する。

ＤＡ変換器１０８は、ＤＤＣ回路１０６において得られたデジタル量のＩ、Ｑ信号をアナログ量へと変換する。

ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路１０９は、ＤＡ変換後のアナログ量のＩ、Ｑ信号に基づいて受信電界強度Ｅを検出する。そして、ＡＧＣ回路１０９は、検出した受信電界強度Ｅに基づいて中間周波増幅器１０４の利得を制御する。

ＡＭ検波器１１０は、ＤＤＣ回路１０６において得られるＩ、Ｑ信号に基づいて、元のＡＭ信号（低周波信号）をＡＭ検波する。

オーディオ処理回路１１１は、ＡＭ検波されたＡＭ復調信号に対して音質調整や音量調整等をデジタル処理する。

ＤＡ変換器１１２は、オーディオ処理が施されたデジタル量のＡＭ復調信号をＤＡ変換する。

低周波増幅器１１３は、ＤＡ変換後のＡＭ復調信号を増幅して、スピーカー１１４へと出力する。この結果、スピーカー１１４より元の音声が再生される。

ノイズ検出回路２００は、ＤＤＣ回路１０６において得られたＩ、Ｑ信号の複素平面上における位相θの単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量Δθ」という。）を検出し、この検出した位相変化量Δθが急峻に変化した場合に、受信したＡＭ信号にパルス性ノイズが検出されたものと判断を下す。そして、このとき、ノイズ検出回路２００は、パルス性ノイズが検出されたものと判断を下した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。

尚、ノイズ検出回路２００は、前述したような本発明に係るパルス性ノイズの検出を行うべく、Δθ演算回路２１０、スイッチ２２０、絶対値演算器２３０、ピーク検出回路２４０を有する。

Δθ演算回路２１０は、本発明の一実施形態に係る『位相変化量検出部』である。Δθ演算回路２１０は、ＤＤＣ回路１０６において得られたＩ、Ｑ信号の複素平面上の位相θの時間的推移に基づいて、所定の単位時間ｔ毎の位相θの変化量である位相変化量Δθを演算して出力する回路である。尚、本発明では、強電界環境下（例えば、４０ｄＢμＶ〜６０ｄＢμＶ）では位相変化量Δθを用いるが、弱電界環境下（例えば、０ｄＢμＶ〜４０ｄＢμＶ）では複素ベクトル（Ｉ、Ｑ信号）の大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を用いる。このため、Δθ演算回路は、位相変化量Δθの演算過程の中間データとして得られる複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜（≒Ｉの２乗＋Ｑの２乗）を抽出して出力する。

スイッチ２２０は、プロセッサ３００からの切替信号ＳＷに基づいて、Δθ演算回路２１０から出力される位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜のうちいずれか一方を選択して、絶対値演算器２３０へと供給する。

絶対値演算器２３０は、スイッチ２２０より供給された位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値を演算してピーク検出回路２４０へと供給する。

ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値が、閾値を超えているか否かを識別するとともに、閾値を超えている場合（ピーク時）には、パルス性ノイズを検出した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。

但し、現実的に、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値には、パルス性ノイズ以外にも自然発生的な白色雑音が混在している。従って、ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の一定期間内でのサンプルデータに基づいて、自然発生的な白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないように調整を行う。また、詳細は後述するが、ピーク検出回路２４０は、強電界環境下又は弱電界環境下において、プロセッサ３００から供給されるパラメータＫ、Ｎ、オフセット等の可変設定をも行う。

プロセッサ３００は、ＡＭ受信機１００の全体の制御を統括するものであり、ＣＰＵ、ＭＰＵ又はマイクロコンピュータを採用することができる。尚、プロセッサ３００は、電界強度毎のピーク検出回路２４０用の電界強度毎のパラメータ（後述のＫ、Ｎ、オフセット）を格納するＲＯＭ３１０とアクセス可能に接続される。

プロセッサ３００は、例えば、ＡＧＣ回路１０９において検出される実際の受信電界強度Ｅに基づいて、予め定めておいた強電界範囲（例えば、４０ｄＢμＶ〜８０ｄＢμＶ）若しくは予め定めておいた弱電界範囲（例えば、０ｄＢμＶ〜４０ｄＢμＶ）のいずれに含まれるかの判定を行う。

そして、プロセッサ３００は、スイッチ２２０に対して、強電界範囲に含まれる旨を判定した場合には位相変化量Δθを選択させる一方、弱電界範囲に含まれる旨を判定した場合には複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を選択させるための切替信号ＳＷを出力する。この結果、ノイズ検出回路２００は、強電界環境下では位相変化量Δθに基づくパルス性ノイズの検出を行い、弱電界環境下では複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜に基づくパルス性ノイズの検出を行うことになる。

さらに、プロセッサ３００は、ＡＧＣ回路１０９から供給された受信電界強度Ｅに基づいて、ＲＯＭ３１０から読み出したパラメータをピーク検出回路２４０へと供給する。

＜ノイズ検出回路＞
以下、ノイズ検出回路２１０の構成要素であるΔθ演算回路２１０、ピーク検出回路２４０に関して詳細に説明する。

＝＝＝Δθ演算回路の構成・動作＝＝＝
まず、図４に示す２つの複素ベクトルＺ、Ｚ’を用いて、Δθ演算回路２１０が、Ｉ、Ｑ信号によって位相変化量Δθを演算する際の仕組みについて説明する。尚、図４に示す複素ベクトルＺは、図３に示すパルス性ノイズが重畳されない場合の元ＡＭ信号の複素ベクトルを示し、位相φとする。一方、図４に示す複素ベクトルＺ’は、図３に示すパルス性ノイズが重畳された場合の合成複素ベクトルを示し、位相ψとする。

ここで、複素ベクトルＺと Ｚ’は、それぞれ、オイラーの式によって、つぎの式（１）、（２）のように表現できる。

Ｚ ＝ Ｉ＋ｊＱ
＝ |Ｚ|・(ｃｏｓ（φ）＋ｊｓｉｎ（φ）)
＝ |Ｚ|・ｅｘｐ（ｊφ） ・・・ 式（１）
Ｚ’＝ Ｉ’＋ｊＱ’
＝ |Ｚ’|・（ｃｏｓ（ψ）＋ｊｓｉｎ（ψ））
＝ |Ｚ’|・ｅｘｐ（ｊψ） ・・・ 式（２）
従って、２つの複素ベクトルＺとＺ’の位相差（ψ−φ）、すなわち位相変化量Δθは、つぎの式（３）で表現される。

ｅｘｐ（ｊΔθ） ＝ ｅｘｐ（ｊ（ψ−φ））
＝ ｃｏｓ（ψ−φ）＋ｊｓｉｎ（ψ−φ）
＝ ｃｏｓ（ψ）・ｃｏｓ（φ）＋ｓｉｎ（ψ）・ｓｉｎ（φ）＋ｊ（ｓｉｎ（ψ）・ｃｏｓ（φ）−ｃｏｓ（ψ）・ｓｉｎ（φ））
＝ （Ｉ＊Ｉ’＋Ｑ＊Ｑ’）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜ ＋ ｊ（（Ｑ’＊Ｉ−Ｉ’＊Ｑ）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜ ） ・・・ 式（３）
一方、ｅｘｐ（ｊΔθ）は、オイラーの式によって、つぎの式（４）で表現される。

ｅｘｐ（ｊΔθ） ＝ ｃｏｓ（Δθ）＋ｊｓｉｎ（Δθ） ・・・ 式（４）
そこで、式（３）と式（４）の互いの実部と虚部を照らし併せてみると、つぎの式（５）、式（６）が成立する。

ｃｏｓ（Δθ） ＝ （Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜ ・・・ 式（５）
ｓｉｎ（Δθ） ＝ （Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜ ・・・ 式（６）
また、式（５）、式（６）は、つぎの式（５）’、式（６）’のように変形することができる。

Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’ ＝ ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ） ・・・ 式（５）’
Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ ＝ ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜・ｓｉｎ（Δθ） ・・・ 式（６）’
そして、式（６）’÷ 式（５）’を実行すると、つぎの式（７）が成立する。

（Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ ）／（Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’） ＝ ｔａｎ（Δθ） ・・・ 式（７）
ここで、位相変化量Δθは微小な値と見なせるので、つぎの式（８）が成立する。

ｔａｎ（Δθ） ≒ Δθ ・・・ 式（８）
すなわち、Δθ演算回路２１０は、式（５）’と式（６）’の各左辺を演算するとともに、式（７）を演算することで、式（８）のように簡易に位相変化量Δθを求めることが可能となる。尚、このようにして求めた位相変化量Δθは、ピーク検出回路２４０において、強電界環境下での閾値との比較対象として選択される。

図５は、前述したアルゴリズムを実現するΔθ演算回路の一構成例を示す図である。

Δθ演算回路２１０は、遅延器２１１ａ、２１１ｂ、乗算器２１２ａ〜２１２ｄ、減算器２１３、加算器２１４、割り算器２１５を有する。

遅延器２１１ａ、２１１ｂは、複素平面上での２つの複素ベクトルＺ、Ｚ’を作り出すべく、ＤＤＣ回路１０６から供給されたＩ、Ｑ信号を単位時間ｔ分遅延させるものである。

乗算器２１２ｂ、乗算器２１２ｃ及び減算器２１３は、式（６）’の左辺を演算するものであり、その演算結果は、割り算器２１５での分子Ａとなる。

乗算器２１２ａ、乗算器２１２ｄ及び加算器２１４は、式（７）’の左辺を演算するものであり、その演算結果は、割り算器２１５での分母Ｂとなる。

割り算器２１５は、前述した分子Ａを前述した分母Ｂで割り算するものであり、この割り算の結果、式（７）、式（８）のとおり、位相変化量Δθが求まることになる。

尚、２つの複素ベクトルＺとＺ’それぞれの振幅｜Ｚ｜と｜Ｚ’｜は、単位時間ｔで連続するレベルであるので、概略同じようなレベルとみなすことができる。また、位相変化量Δθは微小な値とみなせる。従って、つぎの式（９）が成立する。

Ｉの２乗＋Ｑの２乗 ≒ ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜
≒ ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ） ・・・ 式（９）
従って、式（５）’と式（９）を照らし合わせてみれば、前述した分子Ａは、つぎの式（１０）が成立し、受信複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜とみなすことができる。

分子Ａ ≒ ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ）
≒ ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜ ・・・ 式（１０）
すなわち、Δθ演算回路２１０は、新たな回路を別途設けることなく、位相変化量Δθを求める過程の中間データである分子Ａを取り出して、その分子Ａを受信複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜として、ピーク検出回路２４０における弱電界環境下での閾値との比較対象とすることができる。

＝＝＝ピーク検出回路の構成・動作＝＝＝
図６は、ピーク検出回路２４０の一構成例を示す図である。図６に示すピーク検出回路２４０は、単純に位相変化量Δθ若しくは複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜を一定の閾値と比較するのではなく、パルス性ノイズ以外の白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないための仕組みを追加した回路である。尚、白色雑音とは、スペクトル密度が全周波数で一定であるような雑音のことをいうが、本発明では、さらに、その振幅分布が正規分布に従うガウス型白色雑音を前提とする。

ピーク検出回路２４０は、閾値設定部２５０と、ノイズ判定部２６０によって主に構成される。尚、以下では、ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθを基にしたパルス性ノイズの検出を行うことを前提に説明する。

閾値設定部２５０は、本発明の第１実施形態に係る『閾値設定部』の一実施形態である。尚、増幅器２５８以外の構成は、本発明の第１実施形態に係る『帰還制御部』の一実施形態であり、増幅器２５８は、本発明に係る『閾値調整部』の一実施形態である。

閾値設定部２５０は、まず、図７に示すように、一定のサンプリング期間内で得られる位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜の総サンプル数Ｎのうち、ノイズ閾値Ｎ・１σ（本発明に係る『設定閾値』）の基準値とする標準偏差１σを超えるサンプル数Ｍをカウントしつつ、総サンプル数Ｎ中に占めるサンプル数Ｍの第１の割合Ｐ（以下、「デューティＰ」と称する。）を求める。

かかる動作を実現すべく、減算器２５１は、絶対値｜Δθ｜から標準偏差１σを減算する。また、デューティ算出部２５３は、総サンプル数Ｎのうち、その減算結果が正となる場合のサンプル数Ｍをカウントしつつ、最終的なサンプル数Ｍを総サンプル数Ｎで割り算することでデューティＰを求める。

つぎに、閾値設定部２５０は、今回のサンプリング期間で得られたデューティＰと参照値Ｐｒとの比較を行う。ところで、白色雑音の振幅分布は、図８に示すような正規分布Ｎ（０，１σ）に従うことを前提とする。かかる正規分布Ｎ（０，１σ）において、信頼度Ｃ（通常、９５％〜１００％）で白色雑音とみなすことができる信頼区間は、標準偏差１σを用いて[−１σ〜１σ]と表現できる。換言すると、信頼区間[−１σ〜１σ]以外の区間は、信頼度Ｃを補償する上で、白色雑音とみなすことができない区間である。前述した参照値Ｐｒは、この白色雑音とみなすことができない区間を積分した割合（本発明に係る『第２の割合』）を示しており、閾値設定部２５０は、デューティＰと参照値Ｐｒの偏差をもとに、ノイズ閾値Ｎ・１σの調整を行うことになる。

すなわち、閾値設定部２５０は、デューティＰが参照値Ｐｒよりも大きい場合には白色雑音がパルス性ノイズとして誤検出される恐れが高くなる傾向とみなして、ノイズ閾値Ｎ・１σを大きくすべく調整を行う。一方、デューティＰが参照値Ｐｒよりも小さい場合には白色雑音がパルス性ノイズとして誤検出される恐れが低くなる傾向とみなして、ノイズ閾値Ｎ・１σを小さくすべく調整を行う。

かかる動作を実現すべく、減算器２５４は、デューティ算出部２５３において算出されたデューティＰと、レジスタ２５２に格納された基準値Ｐｒとの偏差（＝Ｐ−Ｐｒ）を求める。増幅器２５５は、減算器２５４において求めた偏差をゲインＫ倍することで、つぎのサンプリング期間で用いられる標準偏差１σを得ることになる。尚、この新たな標準偏差１σが負の数又は０になることを防止するために、加算器２５７は、レジスタ２５６に格納されたオフセットを補正後の標準偏差１σに加算する。そして、加算器２５７においてオフセットが加算された補正後の標準偏差１σが、減算器２５１のつぎの補正期間における減算へと利用される。

また、増幅器２５８は、加算器２５７でオフセットが加算された標準偏差１σをゲインＮ倍にしてノイズ閾値Ｎ・１σを得る。前述したように、白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないように、標準偏差１σの大きさが調整される。この結果、ノイズ閾値Ｎ・１σは、位相変化量Δθに含まれる白色雑音成分よりも大きく設定される。

ノイズ判定部２６０は、本発明に係る『ノイズ判定部』の一実施形態である。ノイズ判定部２６０は、そして、ノイズ判定部２６０は、減算器２６２において位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜とノイズ閾値Ｎ・１σとの減算を行い、比較器２６３においてその減算結果が正となる場合（｜Δθ｜＞Ｎ・１σ）には、白色雑音ではないパルス性ノイズが検出された旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。

ところで、前述したとおり、受信電界強度Ｅに応じて、増幅器２５５のゲインＫ、レジスタ２５６に格納されるオフセット（本発明に係る『帰還ゲイン』）や、増幅器２５８のゲインＮ（本発明に係る『設定ゲイン』）は、プロセッサ３００によって設定変更が可能である。このため、ＲＯＭ３１０は、図９に示すような受信電界強度Ｅ毎の各パラメータ情報を予め格納してある。そして、プロセッサ３００は、ＲＯＭ３１０に格納されたパラメータを受信電界強度Ｅに応じて選択し、ピーク検出回路２６０へと供給する。尚、本実施形態以外にも、レジスタ２５２に格納される基準値Ｐｒについては、受信電界強度Ｅに応じて設定を変更するようにしてもよい。

＜シミュレーション結果＞
ノイズ検出回路２００において全体の主要信号のシミュレーション波形を図１０に示す。尚、図１０（ａ）は、１０ｍｓｅｃ間隔でパルス性ノイズを印加（図中の矢印の位置）した場合に、ＤＤＣ回路１０６において得られるＩ、Ｑ信号のレベルの波形の時間的推移を示した図である。また、図１０（ｂ）は、Δθ演算回路２１０において求められるＩ、Ｑ信号の位相θの波形の時間的推移を示した図である。図１０（ｂ）に示すとおり、Ｉ、Ｑ信号の位相θの時間的な推移を観察すると、残留位相回転に基づく一定の角速度による位相の変化に加えて、図１０（ａ）においてパルス性ノイズが印加された場所で、Ｉ、Ｑ信号に関する急峻な位相θの変化が起こることが分かる。

つぎに、ピーク検出回路１０の主要信号のシミュレーション波形を図１１に示す。尚、図１１は、図１０（ｂ）に示した急峻な位相θの変化が起こる一点鎖線内の状態に対応した図である。位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜が急峻な変化を示す箇所（図中に示す一点鎖線内）は、ノイズ閾値Ｎ・１σを確実に超えており、パルス性ノイズに起因した変化である旨を容易に検出することができる。一方、白色雑音に起因して、位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜は、一点鎖線以外の箇所でも微小な変動が起こっている。しかし、その微小な変動を超えた大きめのノイズ閾値Ｎ・１σが設定されており、白色雑音に起因したパルス性ノイズの誤検出の恐れがないことが分かる。

＜＜第２の実施形態＞＞
＜混信状況下におけるパルス性ノイズの検出＞
希望局のＡＭラジオ信号を受信している状況下では、図１２に示すように、ＡＧＣ回路１０９等において検出された受信電界強度Ｅは、所定の閾値Ｅｔよりも高くなっている強電界環境下にある。かかる状況下において、前述した位相変化量Δθによるパルス性ノイズの検出（位相検出方式）を行う際に、隣接局から希望局の周波数とは異なる周波数のＡＭラジオ信号に基づく混信が生じた場合、位相変化量Δθによるパルスノイズ検出が誤動作を起こす可能性がある。

図３をもとに詳述すると、希望局のＡＭラジオ信号は、パルス性ノイズが存在しない場合、ＤＤＣ１０６において０Ｈｚを中心周波数とした帯域幅を持つＩ、Ｑ信号（ベースバンド信号）へと変換され、複素平面上において一定の位相θの位置に固定化される。しかし、隣接局からのＡＭラジオ信号による混信が生じると、希望局のベースバンド信号の周波数にズレが生じ、この結果、複素平面上におけるＩ、Ｑ信号の複素ベクトル位置は、当該ベースバンド信号の周波数ズレに基づいた残留位相回転をすることになる。そして、この残留位相回転によって、本発明の第１の実施形態に係る位相検出方式のままでは、パルス性ノイズを誤検出する恐れがある。

ところで、図１３に示すように、図６のデューティ算出部２５３において求められたデューティＰは、位相が激しく変化する混信状態では高めに出力される一方、混信状態でない場合には低めに出力されることが分かる。そこで、本発明の第２実施形態として、このような混信状態に起因したパルス性ノイズの誤検出を防ぐために、ＡＭ受信機１００においてデューティＰに基づいた混信状態を判断する機能を新たに設け、混信状態を判断すれば位相検出方式から波高値検出方式へと切り替えるか若しくはパルス性ノイズの検出感度を調整する。

尚、位相検出方式とは、位相変化量Δθとノイズ閾値Ｎ＊１σとの比較に基づいてパルス性ノイズの検出を行う方式のことを意味する。また、波高値検出方式とは、従来の包絡線検出方式と同義であり、受信電界強度Ｅと所定の閾値Ｅｔとの比較に基づいてパルス性ノイズの検出を行う方式のことを意味し、本実施形態では、回路規模抑制等のため、受信電界強度Ｅとして、Δθ演算回路２１０において算出された複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を代用している。勿論、受信電界強度Ｅとしては、ＡＧＣ回路１０９やＳメータ（不図示）によって検出された受信電界強度Ｅを直接的に採用してもよい。以下、本発明の第２の実施形態について詳述する。

＜ノイズ検出回路＞
図１４は、本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路４００の構成を示す図である。尚、本発明の第２の実施形態に係るＡＭ受信機は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係るＡＭ受信機１００において、図１に示したノイズ検出回路１００を、図１４に示すノイズ検出回路４００へと置き換えたものである。即ち、ノイズ検出回路４００は、図１に示したＤＤＣ１０６、ＡＦＣ１０７、ＡＭ検波器１１０、オーディオ処理１１１等と併せて、一つのＤＳＰとして実現される。

ノイズ検出回路４００は、Δθ演算回路２１０、絶対値演算器２３０、混信検出回路４１０、選択回路４２０、ピーク検出回路２４０を有する。尚、Δθ演算回路２１０、絶対値演算器２３０、ピーク検出回路２４０は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係るノイズ検出回路２００が有するものと同様であるので、同一の符号を付してある。

Δθ演算回路２１０は、位相変化量Δθ並びに位相変化量Δθの演算過程の中間データとして得られる複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜（≒Ｉの２乗＋Ｑの２乗）を演算して出力する回路である。

絶対値演算器２３０は、Δθ演算回路２１０より出力された位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値を演算して選択回路４２０へと供給する。

混信検出回路４１０は、位相変化量Δθの絶対値をもとにデューティＰを算出し、その算出したデューティＰと所定の混信閾値Ｐｔとの比較により、混信状態であるか否かを検出する回路である。尚、混信検出回路４１０は、デューティＰが混信閾値Ｐｔよりも大きい場合、混信状態である旨を検出し、その旨を示す混信検出信号ＣＤＥＴを出力する。さらに、混信検出回路４１０は、デューティＰと上限感度閾値Ｕｔ及び下限感度閾値Ｄｔとの比較により、ピーク検出回路２４０におけるパルス性ノイズの検出感度の調整を行う。

選択回路４２０は、ＡＧＣ回路１０９やＳメータ等において検出された受信電界強度Ｅ並びに混信検出回路４１０より出力された混信検出信号ＣＤＥＴに基づいて、Δθ演算回路２１０より出力された位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を選択する回路である。尚、複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜ではなく、受信電界強度Ｅを直接的に利用してもよい。

詳述すると、選択回路４２０は、図１５に示すように、受信電界強度Ｅが受信状態を示す所定の閾値Ｅｔ以下の場合には、混信検出信号ＣＤＥＴの内容に関わらず、複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を選択する。また、選択回路４２０は、受信電界強度Ｅが閾値Ｅｔより大きい場合、混信検出信号ＣＤＥＴが混信状態を検出した旨を示すとき、複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を選択し、混信検出信号ＣＤＥＴが混信状態を検出していない旨を示すとき、位相変化量Δθを選択する。

ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値が、ノイズ閾値Ｎ・１σを超えているか否かを識別するとともに、ノイズ閾値Ｎ・１σを超えている場合（ピーク時）には、パルス性ノイズを検出した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。

＜混信検出回路＞
図１６は、本発明の第２の実施形態に係る混信検出回路４１０の構成を示す図である。

混信検出回路４１０は、帰還制御部４３０、混信判定部４４０、検出感度調整部４５０を有する。

帰還制御部４３０は、図６に示した閾値設定部２５０から増幅器２５８を除いた構成と同様である。即ち、減算器４３１は、絶対値｜Δθ｜から標準偏差１σを減算する。デューティ算出部４３３は、図７に示すように、一定のサンプリング期間内で得られる位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜の総サンプル数Ｎのうち、減算器４３１の減算結果（｜Δθ｜−１σ）が正となる場合のサンプル数Ｍをカウントしつつ、最終的なサンプル数Ｍを総サンプル数Ｎで割り算することでデューティＰ（本発明に係る『第１の割合』）を求める。

つぎに、帰還制御部４３０は、今回のサンプリング期間で得られたデューティＰと参照値Ｐｒ（本発明に係る『第２の割合』）との比較を行う。ところで、白色雑音の振幅分布は、図８に示すような正規分布Ｎ（０，１σ）に従うことを前提とし、参照値Ｐｒは、この白色雑音とみなすことができない区間を積分した割合を示しており、帰還制御部４３０は、デューティＰと参照値Ｐｒの偏差をもとに、標準偏差１σの調整を行うことになる。即ち、減算器４３４は、デューティ算出部４３３において算出されたデューティＰと、レジスタ４３２に格納された基準値Ｐｒとの偏差（＝Ｐ−Ｐｒ）を求める。増幅器４３５は、減算器４３４において求めた偏差をゲインＫ倍することで、つぎのサンプリング期間で用いられる標準偏差１σを得ることになる。尚、この新たな標準偏差１σが負の数又は０になることを防止するために、加算器４３７は、レジスタ４３６に格納されたオフセットを補正後の標準偏差１σに加算する。そして、加算器４３７においてオフセットが加算された標準偏差１σが、減算器４３１のつぎの補正期間における減算へと利用されることになる。

混信判定部４４０は、デューティ算出部４３３において算出されたデューティＰと混信状態であるか否かの基準となる混信閾値Ｐｔとの比較器４４１における比較により、混信状態であるか否かを判定するとともに、その判定結果を示す混信検出信号ＣＤＥＴを出力する。具体的には、デューティＰが混信閾値Ｐｔ以下であれば混信状態でない旨と判定し、デューティＰが混信閾値Ｐｔを上回る場合には混信状態である旨と判定する。

検出感度調整部４５０は、ＡＭ受信機１００の動作直後の不安定性等によって混信誤検出を防止するために、デューティ算出部４３３において算出されたデューティＰに基づいて、ピーク検出回路２４０におけるパルス性ノイズの検出感度の調整として、具体的には、ノイズ閾値Ｎ＊１σを定める増幅器２５８のゲインＮの調整を行う。

図１７をもとに詳述すると、比較器４５１は、デューティＰを監視しており、デューティＰが上限感度閾値Ｕｔを上回ったとき、カウンタＡの方が現在のカウント値をリセットするとともにカウント動作を開始する。一方、デューティＰが下限感度閾値Ｄｔを下回ったとき、カウンタＢの方が現在のカウント値をリセットした上でカウント動作を開始する。ここで、カウンタＡがカウントしている間は、デューティＰが高いので混信している可能性が高く、閾値調整部４５３によって増幅器２５８のゲインＮが調整される。一方、カウンタＢがカウントしている間はデューティＰが低い値のため混信していないものとみなせるので、増幅器２５８のゲインＮは現在の値に維持される。

＜ノイズ検出回路の動作＞
＝＝＝混信検出に基づくパルス性ノイズ検出方式の切り替え＝＝＝
図１８に示すフローチャートをもとに、本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路４００の混信検出に基づくパルス性ノイズの検出方式の切り替え動作について説明する。

まず、ノイズ検出回路４００は、ＡＭ信号の受信を開始すると、当該ＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出するために、位相検出方式の方で動作している場合とする。即ち、この場合、選択回路４２０は、Δθ演算回路２１０において算出された位相変化量Δθの方を選択しており、ピーク検出回路２４０は、当該位相変化量Δθに基づいてパルス性ノイズの検出を行っている。

ここで、混信検出回路４１０は、混信判定部４４０において位相変化量Δθをもとに算出されたデューティＰが所定の混信閾値Ｐｔ以下であるとき（Ｓ１７０：ＹＥＳ）、混信状態でない旨と判定し、位相検出方式を停止させた上で（Ｓ１７１、Ｓ１７３）、波高値検出方式へと切り替える（Ｓ１７２）。即ち、選択回路４２０は、混信検出回路４１０により出力された混信検出信号ＣＤＥＴが混信状態でない旨を示すことを識別すると、位相変化量Δθの選択から複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の選択へと切り替える。この結果、ピーク検出回路２４０は、当該複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜に基づいてパルス性ノイズの検出を行う（Ｓ１７７）。

一方、混信検出回路４１０は、デューティＰが所定の混信閾値Ｐｔを超えるとき（Ｓ１７０：ＮＯ）、混信状態である旨と判定し、波高値検出方式を停止させた上で（Ｓ１７４、Ｓ１７６）位相検出方式へと切り替え（Ｓ１７５）、さらに、混信状態に対する処理として後述の検出感度調整を行う（Ｓ１７６）。即ち、選択回路４２０は、混信検出回路４１０により出力された混信検出信号ＣＤＥＴが混信状態である旨を示すことを識別すると、複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の選択から位相変化量Δθの選択へと切り替える。この結果、ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθに基づいてパルス性ノイズの検出を行う（Ｓ１７７）。

尚、位相検出方式若しくは波高値検出方式によるパルス性ノイズの検出については、ＡＭ信号の受信が完了するまで（Ｓ１７８：ＹＥＳ）、前述した処理（Ｓ１７０〜Ｓ１７７）を繰り返し行うこととする。

＝＝＝検出感度の調整＝＝＝
図１９に示すフローチャートをもとに、本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路４００の混信状態に基づくパルス性ノイズの検出感度の調整動作について説明する。

図１９に示す状態Ａとは、「下限感度閾値Ｄｔ＜デューティＰ＜上限感度閾値Ｕｔ」の場合であり（Ｓ１８０：ＹＥＳ、Ｓ１８１：ＮＯ）、検出感度調整部４５０におけるカウンタＡ及びカウンタＢのカウント値がともにリセット状態（０）にある。この状態Ａでは、デューティＰが下限感度閾値Ｄｔを上回った後、下限感度閾値Ｄｔと上限感度閾値Ｕｔの間を推移している状態であり、混信しているか否か不明であるが、混信している可能性が高いとみなす。そこで、ピーク検出回路２４０におけるピーク検出のためのノイズ閾値Ｎ＊1σを上げて、ピーク検出を起こりにくくさせる状態とすることで、パルス性ノイズの検出感度を下げる（Ｓ１８２）。

図１９に示す状態Ｂとは、「デューティＰ＜下限感度閾値Ｄｔ＜上限感度閾値Ｕｔ」の場合であり（Ｓ１８０：ＹＥＳ、Ｓ１８１：ＹＥＳ）、検出感度調整部４５０におけるカウンタＡのカウント値がリセット状態（０）であるが、カウンタＢのカウント値はカウント中（カウント値が０でない）の状態にある（Ｓ１８３）。この状態Ｂでは、デューティＰが、下限感度閾値Ｄｔと上限感度閾値Ｕｔの間に推移していた状態（状態Ａ）から下限感度閾値Ｄｔを下回った場合であり、混信している可能性が極めて低いとみなせる。そこで、ピーク検出回路２４０におけるノイズ閾値Ｎ＊1σを通常どおりの設定とする（Ｓ１８４）。尚、ノイズ閾値Ｎ＊1σの通常どおりの設定とは、図６に示した閾値設定部２５０による設定を意味する。

図１９に示す状態Ｃとは、「下限感度閾値Ｄｔ＜上限感度閾値Ｕｔ＜デューティＰ」の場合であり（Ｓ１８０：ＮＯ）、検出感度調整部４５０におけるカウンタＡのカウント値をカウント中（カウント値が０でない）の状態にあるが、カウンタＢのカウント値がリセット状態（カウント値が０）にある（Ｓ１８７）。この状態Ｃでは、デューティＰが、下限感度閾値Ｄｔと上限感度閾値Ｕｔの間に推移していた状態（状態Ａ）から上限感度閾値Ｄｔを上回った場合であり、混信している可能性が極めて高いとみなせる。そこで、ピーク検出回路２４０におけるピーク検出のためのノイズ閾値Ｎ＊１σを上げて、ピーク検出を起こりにくくさせる状態とすることで、パルス性ノイズの検出感度を下げる（Ｓ１８８）。

図１９に示す状態Ｄとは、状態Ｂ、Ｃの後、検出感度調整部４５０におけるカウンタＡ及びカウンタＢのカウント値がともにカウント中（カウント値が０でない）の状態にある（Ｓ１８５：ＮＯ、Ｓ１８９：ＮＯ）。この状態Ｄでは、混信しているか否か不明であるが、しばらくの間デューティＰの推移を様子見するため、パルス性ノイズの検出感度を下げる（Ｓ１８６、Ｓ１９０）。

以上、本実施の形態について説明したが、前述した実施例は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。

本発明の第１の実施形態に係るＡＭ受信機のシステム構成を示す図である 本発明の第１の実施形態に係るＤＤＣ回路の構成を示した図である。 本発明の第１の実施形態に係るパルス性ノイズが重畳された場合に位相変化が起こることを説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係るΔθ演算回路の動作を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係るΔθ演算回路の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るピーク検出回路の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るピーク検出回路において用いられるデューティＰを説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係る白色雑音の正規分布Ｎ（０，１σ）を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＲＯＭに格納されるピーク検出回路用の電界強度毎のパラメータを示す図である。 図１０（ａ）は、パルス性ノイズを印加した場合のＩ、Ｑ信号のレベルの波形の時間的推移を示した図である。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に対応したＩ、Ｑ信号の位相θの波形の時間的推移を示した図である。 本発明の第１の実施形態に係るピーク検出回路の主要信号のシミュレーション波形を示した図である。 本発明の第２の実施形態に係る混信を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態に係る混信の有無によるデューティＰの相違を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る選択回路の機能を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態に係る混信検出回路の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る検出感度調整部を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路の混信検出に基づくパルス性ノイズの検出方式の切り替え動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るノイズ検出回路の混信状態に基づくパルス性ノイズの検出感度の調整動作について説明する。

符号の説明

１０ ＤＤＳ
１１、１２ 混合回路
１３ ダウンサンプルフィルタ
１４ ＦＩＲフィルタ
１００ ＡＭ受信機
１０１ 受信アンテナ
１０２ 高周波増幅器
１０３ 周波数変換回路
１０４ 中間周波増幅器
１０５ ＡＤ変換器
１０６ ＤＤＣ回路
１０７ ＡＦＣ回路
１０８ ＤＡ変換器
１０９ ＡＧＣ回路
１１０ ＡＭ検波器
１１１ オーディオ処理回路
１１２ ＤＡ変換器
１１３ 低周波増幅器
１１４ スピーカー
２００、４００ ノイズ検出回路
２１０ Δθ演算回路
２１１ａ、２１１ｂ 遅延器
２１２ａ〜２１２ｄ 乗算器
２１３、２５１、２５４、２６２、４３１、４３４、減算器
２１４、２５７、４３７ 加算器
２１５ 割り算器
２２０ スイッチ
２３０ 絶対値演算器
２４０ ピーク検出回路
２５０ 閾値設定部
２５２、４３２ レジスタ
２５３、４３３ デューティ算出部
２５５、２５８、４３５ 増幅器
２５６、４３６ レジスタ
２６０ ノイズ判定部
２６３、４４１、４５１ 比較器
３００ プロセッサ
３１０ ＲＯＭ
４１０ 混信検出回路
４２０ 選択回路
４３０ 帰還制御部
４４０ 混信判定部
４５０ 検出感度設定部
４５３ 閾値調整部

Claims (20)

1. アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、
   前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
   前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
   を有することを特徴とするノイズ検出回路。
2. 前記位相変化量検出部は、
   前記単位時間で連続した２つの前記複素ベクトルをそれぞれ、つぎの式（１）、式（２）で表現した場合、
   Ｚ ＝ Ｉ＋ｊＱ ・・・ 式（１）
   Ｚ’＝ Ｉ’＋ｊＱ’ ・・・ 式（２）
   つぎの式（３）で表す変数Ａとつぎの式（４）で表す変数Ｂの値をそれぞれ求め、
   Ａ ＝ Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ ・・・ 式（３）
   Ｂ ＝ Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’ ・・・ 式（４）
   前記位相変化量を表すΔθを、つぎの式（５）のとおり、
   Δθ ≒ Ａ÷Ｂ ・・・ 式（５）
   式（３）で求めた前記変数Ａの値を、式（４）で求めた前記変数Ｂの値で割り算することによって近似的に検出すること、
   を特徴とする請求項１に記載のノイズ検出回路。
3. 前記設定閾値を、前記検出された位相変化量に含まれる、振幅分布が正規分布に従う白色雑音成分よりも大きく設定するための閾値設定部を有すること、
   を特徴とする請求項１又は２に記載のノイズ検出回路。
4. 前記閾値設定部は、
   前記検出された位相変化量を一定期間サンプリングした上で、その総サンプル数中に占める前記設定閾値の基準値を超えたサンプル数の第１の割合を検出しつつ、
   前記第１の割合と、予め定めておいた前記正規分布に基づく前記白色雑音成分とみなせない第２の割合との比較を行う帰還制御部と、
   前記第１の割合が前記第２の割合よりも大きい場合には前記設定閾値を大きくすべく調整を行い、前記第１の割合が前記第２の割合よりも小さい場合には前記設定閾値を小さくすべく調整を行う閾値調整部と、
   を有することを特徴とする請求項３に記載のノイズ検出回路。
5. 前記閾値設定部は、
   前記受信したＡＭ信号の受信電界強度に応じて、前記帰還制御部の帰還ゲインと前記閾値調整部の調整ゲインが可変設定されること、
   を特徴とする請求項４に記載のノイズ検出回路。
6. 前記ノイズ判定部は、
   前記検出された位相変化量と第１の設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記第１の設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出された旨を示す第１の検出信号を出力する第１のノイズ判定部と、
   前記複素ベクトルの大きさと第２の設定閾値との比較を行い、前記複素ベクトルの大きさが前記第２の設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す第２の検出信号を出力する第２のノイズ判定部と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載のノイズ検出回路。
7. 前記第２のノイズ判定部は、
   前記複素ベクトルの大きさとして、前記位相変化量検出部において式（３）の演算によって得られた前記変数Ａの値を用いること、
   を特徴とする請求項６に記載のノイズ検出回路。
8. 前記ノイズ判定部は、
   前記受信したＡＭ信号の受信電界強度が予め定めておいた強電界範囲に含まれる場合には前記第１のノイズ判定部を稼動させ、
   前記受信したＡＭ信号の受信電界強度が予め定めておいた弱電界範囲に含まれる場合には前記第２のノイズ判定部を稼動させること、
   を特徴とする請求項６又は７に記載のノイズ検出回路。
9. アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、
   前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
   前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
   前記検出された位相変化量を一定期間サンプリングした上で、その総サンプル数中に占める前記ノイズ閾値の基準値を超えたサンプル数の第１の割合を検出しつつ、 前記第１の割合と、予め定めておいた前記正規分布に基づく前記白色雑音成分とみなせない第２の割合、との比較を行う帰還制御部と、
   前記検出された第１の割合と混信閾値との比較を行い、当該検出された第１の割合が当該混信閾値を超えている場合に、混信状態が検出された旨を示す混信検出信号を出力する混信判定部と、
   を有することを特徴とするノイズ検出回路。
10. 前記混信検出信号を受信した場合に前記検出された位相変化量を選択して前記ノイズ判定部へと供給し、前記混信検出信号を受信しない場合に前記受信したＡＭ信号の受信電界強度を選択して前記ノイズ判定部へと供給する選択部を有し、
    前記ノイズ判定部は、
    前記選択された位相変化量と第１のノイズ閾値との比較を行い、当該検出された位相変化量が当該第１のノイズ閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出された旨を示す第１の検出信号を出力する第１のノイズ判定部と、
    前記選択された受信電界強度と第２のノイズ閾値との比較を行い、当該受信電界強度が当該第２のノイズ閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出された旨を示す第２の検出信号を出力する第２のノイズ判定部と、
    を有することを特徴とする請求項９に記載のノイズ検出回路。
11. 前記選択部は、
    前記受信電界強度が予め定めておいた強電界範囲に含まれる場合には前記混信検出信号に基づいて前記位相変化量又は前記受信電界強度を選択し、
    前記受信電界強度が予め定めておいた弱電界範囲に含まれる場合には前記混信検出信号に因らず前記受信電界強度を選択すること、
    を特徴とする請求項１０に記載のノイズ検出回路。
12. 前記位相変化量検出部は、
    前記単位時間で連続した２つの前記複素ベクトルをそれぞれ、つぎの式（１）、式（２）で表現した場合、
    Ｚ ＝ Ｉ＋ｊＱ ・・・ 式（１）
    Ｚ’＝ Ｉ’＋ｊＱ’ ・・・ 式（２）
    つぎの式（３）で表す変数Ａとつぎの式（４）で表す変数Ｂの値をそれぞれ求め、
    Ａ ＝ Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ ・・・ 式（３）
    Ｂ ＝ Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’ ・・・ 式（４）
    前記位相変化量を表すΔθを、つぎの式（５）のとおり、
    Δθ ≒ Ａ÷Ｂ ・・・ 式（５）
    式（３）で求めた前記変数Ａの値を、式（４）で求めた前記変数Ｂの値で割り算することによって近似的に検出しており、
    前記第２のノイズ判定部は、
    前記受信電界強度として、前記位相変化量検出部において式（３）の演算によって得られた前記変数Ａの値を用いること、
    を特徴とする請求項１０に記載のノイズ検出回路。
13. 前記検出された第１の割合を上限感度閾値並びに下限感度閾値と比較し、当該比較の結果により前記ノイズ判定部における前記パルス性ノイズの検出感度を調整する検出感度調整部を有すること、
    を特徴とする請求項９に記載のノイズ検出回路。
14. 前記検出感度調整部は、
    前記検出された第１の割合を前記上限感度閾値並びに前記下限感度閾値と比較する比較部と、
    前記第１の割合が前記上限感度閾値を上回ったとき現在のカウント値をリセットするとともに新たなカウント動作を開始する第１のカウンタと、
    前記第１の割合が前記下限感度閾値を下回ったとき現在のカウント値をリセットするとともに新たなカウント動作を開始する第２のカウンタと、
    前記第１及び前記第２のカウンタのカウント値に基づいて、前記検出感度を定める前記ノイズ閾値の調整を行う閾値調整部と、
    を有することを特徴とする請求項１３に記載のノイズ検出回路。
15. 前記閾値調整部は、
    前記第１及び前記第２のカウンタそれぞれのカウント値が、リセット状態にある場合、前記ノイズ閾値を上げる調整を行うこと、
    を特徴とする請求項１４に記載のノイズ検出回路。
16. 前記閾値調整部は、
    前記第１のカウンタのカウント値がリセット状態であり、且つ、前記第２のカウンタのカウント値がカウント中である場合、前記ノイズ閾値を通常の設定とすること、
    を特徴とする請求項１４に記載のノイズ検出回路。
17. 前記閾値調整部は、
    前記第１のカウンタのカウント値がカウント中であり、且つ、前記第２のカウンタのカウント値がリセット状態である場合、前記ノイズ閾値を上げる調整を行うこと、
    を特徴とする請求項１４に記載のノイズ検出回路。
18. 前記閾値調整部は、
    前記第１及び前記第２のカウンタそれぞれのカウント値が、カウント中である場合、前記ノイズ閾値を上げる調整を行うこと、
    を特徴とする請求項１４に記載のノイズ検出回路。
19. アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、
    前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
    前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超える場合に、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
    を有することを特徴とするＡＭ受信機。
20. アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、
    前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
    前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超える場合に、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
    前記検出された位相変化量を一定期間サンプリングした上で、その総サンプル数中に占める前記ノイズ閾値の基準値を超えたサンプル数の第１の割合を検出しつつ、 前記第１の割合と、予め定めておいた前記正規分布に基づく前記白色雑音成分とみなせない第２の割合、との比較を行う帰還制御部と、
    前記検出された第１の割合と混信閾値との比較を行い、当該検出された第１の割合が当該混信閾値を超えている場合に、混信状態が検出された旨を示す混信検出信号を出力する混信判定部と、
    を有することを特徴とするＡＭ受信機。