JP2007245763A - 車両用駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】発電機と交流モータとの組み合わせで、安定したモータトルク制御を行うことができる車両用駆動制御装置を提供する。
【解決手段】モータ４が必要とするモータ必要電力Ｐｍに基づいて算出されるトルク指令値Ｔｔを効率良く発生することができる動作点で発電機７を制御する。また、モータ・インバータ制御では、変調率固定の印加電圧をモータ４に印加する負荷固定制御を行うと共に、発電機７の現在の動作点を含む出力可能特性線上で最大電力を出力できる動作点の出力電流を目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとして算出し、実出力電流Ｉｄｃが目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとなるようにモータ電圧位相θｖを制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、主駆動軸を駆動する熱機関（例えば、内燃機関であるエンジン）で発電機を駆動し、その発電機の出力で交流モータを駆動する車両用駆動制御装置に関するものである。

従来の車両用駆動制御装置としては、従駆動軸を発電機の電力で駆動される直流モータで駆動し、この直流モータの界磁電流を制御することで駆動トルクを制御するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−２３９８５２号公報

しかしながら、上記従来の車両用駆動制御装置にあっては、直流モータを適用してモータトルクを制御しているので、トルクアップをするためには直流モータの電機子電流を増加させる必要があるが、直流モータのブラシの寿命に限界があるため、電機子電流の増加に限界があり、質量の重い車両への適用が困難であったり４ＷＤ性能の向上が図れなかったりという未解決の課題がある。

ところで、直流モータの代わりに交流モータ＋インバータの構成を適用してモータトルクを制御することも考えられるが、一般に発電機の制御応答性は低く、インバータによるモータ制御の応答性は高いことが知られており、このような発電機とインバータとを組み合わせた場合、発電機の出力電圧と出力電流とは、電気負荷となるインバータの制御状態によって変動する可能性があるため、両者が協調して動作する必要がある。
例えば、トルク指令が急増する過程では、発電機出力の増加が遅れ、インバータの入力が不十分な状態でトルク指令を出力するようにモータ制御が動くため、車両総駆動力の面で不利となったり、制御系が発散し電圧、電流、トルクのハンチング現象が発生したりするという未解決の課題がある。

このハンチング現象は、インバータによるモータ制御にて電圧変調を施さないＰＷＭ制御（以下、負荷固定制御と称す）や矩形波制御を適用することで解決することができる。しかしながら、負荷固定制御では電圧変調を停止するため、ＰＷＭパルス幅をコントロールすることができず、モータトルクを指令値通りに発生できない恐れがある。また、負荷固定制御や矩形波制御では、モータ電流はインバータの電源電圧に依存するため、トルク指令値の急変など発電機の動作点が急変する場合に、電圧の落ち込み等の問題が発生するという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発電機と交流モータとの組み合わせで、安定したモータトルク制御を行うことができる車両用駆動制御装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る車両用駆動制御装置は、界磁制御手段で交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて発電機の界磁を制御し、モータ制御手段で変調率固定の印加電圧を前記交流モータに印加することで当該交流モータを制御し、前記発電機の状態に基づいて、位相制御手段で前記交流モータの電圧位相を目標電圧位相まで徐々に変化させる。

本発明によれば、モータ制御として変調率固定の印加電圧をモータに印加する制御を適用すると共に、発電機の状態に基づいてモータ電圧位相を目標電圧位相まで徐々に変化させるので、モータトルク指令値が急変する場合であっても、発電電圧が落ち込むことなく、安定したモータトルク制御を行うことができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を四輪駆動車両に適用した場合の概略構成図である。
この図１に示すように、本実施形態の車両は、左右前輪１Ｌ、１Ｒが、内燃機関であるエンジン２によって駆動される主駆動輪であり、左右後輪３Ｌ、３Ｒが、モータ４によって駆動可能な従駆動輪である。

前記エンジン２の吸気管路には、例えばメインスロットルバルブとサブスロットルバルブとが介装されている。メインスロットルバルブは、アクセルペダルの踏込み量等に応じてスロットル開度が調整制御される。サブスロットルバルブは、ステップモータ等をアクチュエータとし、そのステップ数に応じた回転角により開度が調整制御される。従って、サブスロットルバルブのスロットル開度をメインスロットルバルブの開度以下等に調整することによって、運転者のアクセルペダルの操作とは独立して、エンジンの出力トルクを減少させることができる。つまり、サブスロットルバルブの開度調整が、エンジン２による前輪１Ｌ、１Ｒの加速スリップを抑制する駆動力制御となる。

上記エンジン２の出力トルクＴｅは、トランスミッション及びデファレンスギヤ５を通じて左右前輪１Ｌ、１Ｒに伝達される。また、エンジン２の出力トルクＴｅの一部は、無端ベルト６を介して発電機７に伝達されることで、発電機７は、エンジン２の回転数Ｎｅにプーリ比を乗じた回転数Ｎｇで回転する。
上記発電機７は、４ＷＤコントローラ８によって調整される界磁電流Ｉｆｇに応じてエンジン２に対し負荷となり、その負荷トルクに応じた発電をする。この発電機７の発電電力の大きさは、回転数Ｎｇと界磁電流Ｉｆｇとの大きさにより決定される。なお、発電機７の回転数Ｎｇは、エンジン２の回転数Ｎｅからプーリ比に基づき演算することができる。

図２は発電機７の界磁電流駆動回路の構造を示す図である。この回路は、図２（ａ）に示すように、界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのような定電圧電源と発電機自身の出力電圧とを選択する構成を適用し、界磁電流電源のプラス側を界磁コイル７ｂに繋げて、トランジスタ７ｃをスイッチングするように構成されている。この場合、発電機出力がバッテリ電圧Ｖｂを下回っている状態では、他励領域となってバッテリ電圧Ｖｂが界磁コイル７ｂの電源となり、発電機出力が増加して出力電圧Ｖｇがバッテリ電圧Ｖｂ以上となると、自励領域となって発電機の出力電圧Ｖｇが選ばれて界磁コイル７ｂの電源となる。即ち、界磁電流値を発電機の電源電圧により増大することができるので、大幅な発電機出力の増加が可能である。

なお、界磁電流駆動回路は、図２（ｂ）に示すように界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのみ（他励領域のみ）を適用するようにしてもよい。
発電機７が発電した電力は、ジャンクションボックス１０及びインバータ９を介してモータ４に供給可能となっている。前記モータ４の駆動軸は、減速機１１及びクラッチ１２を介して後輪３Ｌ、３Ｒに接続可能となっている。なお、本実施形態のモータ４は交流モータである。また、図中の符号１３はデファレンスギヤを示す。

ジャンクションボックス１０内には、インバータ９と発電機７とを接続・遮断するリレーが設けられている。そして、このリレーが接続されている状態で、発電機７から図示しない整流器を介して供給された直流の電力は、インバータ９内で三相交流に変換されてモータ４を駆動する。
また、ジャンクションボックス１０内には、発電電圧を検出する発電機電圧センサと、インバータ９の入力電流である発電電流を検出する発電機電流センサとが設けられ、これらの検出信号は４ＷＤコントローラ８に出力される。また、モータ４の駆動軸にはレゾルバが連結されており、モータ４の磁極位置信号θを出力する。

また、前記クラッチ１２は、例えば湿式多板クラッチであって、４ＷＤコントローラ８からの指令に応じて締結及び開放を行う。なお、本実施形態においては、締結手段としてのクラッチを湿式多板クラッチとしたが、例えばパウダークラッチやポンプ式クラッチであってもよい。
また、各車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒには、車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲが設けられている。各車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲは、対応する車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒの回転速度に応じたパルス信号を車輪速検出値として４ＷＤコントローラ８に出力する。

前記４ＷＤコントローラ８は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を備えて構成され、前記各車輪速度センサ２７ＦＬ〜２７ＲＲで検出される車輪速度信号、ジャンクションボックス１０内の電圧センサ及び電流センサの出力信号、モータ４に連結されたレゾルバの出力信号及びアクセルペダル（不図示）の踏込み量に相当するアクセル開度等が入力される。

４ＷＤコントローラ８は、図３に示すように、目標モータトルク演算部８Ａ、界磁制御手段としての発電機制御部８Ｂ、モータ制御部８Ｃ、ＴＣＳ制御部８Ｄ、クラッチ制御部８Ｅを備える。
目標モータトルク演算部８Ａは、４輪の車輪速度信号に基づいて算出される前後輪の車輪速度差とアクセルペダル開度信号とから、モータトルク指令値Ｔｔを算出する。

図４は、目標モータトルク演算部８Ａの詳細を示すブロック図である。先ず、前後回転差演算部８１で、４輪の車輪速度信号Ｖｆｒ〜Ｖｒｒに基づいて次式をもとに前後回転差ΔＶを算出する。
ΔＶ＝（Ｖｆｒ＋Ｖｆｌ）／２−（Ｖｒｒ−Ｖｒｌ）／２ ………（１）
そして、前後回転差ΔＶに基づいて、第１モータ駆動力演算部８２で予め格納されたマップを参照し、第１モータ駆動力ＴΔＶを算出して後述するセレクトハイ部に出力する。この第１モータ駆動力ＴΔＶは、前後回転差ΔＶが大きくなると共に比例的に大きく算出されるように設定されている。

車速演算部８３では、４輪の車輪速度信号と車両が発生する総駆動力Ｆとをセレクトローして車速信号Ｖを算出する。ここで、総駆動力Ｆは、トルクコンバータ滑り比から推定される前輪駆動力とモータトルク指令値Ｔｔから推定される後輪駆動力との和によって求められる。
第２モータ駆動力演算部８４では、第２モータ駆動力Ｔｖを算出する。具体的には、車速演算部８３から出力された車速Ｖとアクセル開度Ａｃｃとに基づいて、予め格納されたマップを参照して、算出する。この第２モータ駆動力Ｔｖは、アクセル開度Ａｃｃが大きくなるほど大きく、車速Ｖが大きくなるほど小さく算出されるように設定されている。

次にセレクトハイ部８５で、前記第１モータ駆動力演算部８２から出力された第１モータ駆動力ＴΔＶと、前記第２モータ駆動力演算部８４から出力された第２モータ駆動力Ｔｖとをセレクトハイした値を目標トルクＴｔｔとして後輪ＴＣＳ制御部８６に出力する。
そして、後輪速Ｖｒｌ，Ｖｒｒ、車速Ｖに基づいて、公知の方法により後輪トラクションコントロール制御を行って、モータ４のトルク指令値Ｔｔを出力する。

発電機制御部８Ｂは、目標モータトルク演算部８Ａからのトルク指令値Ｔｔに基づいて後述する発電制御を行い、発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。
モータ制御部８Ｃは、発電機７の発電状態からインバータ９に出力する３相パワー素子のスイッチング制御信号を算出して、３相交流電流を制御する。このとき、後述するように、公知の３相電流フィードバック制御を行わず、変調率固定の印加電圧として変調率固定のＰＷＭ波電圧をモータ４に印加する負荷固定制御を行うと共に、発電機７の発電状態に基づいてモータ電圧位相θｖを目標の電圧位相まで徐々に変化させる電圧位相制御を行う。

ＴＣＳ制御部８Ｄは、エンジントルク制御コントローラ（ＥＣＭ）からのエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅｔ、前輪回転速度Ｖｆｒ，Ｖｆｌ、車速Ｖに基づいて、公知の方法によりＥＣＭに対してエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅを送り返すことにより前輪トラクションコントロール制御を行う。
クラッチ制御部８Ｅは、上記クラッチ１２の状態を制御し、４輪駆動状態と判定している間はクラッチ１２を接続状態に制御する。

図５は、発電機７の発電制御を行う発電機制御部８Ｂの詳細を示すブロック図である。
この発電機制御部８Ｂは、モータ必要電力演算部１０１と、目標発電電力演算部１０２と、発電電力制限部１０３と、目標発電電力決定部１０４と、目標動作点設定手段としての目標動作点設定部１０５と、発電機出力制御手段としての発電電力制御部１０６とで構成され、発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。

モータ必要電力演算部１０１は、前記目標モータトルク演算部８Ａで算出されたトルク指令値Ｔｔとモータ回転速度Ｖｍとに基づいて、次式をもとにモータ４に必要な電力Ｐｍを算出する。
Ｐｍ＝Ｔｔ×Ｖｍ ………（２）
目標発電電力演算部１０２では、モータ必要電力演算部１０１から出力されるモータ必要電力Ｐｍに基づいて、次式をもとに発電機７が出力すべき発電機必要電力Ｐｇを算出する。
Ｐｇ＝Ｐｍ／Иｍ ………（３）
ここで、Иｍはモータ効率である。つまり、発電機必要電力Ｐｇはモータ必要電力Ｐｍよりモータ効率分多く出力しなければならないことになる。

発電電力制限部１０３では、発電電力の制限値ＰＬ１及びＰＬ２を出力する。電力制限値ＰＬ１は、発電電力が発電機７を駆動するベルトの伝達可能トルクに応じて決まる電力を上回らないようにするための上限値であり、次式をもとに算出する。
ＰＬ１＝Ｔｂ×ωｇ×Иｇ ………（４）
ここで、Ｔｂはベルト伝達可能トルク、ωｇは発電機７の回転速度、Иｇは発電機効率であり、ＰＬ１はベルト伝達可能トルクがＴｂであるときに発電機７が発電可能な最大発電量に相当する。

つまり電力制限値ＰＬ１は、図６（ａ）に示すように、発電機７の回転速度ωｇが大きくなるにつれて比例的に大きく算出されることになる。
また、電力制限値ＰＬ２は、発電電力が、エンジンの負荷過大によるエンストや運転性劣化を起こす可能性のある電力を上回らないようにするための上限値である。この制限値ＰＬ２は、エンジントルク制御コントローラ（ＥＣＭ）から与えられる。

この電力制限値ＰＬ２は、図６（ｂ）に示すように、発電機７の回転速度ωｇが大きくなるほど、またアクセル開度Ａｃｃが大きくなるほど大きく算出されることになる。
そして、目標発電電力演算部１０２及び発電電力制限部１０３の演算結果が目標発電電力決定部１０４に入力されて、発電機必要電力Ｐｇと電力制限値ＰＬ１，ＰＬ２とがセレクトローされ、発電機の目標出力電力ＰＧが算出される。
図６（ｃ）は、発電機必要電力Ｐｇと電力制限値ＰＬ１，ＰＬ２とのうち、発電機必要電力Ｐｇが最も小さい場合を示しており、この場合、現在速度での発電機必要電力Ｐｇが目標出力電力ＰＧとして選択される。

目標動作点設定部１０５では、目標発電電力決定部１０４から出力される目標出力電力ＰＧ即ちモータ使用可能電力と、予め格納された発電機出力最大特性マップとに基づいて、発電機７の目標動作点（インバータ９の入力電圧及び入力電流、即ち発電機７の目標電圧Ｖｄｃ^*及び目標電流Ｉｄｃ^*）を算出する。
具体的には、図７に示すように、モータ使用可能電力ＰＧに相当する電力一定線Ｐと、破線で示す発電機出力最大特性線ηとの交点を発電機７の目標動作点（Ｖｄｃ^*，Ｉｄｃ^*）として選定する。

この図７において、曲線Ｓｔは発電機回転速度と界磁電流とをパラメータとした発電機出力特性線（発電機の出力可能特性線）であり、ある回転速度である界磁電流が与えられているとき、発電機はこの出力可能特性線上の電圧・電流を発生する。この出力可能特性線Ｓｔ上には出力（発電電力）が最大となる点が存在し、各出力可能特性線の最大出力点を連続した線が発電機出力最大特性線ηである。この発電機出力最大特性線ηを、発電機出力最大特性マップとして予め格納しておく。
そして、このようにして求められた目標電圧Ｖｄｃ^*が発電電力制御部１０６に入力され、発電電力制御部１０６で発電機７の出力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^*となるように界磁電流Ｉｆｇを制御する。

図８は、第１の実施形態における発電電力制御部１０６を示すブロック図である。この第１の実施形態における発電電力制御部１０６では、目標電圧Ｖｄｃ^*と出力電圧Ｖｄｃとの偏差が零となるように、発電機界磁電流ＩｆｇをＰＷＭ制御する。この場合、先ず目標電圧Ｖｄｃ^*と出力電圧Ｖｄｃとの偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御部１２１に出力する。

ＰＩ制御部１２１では偏差ΔＶｄｃに対してＰＩ制御を施し、次いで、ＰＷＭデューティ指令値演算部１２２で、発電機７の界磁電流駆動回路のＰＷＭデューティ比の指令値Ｄを演算する。具体的には、Ｖｄｃ^*＞ＶｄｃであるときＰＷＭデューティ比を増加し、Ｖｄｃ^*＜ＶｄｃであるときＰＷＭデューティ比を減少するようにＰＷＭデューティ指令値Ｄが演算される。
なお、ＰＩ制御部１２１では、偏差ΔＶｄｃに対してＰＩ制御を施す代わりに、ＰＩＤ制御を施すようにしてもよい。

図９はＰＷＭデューティ比Ｄと界磁電流Ｉｆｇとの関係を示す特性図であり、横軸はＰＷＭデューティ比Ｄ、縦軸は界磁電流Ｉｆｇである。この特性図に示すように、デューティ比Ｄが０％のとき界磁電流Ｉｆｇは流れず、デューティ比Ｄが１００％に近づくにつれて界磁電流Ｉｆｇはたくさん流れるようになっている。
また、この特性は、界磁電源電圧Ｖｆが大きいほど傾きが大きく、界磁コイルの抵抗が小さいほど傾きが大きくなるようになっており、発電機出力電圧Ｖｇがバッテリ電圧Ｖｂ以下であるときＩｆｇ＝ａ×Ｄで表され、Ｖｇ＞ＶｂであるときＩｆｇ＝ａ×Ｖｆ×Ｄで表される。ここでａは定数である。

そして、このようにして出力されたＰＷＭデューティ指令値ＤをＰＷＭ駆動部１２３で制御することで、界磁電流Ｉｆｇを制御することができ、結果として発電機７の出力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^*となるように制御することができる。
つまり、発電機７の出力電圧Ｖｄｃ及び出力電流Ｉｄｃから決定される現在の動作点が目標動作点に一致し、発電機７は、モータ４が必要とする電力Ｐｍから算出される発電機７が出力すべき目標出力電力ＰＧを、効率良く発生することができる動作点で作動されることになる。

次に、モータ制御にて公知の３相電流フィードバック制御を行う従来装置における課題について説明する。
一般に発電機の制御応答性は低く、インバータによるモータ制御の応答性は高いことが知られており、このような発電機とインバータとを組み合わせた場合、従来装置では、例えばトルク指令が急増する過程で発電機出力の増加が遅れ、インバータの入力が不十分な状態でトルク指令を出力するようにモータ制御が動くため、低電圧・大電流の電気効率の悪い動作点で発電機が使われることになる。これを、図１０をもとに説明する。

図１０（ａ）は、発電機７の出力即ちインバータ９の入力における動作点（電圧・電流）を示す図である。曲線Ｓｔは、発電機回転速度と界磁電流とをパラメータとした発電機出力特性線（発電機の出力可能特性線）であり、ある回転速度である界磁電流が与えられているとき、発電機はこの出力可能特性線上の電圧・電流を発生する。また、双曲線状の曲線Ｐはあるトルク指令値に相当する電力一定線である。

今、動作点が出力可能特性線Ｓｔ０とトルク指令値Ｔ１に相当する電力一定線Ｐ１との交点ａ０にあり、図１０（ｂ）に示すように、時刻ｔ０でトルク指令値がＴ１からＴ２に増加したものとする。この場合、発電機は、このトルクをモータが発生できるような動作点に向かって界磁電流を増加させ、発電電力を上げていく。一方、モータとインバータによるモータ制御は、前述したように応答性が良いため、発電機の現在の出力可能特性線上で早くトルク指令値を出力するように動作点を動かしてしまう。

つまり、発電機の界磁電流が徐々に増加して、時刻ｔ１で発電機の出力可能特性線がＳｔ１となると、動作点は、この出力可能特性線Ｓｔ１上でトルク指令値Ｔ２を出力できる動作点、即ち出力可能特性線Ｓｔ１とトルク指令値Ｔ２に相当する電力一定線Ｐ２との交点である動作点ａ１へ動く。さらに時刻ｔ２で発電機の出力可能特性線がＳｔ２となると、この出力可能特性線Ｓｔ２と電力一定線Ｐ２との交点である動作点ａ２へ動く。

このように動作点は図中右下に向かい、低電圧・大電流の動作点となる。したがって、図１０（ｂ）の破線で示すように、実駆動力はトルク指令値Ｔ２に早めに到達することになるが、図１０（ｃ）に示すように効率の悪い動作点で制御されることになる。また、時刻ｔ０における発電機７の状態とトルク指令値Ｔ２とに大きな差がある場合、時刻ｔ１になっても、トルク指令値Ｔ２に相当する電力を発電機７が出力できない状態となる。その結果、発電機７及びモータ４の制御系が発散し電圧、電流、トルクのハンチング現象が発生したりするという問題がある。

このハンチング現象は、モータ４のベクトル制御における電圧変調を停止する方法（負荷固定制御）や、モータ４が高回転であれば矩形波制御を適用することで解決することができる。しかし、負荷固定制御では、電圧変調を停止するためＰＷＭパルス幅をコントロールすることができず、モータトルクを指令値通りに発生できない恐れがある。また、負荷固定制御や矩形波制御では、モータ電流はインバータの電源電圧に依存するため、トルク指令値急変など発電機の動作点が急変する場合に以下の問題が発生する。

図１１（ａ）は、従来装置（負荷固定制御及び矩形波制御）において、トルク指令値が急変した場合の発電機動作点の動きを示す図である。発電機動作点が点ａ０にある状態で、トルク指令値がＴ１からＴ２に急増したものとする。このとき、発電機７側では出力可能特性線Ｓｔ１が目標の出力可能特性線Ｓｔ２となるように界磁電流Ｉｆｇを増加制御する。一方、モータ４・インバータ９側では、位相一定線が現在の位相一定線θ１から目標の位相一定線θ２となるように、モータ電圧位相θｖを増加する。

ここで、位相一定線とは、モータ電圧位相をパラメータとした特性線であり、あるモータ電圧位相θｖが与えられているとき、発電機は界磁電流の変化に伴ってこの位相一定線上の電圧・電流を発生する。そして、この位相一定線は、図１２に示すように、モータ電圧位相θｖが大きいほど発電機の出力電流Ｉｄｃが大きい側にオフセットするようになっている。また、図１１（ａ）の曲線Ｐ１、Ｐ２は、トルク指令値Ｔ１、Ｔ２に相当する電力一定線である。

前述したように、発電機７の応答はモータ４・インバータ９と比較して遅いため、発電機動作点は、出力可能特性線Ｓｔ１上を移動して、出力可能特性線Ｓｔ１と位相一定線θ２との交点ａ１となる。その後、発電機７の界磁電流Ｉｆｇの増加に伴って、位相一定線θ２上を移動して目標動作点ａ^*に到達することになる。
このように、トルク指令値が急変すると一旦電圧が落ち込むため、図１１（ｂ）の破線に示すように、発電機出力電力とモータトルクとが一旦落ちてから目標動作点に収束する。このとき、電圧の落ち込みがモータ誘起電圧以下の場合、制御不能となる恐れがある。
これに対して本実施形態では、現在の発電機７の状態に応じてモータ電圧位相を目標電圧位相まで徐々に変化するように制御することで、上記の問題を解決し、モータトルクの落ち込みを防止するようにする。

図１３は、本実施形態におけるモータ制御部８Ｃを示すブロック図である。
このモータ制御部８Ｃは、目標出力電流演算手段としての目標電流演算部１３１と、位相制御手段としての電圧位相制御部１３２と、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部１３３と、モータ制御手段としての負荷固定制御部１３４と、モータ界磁電流制御部１３５とで構成され、インバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。

目標電流演算部１３１では、発電機７の発電状態に基づいて発電機７の目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍを演算する。具体的には、前述した発電機制御部８Ｂの目標動作点設定部１０５で使用した発電機出力最大特性マップを参照し、発電機７の出力電圧Ｖｄｃ及び出力電流Ｉｄｃから決定する動作点（Ｖｄｃ，Ｉｄｃ）を含む出力可能特性線と、発電機出力最大特性線ηとの交点を最適目標動作点として選定し、この最適目標動作点の電流値を目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとして算出する。つまり、現在の発電機７の発電状態で最大電力を出力できる動作点の電流値が、目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとなる。

電圧位相制御部１３２では、発電機７の出力電流Ｉｄｃと目標電流演算部１３１で演算された目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとに基づいて、図１４に示す電圧位相制御を行い、モータ電圧位相θｖを制御する。即ち、出力電流Ｉｄｃと目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍとの偏差ΔＩｄｃに対してＰＩ制御を施すことにより、出力電流Ｉｄｃが目標出力電流Ｉｄｃｄｅｍに追従するようなモータ電圧位相θｖを出力する。
なお、偏差ΔＩｄｃに対してＰＩ制御を施す代わりに、ＰＩＤ制御を施すようにしてもよい。
Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部では、電圧位相制御部１３２から出力されるモータ電圧位相θｖに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算し、これを負荷固定制御部１３４に出力する。

負荷固定制御部１３４では、図１５に示す負荷固定制御を行ってインバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。この負荷固定制御部１３４は、ｄｑ／ｕｖｗ変換部１３４ａと、変調率固定部１３４ｂと、三角波比較＆デッドタイム補償部１３４ｃとで構成される。
先ず、ｄｑ／ｕｖｗ変換部１３４ａでは、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*とモータ４の磁極位置信号θとに基づいて、３相正弦波電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算する。ここで、磁極位置信号θは、モータ４に連結されたレゾルバから出力される。

次に、変調率固定部１３４ｂでは、ｄｑ／ｕｖｗ変換部１３４ａで演算された３相正弦波電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と発電機７の出力電圧Ｖｄｃとから、モータ４へ印加するＰＷＭ波電圧の変調率を設定する。本実施形態では、変調率を“１”に固定するものとする。
そして、三角波比較＆デッドタイム補償部１３４ｃでは、３相正弦波指令値と三角波とを比較する三角波比較及びデッドタイム補償が行われて、インバータ９に出力するスイッチング信号が生成される。このスイッチング信号がインバータ９に出力されることにより、インバータ９は、上記スイッチング信号に応じたＰＷＭ波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が駆動される。

このように、本実施形態では、変調率固定の印加電圧として、変調率を“１”に固定したＰＷＭ波電圧を適用し、この印加電圧をモータ４に印加することで当該モータ４を制御する。
また、図１３のモータ界磁電流制御部１３５では、モータ回転数Ｎｍに基づいてモータ４の界磁電流指令値Ｉｆｍ^*を演算し、この界磁電流指令値Ｉｆｍ^*に基づいてモータ４の界磁電流Ｉｆｍを制御する。

次に、本発明の第１の実施形態における動作について、図１６をもとに説明する。
今、発電機動作点が出力可能特性線Ｓｔ１上で最大電力を出力できる点ａ０にあるものとする。このときのトルク指令値Ｔ１に相当する電力一定線がＰ１であり、動作点ａ０が出力可能特性線Ｓｔ１と電力一定線Ｐ１との交点であるとする。この状態から、トルク指令値がＴ１からＴ２に急増すると、発電機７は、このトルクをモータ４が発生できるような動作点に向かって界磁電流Ｉｆｇを増加させ、発電電力を上げていく。このときの発電機７の目標動作点は、トルク指令値Ｔ２に相当する電力一定線Ｐ２と発電機出力最大特性線ηとの交点ａ^*（Ｖｄｃ^*，Ｉｄｃ^*）である。また、モータ４及びインバータ９によるモータ制御では、図１３の目標電流演算部１３１で、出力可能特性線Ｓｔ１上で最大電力を出力できる動作点の電流値、即ち動作点ａ０の電流値（現在の発電機７の出力電流）が目標電流Ｉｄｃｄｅｍとして算出されるため、電圧位相制御部１３２でモータ電圧位相θｖが制御されることにより、位相一定線がθ１となる。

その後、界磁電流Ｉｆｇが増加して出力可能特性線がＳｔ１からＳｔ２に変化すると、発電機動作点は点ａ０から位相一定線θ１上を動いて、出力可能特性線Ｓｔ２と位相一定線θ１との交点ａ１に変化する。すると、目標電流演算部１３１では、出力可能特性線Ｓｔ２上で最大電力を出力できる動作点ａ２の電流値が目標電流Ｉｄｃｄｅｍとして算出されるため、電圧位相制御部１３２でモータ電圧位相θｖが制御されることにより、位相一定線がθ２に変化する。このとき、発電機動作点は、点ａ１から出力可能特性線Ｓｔ２と位相一定線θ２との交点ａ２に変化する。

その後、発電機界磁電流Ｉｆｇの増加及びモータ電圧位相θｖの制御を繰り返し、発電機７の出力可能特性線がＳｔ４に変化し、発電機動作点が点ａ４から位相一定線θ３上を動いて、出力可能特性線Ｓｔ４と位相一定線θ３との交点ａ５に変化すると、目標電流演算部１３１では、出力可能特性線Ｓｔ４上で最大電力を出力できる動作点、即ち発電機７の目標動作点ａ^*の電流値Ｉｄｃ^*が目標電流Ｉｄｃｄｅｍとして算出されるため、電圧位相制御部１３２でモータ電圧位相θｖが制御されることにより、位相一定線が目標電圧位相に相当するθ４に変化する。このとき、発電機動作点は、点ａ５から出力可能特性線Ｓｔ４と位相一定線θ４との交点である目標動作点ａ^*に到達する。

このように、現在の発電機７の動作点を含む出力可能特性線上で最大電力を出力できる動作点の電流値を目標電流Ｉｄｃｄｅｍとし、実出力電流Ｉｄｃと目標電流Ｉｄｃｄｅｍとに基づいてモータ電圧位相θｖを制御するので、トルク指令値が急増する場合であっても、モータ電圧位相θｖを目標の電圧位相まで徐々に増加させることができる。その結果、発電機動作点は、発電機出力最大特性線ηを漸増することになる。なお、図１６では説明を簡略化するために発電機動作点の軌跡を大きく示したが、実際は発電機出力最大特性線η上をスムースに移行する。

図１６（ｂ）は、トルク指令値がＴ１からＴ２に急増した場合におけるモータトルクの変化の様子を示している。図中太実線は本実施形態におけるモータトルクの変化、破線は図１１に示す従来の負荷固定制御におけるモータトルクの変化である。この図からも明らかなように、本実施形態では、トルク指令値が急変した場合であっても、発電電力及びモータトルクが落ち込むことなく、常に効率の良い動作点でモータトルク制御を行うことができることがわかる。

ところで、モータ制御にて負荷固定制御を行わず、公知のベクトル制御により３相電流フィードバック制御を行う従来装置において、モータが必要とするモータ必要電力に基づいて発電機を制御すると共に、現在の発電機の発電状態に応じてモータを制御することで、トルク指令値が急変した場合であっても発電電力の落ち込みを回避して安定したモータトルク制御が可能である。

しかしながら、この場合、モータ制御にて３相電流フィードバック制御を行っているため、モータの３相コイルに流れる電流値を検出するための電流センサが必要となる。したがって、この電流センサを設置するためのスペースを確保する必要があると共にコストが嵩むという問題がある。
これに対して、本実施形態では、モータ制御にて負荷固定制御を行うため、当該電流センサを設ける必要がなくなり、スペース及びコストの面で有利となる。

このように、上記第１の実施形態では、モータが必要とする電力から発電機の界磁電流を制御し、変調率固定の印加電圧をモータに印加することにより当該モータを制御すると共に、現在の発電機の状態に基づいてモータ電圧位相を目標電圧位相まで徐々に大きくするので、モータトルク指令値が急変する場合であっても、発電電圧の落ち込みを防止することができる。したがって、応答性の低い発電機制御と応答性の高いモータ制御との組み合わせであっても、制御系が発散したり、非常に悪い効率で作動したりすることを防止することができる。

また、発電機の実出力電流が、当該発電機の発電状態に基づいて算出される目標出力電流となるようにモータ電圧位相を制御するので、モータ電圧位相を現在の発電機の発電状態の変化にあわせて徐々に目標電圧位相まで変化させることができる。
さらに、現在の発電機動作点を含む出力可能特性線上で最大電力を出力できる動作点の電流値を目標出力電流として算出し、モータ電圧位相を制御するので、インバータの電源電圧（発電機の出力電圧）が目標値に対して不足している場合や、シフトアップ等で発電機回転数が急減した場合であっても、その時に出力可能な最大トルクを出力することができる。

また、発電機制御において、発電機の出力電圧が目標電圧となるようにＰＷＭデューティ比を制御することで発電機界磁電流を制御するので、界磁電流センサを設ける必要がない。その結果、界磁電流センサを設置する際のコスト及びスペースの面で有利となる。
なお、上記第１の実施形態においては、発電機制御部８Ｂの目標動作点設定部１０５での目標動作点の選定、及びモータ制御部８Ｃの目標電流演算部１３１での最適目標動作点の選定において、発電機出力最大特性マップを用いる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、各出力可能特性線の発電機７の効率が最大となる動作点を結んだ発電機効率最大特性マップや、各出力可能特性線のモータ４の効率が最大となる動作点を結んだモータ効率最大特性マップを用いるようにしてもよい。ただし、目標動作点設定部１０５で用いるマップと目標電流演算部１３１で用いるマップとは同じものを適用するものとする。

また、上記第１の実施形態においては、発電電力制御部１０６で、界磁電源電圧ＶｆとＰＷＭデューティ比Ｄとの乗算値をフィードバック制御するようにしてもよい。この場合、出力電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ^*との偏差ΔＶｄｃがＰＩＤ制御部１２５に入力され、下記（８）式に示すＰＩＤ制御を施してＰＷＭデューティ比Ｄを出力する。
Ｖｆ×Ｄ＝α×（Ｖｄｃ^*−Ｖｄｃ）＋β×∫（Ｖｄｃ^*−Ｖｄｃ）
Ｄ＝｛α×（Ｖｄｃ^*−Ｖｄｃ）＋β×∫（Ｖｄｃ^*−Ｖｄｃ）｝／Ｖｆ ………（８）

前述したように、Ｖｇ＞Ｖｂにおいて界磁電流Ｉｆｇ＝ａ×Ｖｆ×Ｄであり、この関係から（Ｖｆ×Ｄ）を界磁電流Ｉｆｇと見立ててフィードバック制御することが可能となる。つまり、界磁電源電圧ＶｆとＰＷＭデューティ比Ｄとの積をフィードバック制御することで、実質的に界磁電流Ｉｆｇをフィードバック制御しているような制御効果を得ることができる。また、界磁電源電圧Ｖｆが大きい領域では、ＰＷＭデューティ比の重みを低電圧時と比べて小さく設定することができるので、界磁電源電圧の大きさを考慮した適切な制御を行うことができる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態のモータ制御部８Ｃにおいて、モータ４の制御方法として電圧変調を停止する負荷固定制御を適用しているのに対し、矩形波制御を適用するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態のモータ制御部８Ｃでは、図１３に示す前述した第１の実施形態のモータ制御部８Ｃにおける負荷固定制御部１３４を図示しない矩形波制御部１３６に置換し、この矩形波制御部１３６で、図１７に示す矩形波制御を行うようにしたことを除いては、第１の実施形態と同様の構成を有するため、その詳細な説明は省略する。

矩形波制御部１３６では、先ず、電圧位相演算部１３６ａで、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*、及びモータ４の磁極位置信号θに基づいて、次式をもとにモータ電圧位相θｖを算出する。
θｖ＝θ＋ｔａｎ^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*） ………（９）
そして、スイッチングパターン演算部１３６ｂで、上記（９）式をもとに算出された電圧位相θｖに基づいて、インバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。インバータ９は、このスイッチング信号に応じた電圧を生成してモータ４へ印加することにより、矩形波電圧駆動が行われる。

つまり、本実施形態では、変調率固定の印加電圧としてＰＷＭのデューティ比が高い状態で固定された矩形波電圧を適用し、この印加電圧をモータ４に印加することで当該モータ４を制御する。
このように、上記第２の実施形態では、モータ・インバータによるモータ制御にて矩形波制御を行うと共に、現在の発電機の発電状態に応じてモータ電圧位相を制御することで、前述した第１の実施形態と同様に、トルク指令値が急変した場合であっても、発電電力及びモータトルクの落ち込みが発生することなく、常に効率の良い動作点での作動を維持することができる。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、前述した第１及び第２の実施形態の発電機制御部８Ｂにおいて、出力電圧が目標電圧となるように発電機の界磁を制御しているのに対し、発電機の実界磁電流が目標界磁電流となるように制御するようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態における発電機制御部８Ｂでは、図５に示す前述した第１及び第２の実施形態のおける目標動作点設定部１０５を、目標出力電力ＰＧと発電機出力最大特性マップとに基づいて目標界磁電流Ｉｆｇ^*を算出する図示しない目標界磁電流設定部１０７に置換し、発電電力制御部１０６で図１８に示す界磁電流制御を行うようにしたことを除いては、前述した第１及び第２の実施形態と同様の構成を有するため、その詳細な説明は省略する。

目標界磁電流設定部１０７では、目標発電電力決定部１０４から出力される目標出力電力ＰＧと予め格納された発電機出力最大特性マップとに基づいて、図７に示すように、モータ使用可能電力ＰＧに相当する電力一定線Ｐと、破線で示す発電機出力最大特性線ηとの交点である目標動作点（Ｖｄｃ^*，Ｉｄｃ^*）を選定し、この目標電圧Ｖｄｃ^*及び目標電流Ｉｄｃ^*をもとに、目標界磁電流Ｉｆｇ^*（出力可能特性線が図中Ｓｔとなるような発電機界磁電流）を算出する。

そして、発電電力制御部１０６では、図１８に示すように、界磁電流センサで検出した実界磁電流Ｉｆｇと目標界磁電流Ｉｆｇ^*との偏差が零となるように、発電機界磁電流ＩｆｇをＰＷＭ制御する。
先ず、実界磁電流Ｉｆｇと目標界磁電流Ｉｆｇ^*との偏差ΔＩｆｇをＰＩ制御部１４１に出力し、ＰＩ制御部１４１で偏差ΔＩｆｇに対してＰＩ制御を施す。次いで、ＰＷＭデューティ指令値演算部１４２で、発電機７の界磁電流駆動回路のＰＷＭデューティ比の指令値Ｄを演算する。これにより、Ｉｆｇ^*＞ＩｆｇであるときＰＷＭデューティ比を増加し、Ｉｆｇ^*＜ＩｆｇであるときＰＷＭデューティ比を減少するようにＰＷＭデューティ指令値Ｄが演算される。

そして、このようにして出力されたＰＷＭデューティ指令値ＤをＰＷＭ駆動部１４３で制御することで、界磁電流Ｉｆｇを制御することができ、結果として発電機７の界磁電流Ｉｆｇが目標界磁電流Ｉｆｇ^*となるように制御することができる。
なお、ＰＩ制御部１４１では、偏差ΔＩｆｇに対してＰＩ制御を施す代わりにＰＩＤ制御を施すようにしてもよい。

つまり、本実施形態における発電電力制御部１０６では、現在の動作点（Ｖｄｃ，Ｉｄｃ）が目標動作点（Ｖｄｃ^*，Ｉｄｃ^*）となるように発電機７の界磁電流Ｉｆｇをフィードバック制御する、言い換えると、現在の動作点（Ｖｄｃ，Ｉｄｃ）を含む現在の発電機出力特性線が、目標動作点（Ｖｄｃ^*，Ｉｄｃ^*）を含む目標の発電機出力特性線となるように発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御することになる。
このように、上記第３の実施形態では、発電機界磁電流を検出する界磁電流センサを設け、発電機の動作点が目標動作点となるように発電機界磁電流をフィードバック制御するので、発電機制御の制御性を向上することができる。

本発明の実施形態を示す概略構成図である。 発電機の構造を示す図である。 図１の４ＷＤコントローラの詳細を示すブロック図である。 図３の目標モータトルク演算部の詳細を示すブロック図である。 図３の発電機制御部の詳細を示すブロック図である。 電力制限値と目標出力電力との関係を示す図である。 目標動作点の選定方法を説明する図である。 第１の実施形態における発電電力制御部の詳細を示すブロック図である。 ＰＷＭデューティ比Ｄと界磁電流Ｉｆｇとの関係を示す特性図である。 従来装置における動作を説明する図である。 従来装置（負荷固定制御）における動作を説明する図である。 負荷固定制御時のモータ・インバータの動きを示す図である。 図３のモータ制御部の詳細を示すブロック図である。 電圧位相制御部の詳細を示すブロック図である。 負荷固定制御部の詳細を示すブロック図である。 本発明における動作を説明する図である。 矩形波制御部の詳細を示すブロック図である。 第３の実施形態における発電電力制御部の詳細を示すブロック図である。

符号の説明

１Ｌ、１Ｒ 前輪
２ エンジン
３Ｌ、３Ｒ 後輪
４ モータ
６ ベルト
７ 発電機
８ ４ＷＤコントローラ
８Ａ 目標モータトルク演算部
８Ｂ 発電機制御部
８Ｃ モータ制御部
８Ｄ ＴＣＳ制御部
８Ｅ クラッチ制御部
９ インバータ
１０ ジャンクションボックス
１１ 減速機
１２ クラッチ
２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲ 車輪速センサ
１０１ モータ必要電力演算部
１０２ 目標発電電力演算部
１０３ 発電電力制限部
１０４ 目標発電電力決定部
１０５ 目標動作点設定部
１０６ 発電電力制御部
１３１ 目標電流演算部
１３２ 電圧位相制御部
１３３ Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部
１３４ 負荷固定制御部
１３５ モータ界磁電流制御部

Claims (8)

1. 主駆動輪を駆動する熱機関と、その熱機関で駆動される発電機と、当該発電機の電力がインバータを介して供給されて従駆動輪を駆動する交流モータとを備える車両用駆動制御装置において、
   前記交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて前記発電機の界磁を制御する界磁制御手段と、変調率固定の印加電圧を前記交流モータに印加することで当該交流モータを制御するモータ制御手段と、前記発電機の状態に基づいて、前記交流モータの電圧位相を目標電圧位相まで徐々に変化させる位相制御手段とを備えることを特徴とする車両用駆動制御装置。
2. 前記発電機の発電状態に基づいて、前記発電機の目標出力電流を演算する目標出力電流演算手段を有し、前記位相制御手段は、前記発電機の出力電流が前記目標出力電流となるように前記交流モータの電圧位相を制御することを特徴とする請求項１に記載の車両用駆動制御装置。
3. 前記目標出力電流演算手段は、前記発電機の出力電圧及び出力電流から決定する動作点を含む発電機出力特性線上で当該発電機の出力電力が最大となる動作点を選定し、その動作点の出力電流を前記目標出力電流とすることを特徴とする請求項２に記載の車両用駆動制御装置。
4. 前記モータ制御手段は、前記印加電圧として変調率固定のＰＷＭ波電圧を適用することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
5. 前記モータ制御手段は、前記印加電圧として矩形波電圧を適用することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
6. 前記界磁制御手段は、前記交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて前記発電機の目標動作点を設定する目標動作点設定手段と、該目標動作点設定手段で設定された目標動作点に基づいて前記発電機の界磁を制御する発電機出力制御手段とを備えることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
7. 前記発電機出力制御手段は、前記発電機の出力電圧が前記目標動作点の電圧となるように前記発電機の界磁を制御することを特徴とする請求項６に記載の車両用駆動制御装置。
8. 前記発電機の界磁電流を検出する界磁電流検出手段を備え、前記発電機出力制御手段は、前記発電機の出力電圧及び出力電流から決定される動作点が前記目標動作点となるように、前記界磁電流検出手段で検出された界磁電流をフィードバック制御することを特徴とする請求項６に記載の車両用駆動制御装置。

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