JP2007251597A - プッシュプル出力回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧を有効に利用することができるプッシュプル出力回路を得る。
【解決手段】ＮＰＮトランジスタ（１０）とＰＮＰトランジスタ（２０）のエミッタを相互接続し、トランジスタ（１０）のコレクタを電源に接続し、トランジスタ（２０）のコレクタを接地電位に接続し、両トランジスタ（１０、２０）のベース間をダイオード（Ｄ１０、Ｄ２０）を介して接続すると共に、これらのダイオードを介してトランジスタ（１０、２０）のベースに入力信号を導入し、そのエミッタから出力を導出する出力回路において、電源とトランジスタ（１０）のエミッタ間にコンデンサ（Ｃ１０）を接続し、トランジスタ（２０）のエミッタと接地電位間にコンデンサ（Ｃ２０）を接続すると共に、コンデンサ（Ｃ１０）を抵抗（Ｒ１０）を介してトランジスタ（１０）のベースに接続し、コンデンサ（Ｃ２０）を抵抗（Ｒ２０）を介してトランジスタ（２０）のベースに接続する。
【選択図】図７

Description

本発明は、プッシュプル出力回路に関し、特に、電源電圧の有効利用を図ったプッシュプル出力回路に関する。

プッシュプル出力回路を設計するに当たって、１）電源電圧の有効利用および２）トランジスタの発熱防止の２点を考慮する必要がある。電池駆動のオーディオ用携帯機器やバッテリ駆動の車載電子機器では、一般家庭用の電子機器のように高い電源電圧を得ることができないので、出力回路において限られた電源電圧を如何に有効に使うかが課題となる。また、消費電力は、電力＝電圧×電流であり、トランジスタのロス電力と出力電力の総和となる。トランジスタと出力に流れる電流は同じ値であるから、トランジスタの発熱防止にはトランジスタの飽和電圧を如何に下げるかが課題となる。したがって、トランジスタの飽和電圧を小さくする駆動方式が、上記の、１）電源電圧の有効利用および２）トランジスタの発熱防止に有効である。

図１は、コンプリメンタリ（ＮＰＮ型とＰＮＰ型）のトランジスタ２個を正負対称に接続した最も単純なプッシュプル出力回路を示す。図において、１は、そのエミッタを電源電圧Ｖｃｃに接続したＰＮＰトランジスタ、２は、そのコレクタをＰＮＰトランジスタ１のコレクタに接続し、エミッタを接地したＮＰＮトランジスタを示す。ＰＮＰトランジスタ１およびＮＰＮトランジスタ２のベースは、バイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して入力端子Ｉｎに接続され、また、ＰＮＰトランジスタ１およびＮＰＮトランジスタ２のコレクタは共通に出力端子Ｏｕｔに接続されている。この回路では、交流信号の半周期毎に一方のトランジスタを動作させることにより、入力信号を増幅して出力している。

図１に示す出力回路では、ＰＮＰトランジスタ１とＮＰＮトランジスタ２の飽和電圧Ｖｃｅが共に０．１Ｖ程度となって、入力信号のピークの飽和（クリップ）が少ない点で満足できるが、一方で、ＰＮＰトランジスタ１から流れ出たベース電流がそのままＮＰＮ型トランジスタ２のベース電流となるため、両トランジスタ１、２が常にＯＮ（通電）状態となり、入力信号がない場合でも電力を常に消費する欠点を有している。即ち、機器がアイドル状態であってもトランジスタが電力を消費し、設計方法を間違えると機器が異常発熱する恐れがある。

したがって、ＮＰＮトランジスタ２を電源側に、ＰＮＰトランジスタ１を接地電位側に接続してプッシュプル出力回路を構成することが考えられる。この場合は、上下のトランジスタが同時に通電状態になることは無いので、無効電力は少なくなるが、トランジスタの飽和電圧Ｖｂｅが０．６Ｖ以上あり、電源電圧フル信号が取り出せない欠点を有している。さらに、信号が小さい場合に、両方のトランジスタがＯＦＦ状態となるので、クロスオーバー歪みが発生する。

図２に示すプッシュプル出力回路は、上記クロスオーバー歪みを取り除くように工夫された出力回路である。この回路では、ＮＰＮトランジスタ２を電源電圧Ｖｃｃ側（上側）に配置し、ＰＮＰトランジスタ１を接地側（下側）に配置した構成において、電源電圧Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤ間に、バイアス抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、Ｄ２およびバイアス抵抗Ｒ２からなる直列回路を接続し、バイアス抵抗Ｒ１とダイオードＤ１の接続点ＡをＮＰＮトランジスタ２のベースに接続し、バイアス抵抗Ｒ２とダイオードＤ２の接続点ＢをＰＮＰトランジスタ１のベースに接続している。

この構造の出力回路では、ＰＮＰ、ＮＰＮトランジスタ１、２の飽和電圧Ｖｂｅが０．６Ｖであるため、これらのトランジスタをＯＮとするためには、点Ａ−Ｂ間に１．２Ｖの電位差が必要であり、この電位差をダイオードＤ１、Ｄ２によって形成している。また、電源電圧Ｖｃｃから、バイアス抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、Ｄ２およびバイアス抵抗Ｒ２を介して電流が流れるため、入力信号がない場合でもわずかにトランジスタ１および２がＯＮを維持し、上述したクロスオーバー歪みの発生を防止している。しかしながら、トランジスタの飽和電圧Ｖｂｅが０．６Ｖあるために、点Ａと出力端子Ｏｕｔ間の最大電圧が（Ｖｃｃ−０．６Ｖ）、点Ｂと出力端子間Ｏｕｔ間の最小電圧が（ＧＮＤ＋０．６Ｖ）となって、電源電圧をフルに取り出すことができない欠点を、依然として有している。

図３に、図２に示す回路の出力波形を示す。図示するように、図２に示すプッシュプル出力回路では、大きな入力信号に対して、出力は、上限が（Ｖｃｃ−０．６Ｖ）、下限が（ＧＮＤ＋０．６Ｖ）で飽和し、電源電圧をフルに取り出すことができない。

図２に示す回路の上記のような欠点を解決するために、図４に示す出力回路が提案されている。この回路では、図２に示す回路のダイオードＤ１、Ｄ２に並列にコンデンサＣ１、Ｃ２を挿入し、コンデンサＣ１の充電電圧によってＮＰＮトランジスタ２のベース電圧を持ち上げ、コンデンサＣ２の充電電圧によってＰＮＰトランジスタ１のベース電圧を引き下げている。これによって、ＮＰＮトランジスタ１とＰＮＰトランジスタ２の飽和電圧Ｖｃｅが０．１Ｖ程度に引き下げられるので、電源電圧の有効利用を図ることができる。

図５は特許文献１に開示されたプッシュプル出力回路を示す。この回路は図４に示す出力回路の変形であって、ＰＮＰトランジスタ３、ＮＰＮトランジスタ４によって図４に示す出力回路のダイオードＤ１、Ｄ２を構成している。その他の構成および作用効果は、図４に示す従来例回路と同じである。また、特許文献２には、２個のトランジスタをカスケード接続する一般的な増幅回路が開示されている。

特開平１０−２７０９５４ 特開平９−２３２８７４

ところが、図４に示す出力回路、したがって図５に示す出力回路は、次のような問題点を有している。

図６は、図４に示す回路の出力波形の一例を示す図である。図４の回路において、入力信号が小さく、その電圧値がＶｃｃ−ＧＮＤ内に収まっている間は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２には、２＊Ｖｂｅ＝１．２Ｖが充電されているが、入力信号が大きくなってＮＰＮトランジスタ２あるいはＰＮＰトランジスタ１のベース電圧を押し上げると、コンデンサＣ１、Ｃ２が放電してＣ１＋Ｃ２＜１．２Ｖとなる。

この電圧では、トランジスタ１あるいは２がＯＮ状態を維持することができないため、これらのトランジスタは、再充電によりコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の充電量がＣ１＋Ｃ２＝１．２ＶになるまでＯＦＦ状態になり、その間出力信号が形成されなくなる。すなわち、図６に示すように、大きな信号の後で出力に信号の途切れる状態が発生する。本回路では、ＣＲの時定数をあまり小さくすることができないので、コンデンサが完全に放電した場合、比較的長い充電時間が必要である。

上記課題を解決するために、本発明では、ＮＰＮ型である第１のトランジスタのエミッタとＰＮＰ型である第２のトランジスタのエミッタとを接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを電源電圧に接続し、前記第２のトランジスタのコレクタを接地電位に接続し、前記第１、第２のトランジスタのベース間を直列接続された第１、第２のダイオードを介して接続すると共に、前記第１、第２のダイオードを介して前記第１、第２のトランジスタのベースに入力信号を導入し、前記第１、第２のトランジスタのエミッタから出力を導出するプッシュプル出力回路において、前記電源電圧と前記第１のトランジスタのエミッタ間に第１のコンデンサを接続し、前記第２のトランジスタのエミッタと前記接地電位間に第２のコンデンサを接続すると共に、前記第１のコンデンサの前記電源電圧側の端子を第１のバイアス抵抗を介して前記第１のトランジスタのベースに接続し、前記第２のコンデンサの前記接地電位側の端子を第２のバイアス抵抗を介して前記第２のトランジスタのベースに接続したことを特徴とする。

また、前記電源電圧と前記第１のコンデンサ間に、前記第１のコンデンサを充電する方向に電流が流れるように第３のダイオードを接続し、前記接地電位と前記第２のコンデンサ間に、電流が前記コンデンサから接地電位方向に流れるように第４のダイオードを接続する。

さらに、前記第１のトランジスタのベースを、第３のバイアス抵抗を介して前記電源電圧に接続し、前記第２のトランジスタのベースを、第４のバイアス抵抗を介して前記接地電位に接続する。

本発明のプッシュプル出力回路では、電源電圧と本回路の出力端子間に第１のコンデンサが接続され、接地電位と本回路の出力端子間に第２のコンデンサが接続されているので、これら第１、第２のコンデンサには最大でほぼ電源電圧の１／２の電圧が充電される。第１、第２のコンデンサはそれぞれバイアス抵抗を介して第１、第２の出力用トランジスタのベースに接続されているので、出力信号が電源電圧に近づいてきた場合、これらのコンデンサの充電電圧によって、トランジスタのベース電圧は電源電圧以上に押し上げられ、あるいは接地電位以下に押し下げられるので、各トランジスタは飽和することなく出力を形成する。その結果、本回路における第１、第２のトランジスタの飽和電圧は、ＰＮＰトランジスタを電源電圧側に接続した従来のプッシュプル出力回路における飽和電圧程度に低下し、電源電圧の有効利用を図ることができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータのように、絶えずトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを繰り返す用途では、飽和電圧の改善がそのまま消費電力の低減につながり、トランジスタの発熱が防止される。

さらに、２個のバイアス抵抗および２個のダイオードを介して電源電圧と接地電位間にわずかに流れる電流により、第１、第２のトランジスタは信号のない場合でもわずかにＯＮ状態に保たれている。そのため、入力信号が小さい場合でもこれらのトランジスタはＯＦＦとならず、クロスオーバー歪みが発生しない。

図７に、本発明の一実施形態にかかるプッシュプル出力回路を示す。図示するように、本回路では、電源電圧Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤ間に、ＮＰＮトランジスタである第１のトランジスタ１０とＰＮＰトランジスタである第２のトランジスタ２０とを、エミッタを相互に接続する形で直列に接続してプッシュプル出力回路を構成している。電源電圧Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤ間には、バイアス抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ２０およびバイアス抵抗Ｒ２０の直列回路が接続され、ダイオードＤ１０、Ｄ２０によって第１、第２のトランジスタ１０、２０のベース電圧が形成されている。

入力信号は、入力端子ＩｎよりダイオードＤ１０、Ｄ２０を介して第１、第２のトランジスタ１０、２０のベースに導入される。本回路による増幅出力は、第１、第２のトランジスタ１０、２０のエミッタの相互接続点に設けた出力端子Ｏｕｔから得られる。

本実施形態の回路では、電源電圧Ｖｃｃと出力端子Ｏｕｔ間に第１のコンデンサＣ１０を接続し、接地電位ＧＮＤと出力端子Ｏｕｔ間に第２のコンデンサＣ２０を接続している。また、バイアス抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ１０、Ｄ２０およびバイアス抵抗Ｒ２０の直列回路が、電源電圧Ｖｃｃおよび接地電位ＧＮＤ間で、第１、第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０の直列回路と並列に接続されるように、第１のコンデンサＣ１０とバイアス抵抗Ｒ１０を接続し、かつ、第２のコンデンサＣ２０とバイアス抵抗Ｒ２０とを接続している。

なお、ダイオードＤ３０、Ｄ４０は、電源投入時の電流方向を規制するために設けたものであり、電源投入時にコンデンサＣ１０、Ｃ２０を速やかに充電する働きをする。本実施形態の第１、第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０は、例えば図４に示す従来回路とは異なって、バイアス抵抗を介さずに電源電圧Ｖｃｃおよび接地電位ＧＮＤ間に接続されているので、その充電は急速に行われる。さらに、図４に示す従来回路とは異なって、本回路の出力端子側に接続されているので、各コンデンサの容量を数１００μＦ程度の大きな値にすることが可能である。

入力端子Ｉｎに入力信号がない場合、出力端子Ｏｕｔの電位は電源電圧Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤの中点（Ｖｃｃ／２）にある。したがって、第１のコンデンサ１０にはダイオードＤ３０経由で、第２のコンデンサ２０にはダイオードＤ４０経由で、［（Ｖｃｃ／２）−０．６Ｖ］の電圧が印加され、したがって、これらのコンデンサが完全に充電された場合、充電電圧はほぼＶｃｃ／２［実際は、（Ｖｃｃ／２）−０．６Ｖ］となる。なお、０．６Ｖは、ダイオードＤ３０、Ｄ４０の両端電圧である。

図７の回路では、第１、第２のトランジスタ１０、２０は、電源電圧Ｖｃｃ→ダイオードＤ３０→バイアス抵抗Ｒ１０→ダイオードＤ１０→ダイオードＤ２０→バイアス抵抗Ｒ２０→ダイオードＤ４０→接地電位ＧＮＤによる経路により、わずかにＯＮの状態に保たれている。入力端子Ｉｎに入力される信号が電源電圧Ｖｃｃ側に振れると、第１のトランジスタ１０のベースへの電流の供給は、電源電圧Ｖｃｃ→ダイオードＤ３０→バイアス抵抗Ｒ１０から、第１のコンデンサＣ１０→バイアス抵抗Ｒ１０を経由するものに切り替わる。

すなわち、第１のコンデンサＣ１０の充電電荷によって、第１のトランジスタ１０のベース電圧が持ち上げられ、第１のトランジスタ１０はＯＮ状態を維持する。入力信号が電源電圧Ｖｃｃに近づいても、第１のコンデンサＣ１０の充電電荷が完全に放電されるまでは、第１のトランジスタ１０はＯＮ状態を維持する。この場合、図４に示した従来回路の場合とは異なり、本実施形態の回路では、第１あるいは第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０が放電によって出力電圧を低下させても、第１、第２のトランジスタ１０、２０のベース電圧は低下せず、したがって出力トランジスタがＯＦＦとなって信号が途切れることは無い。

第１のトランジスタ１０に関する上記の動作は、入力信号が接地電位ＧＮＤ側に振れた場合の第２のトランジスタ２０の動作にも同様に適用される。第１、第２のコンデンサが出力信号の負荷になるが、通常のトランジスタは増幅率が１００以上あるため、ベースの駆動に必要な信号（第１、第２のコンデンサによる電流）は、出力信号にほとんど影響しない。

以上のように、本実施形態の回路では、入力信号が大きくなった場合でも、第１、第２のトランジスタ１０、２０のベースには、第１、第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０の充電電圧が加算されるため、出力電圧としては、上限が（Ｖｃｃ−０．１Ｖ）、下限が（ＧＮＤ＋０．１Ｖ）まで出力が可能となる。図４に示した回路では、上限が（Ｖｃｃ−０．６Ｖ）、下限が（ＧＮＤ＋０．６Ｖ）であるため、本発明回路では、（０．５Ｖ＋０．５Ｖ）の改善となる。

第１あるいは第２のトランジスタ１０、２０に、第１あるいは第２のコンデンサＣ１０、２０からバイアス抵抗Ｒ１０、Ｒ２０を介してどれだけの時間、電荷が供給されるかは、第１、第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０の容量による。図７に示す回路では、第１、第２のコンデンサＣ１０、Ｃ２０が出力に与える影響が小さいので、各コンデンサの容量を数１００μＦ程度の大きな値にすることが可能である。これによって、上記の時間は１００ｍＳ、周波数で１０Ｈｚ程度となる。

図８は、本発明の第２の実施形態にかかる回路構成を示す図である。図７に示す回路では、電源電圧Ｖｃｃが極端に低くなると（例えば１．５Ｖ）、第３、第４のダイオードＤ３０、４０における電圧のドロップが無視できなくなる。この問題を解決するために、図８に示す第２の実施形態の回路では、電源電圧Ｖｃｃと第１のトランジスタ１０のベースとを第３のバイアス抵抗Ｒ３０を介して接続し、接地電位ＧＮＤと第２のトランジスタ２０のベースとを第４のバイアス抵抗Ｒ４０を介して接続している。これらのバイアス抵抗Ｒ３０、Ｒ４０は、いわゆるスタート専用回路を構成する。

なお、図７および８に示す回路において、上述したように第１、第２のトランジスタ１０、２０を常時、わずかにＯＮ状態としているが、これは、ＡＶ機器などで使用されるオーディオ信号が第１、第２のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切替えに伴って発生する信号の歪みを嫌うためであり、そのため、わずかではあるが電力を無駄に消費している。ところが、本回路をＤＣ−ＤＣコンバータのように、絶えずトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを繰り返す用途で使用する場合は、飽和電圧の改善がそのまま消費電力の低減につながり、トランジスタの発熱防止効果が大きい。

従来のプッシュプル出力回路の基本的構成を示す図。 図１の回路を改良した従来のプッシュプル出力回路を示す図。 図２に示す回路の問題点を示す波形図。 さらに他の従来例回路を示す図。 さらに他の従来例回路を示す図。 図４に示す従来例回路の問題点を示す波形図。 本発明の１実施形態にかかるプッシュプル出力回路の構成を示す図。 本発明の他の実施形態にかかるプッシュプル出力回路の構成を示す図。

符号の説明

１０ ＮＰＮ型の第１のトランジスタ
２０ ＰＮＰ型の第２のトランジスタ
Ｃ１０、Ｃ２０ 第１、第２のコンデンサ
Ｄ１０、Ｄ２０ 第１、第２のダイオード
Ｄ３０、Ｄ４０ 第３、第４のダイオード
Ｒ１０、Ｒ２０ バイアス抵抗
Ｒ３０、Ｒ４０ スタート専用回路を構成するバイアス抵抗
Ｉｎ 入力端子
Ｏｕｔ 出力端子
Ｖｃｃ 電源電圧
ＧＮＤ 接地電位

Claims (3)

1. ＮＰＮ型である第１のトランジスタのエミッタとＰＮＰ型である第２のトランジスタのエミッタとを接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを電源電圧に接続し、前記第２のトランジスタのコレクタを接地電位に接続し、前記第１、第２のトランジスタのベース間を直列接続された第１、第２のダイオードを介して接続すると共に、前記第１、第２のダイオードを介して前記第１、第２のトランジスタのベースに入力信号を導入し、前記第１、第２のトランジスタのエミッタから出力を導出するプッシュプル出力回路において、前記電源電圧と前記第１のトランジスタのエミッタ間に第１のコンデンサを接続し、前記第２のトランジスタのエミッタと前記接地電位間に第２のコンデンサを接続すると共に、前記第１のコンデンサの前記電源電圧側の端子を第１のバイアス抵抗を介して前記第１のトランジスタのベースに接続し、前記第２のコンデンサの前記接地電位側の端子を第２のバイアス抵抗を介して前記第２のトランジスタのベースに接続したことを特徴とする、プッシュプル出力回路。
2. 請求項１に記載のプッシュプル出力回路において、前記電源電圧と前記第１のコンデンサ間に、前記第１のコンデンサを充電する方向に電流が流れるように第３のダイオードを接続し、前記接地電位と前記第２のコンデンサ間に、電流が前記コンデンサから接地電位方向に流れるように第４のダイオードを接続したことを特徴とする、プッシュプル出力回路。
3. 請求項１または２に記載のプッシュプル出力回路において、前記第１のトランジスタのベースは、第３のバイアス抵抗を介して前記電源電圧に接続され、前記第２のトランジスタのベースは、第４のバイアス抵抗を介して前記接地電位に接続されていることを特徴とする、プッシュプル出力回路。

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