JP2007236063A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数電源によるモータ駆動の機能をＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに実現するとともに、モータ電流検出値に生じる検出誤差を補償し、高精度な電流制御ができる電力変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段４−１と；モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段４−８と；補正電圧指令値に基づいてモータ電流指令値を補正し、補正モータ電流指令値を生成する指令値補正手段４−９と；モータ電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、補正電圧指令値と配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段４−２とから電力変換器の制御装置を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置に関するものである。

従来、電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、知られている（例えば、特許文献１参照）。この例は、図１６にその一例を示すように、バッテリ３０１がＤＣ−ＤＣコンバータ３０２を介して燃料電池３０３と並列に接続された構成になっており、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０２の出力電圧を制御することで、インバータ３０４に供給する電源としての出力効率を改善し、高効率かつ高応答にモータ３０５を駆動することを狙ったものである。
特開２００２−１１８９８１号公報

上述した構成のＤＣ−ＤＣコンバータ３０２を備える駆動システムでは、電源３０１とモータ３０５との間を移動する電力は、全てＤＣ−ＤＣコンバータ３０２を通過するため、インバータ３０４を構成する半導体スイッチやコイルにおける損失が発生する問題があった。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０２のコイル容積によって、駆動システム全体の大きさが大きくなる問題もあった。

本発明は上述した問題点を解消して、前述の複数電源によるモータ駆動の機能をＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに実現するとともに、モータ電流検出値に生じる検出誤差を補償し、高精度な電流制御ができる電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。

本発明の電力変換器の制御装置の第１発明は、交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電流指令値を補正し、補正モータ電流指令値を生成する指令値補正手段と；前記補正モータ電流指令値と前記モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記モータ電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；を含むことを特徴とするものである。

本発明の電力変換器の制御装置の第２発明は、交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電流検出値を補正し、補正モータ電流検出値を生成する電流補正手段と；前記モータ電流指令値と前記補正モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記モータ電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；を含むことを特徴とするものである。

本発明の電力変換器の制御装置の第３発明は、交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；前記モータ電流指令値と前記モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電圧指令値から第二補正電圧指令値を生成し、前記第二補正電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；を含むことを特徴とするものである。

本発明の第１発明〜第３発明では、モータ電流検出値の検出誤差を補正電圧指令値に基づいて補償する。この補正電圧指令値は、モータトルク指令が０やモータ回転速度が０である場合などに、電源間の電力移動を精度よく実現するための指令値である。電流検出誤差は、この補正電圧指令値に比例して変化する。本発明の第１発明〜第３発明では、補正電圧指令値に基づいて電流検出誤差を補償することによっていかなる補正電圧指令値に対しても検出誤差を補償することができる。従って、電流指令値に対して高精度に電流を追従させることができる。

さらに、本発明の第１発明では、補正電圧指令値に基づいてモータ電流指令値を補正することにより電流検出誤差を補償する。電流指令値に対してフィードフォワードで補償するため、応答が速く、指令値が急峻に変化する場合でも制御できる。また、電流指令値生成系は計算周期が電流制御系に比べて遅いため、指令値を補正する回数を少なくすることができるので、計算量を減らすことができ、制御装置を安価なCPUで構成することができる。

なお、本発明の第１発明に係る電力変換器の制御装置の好適例としては、補正モータ電流指令値を生成する指令値補正手段が、補正電圧指令値とモータ電流指令値とから予め作成されたマップを参照することにより補正モータ電流指令値を生成することがある。このように構成することで、電流指令値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部で計算をすることなく参照のみで補正をすることができるので、計算量を減らすことができ、安価なCPUで制御装置を構成できる。

また、本発明の第１発明に係る電力変換器の制御装置の好適例としては、モータ電流指令値をｄｑ軸上でｄｑ軸モータ電流指令値とし、補正電圧指令値とｄｑ軸モータ電流指令値とから作成されたマップにより補正モータ電流指令値を生成することがある。このように構成することで、dq座標において電流指令値の補正を行うため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。

さらに、本発明の第２発明では、補正電圧指令値に基づいてモータ電流検出値を補正するので、急峻に電流値が変化する場合でも検出誤差を補償することができるので、電流制御品質が向上する。

なお、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御装置の好適例としては、補正モータ電流検出値を生成する電流補正手段が、補正電圧指令値とモータ電流検出値とから予め作成されたマップを参照することにより補正モータ電流検出値を生成することがある。このように構成することで、電流検出値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部で計算をすることなく参照のみで補正をすることができるので、計算量を減らすことができ、安価なCPUで制御装置を構成できる。

また、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御装置の好適例としては、補正モータ電流検出値をｄｑ軸上でｄｑ軸補正モータ電流検出値とし、補正電圧指令値とｄｑ軸補正モータ電流検出値とから作成されたマップにより補正モータ電流検出値を生成することがある。このように構成することで、dq座標において電流検出値の補正を行うため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。

さらに、本発明の第３発明では、補正電圧指令値に基づいてモータ電圧指令値から第二補正電圧指令値を生成して補正するので、いかなる補正電圧指令値に対しても検出誤差を補償することができる。従って、電流指令値に対して高精度に電流を追従させることができる。

なお、本発明の第３発明に係る電力変換器の制御装置の好適例としては、第二補正電圧指令値を生成する手段が、前記補正電圧指令値と前記モータ電圧指令値とから予め作成されたマップを参照することにより第二補正電圧指令値を生成することがある。このように構成することで、電圧指令値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部で計算をすることなく参照のみで補正をすることができるので、計算量を減らすことができ、安価なCPUで制御装置を構成できる。

以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づき詳細に説明する。

第１実施例
図１は本発明の電力変換器の制御装置の一例を説明するための図である。図１に示す例において、１−１は電源ａ、１−２は電源ｂ、２は交流モータ、３は電力変換器、４は制御装置である。以下、各構成の詳細を順に説明する。

図２は本発明の制御装置の制御対象となる電力変換器を説明するための図である。図２に示す例において、電源a 1-1の負極と、電源b 1-2の負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ2の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a, 108a, 109aとダイオード107b, 108b, 109bの組が接続される。電源aの正極母線14とモータ2の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b, 102a/102b, 103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源bの正極母線16とモータ2の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b, 105a/105b, 106a/106bをそれぞれ接続する。電源aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。

電力変換器３は、共通負極母線15と電源a の正極母線14と電源bの正極母線16、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。

次に、図１に戻り、制御装置４の構成を説明する。
図１に示す例において、４-１は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωと電源bの電力指令値Pb*から、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*、分配電力目標値rto_pa、d軸電圧補正値vd_0*、q軸電圧補正値vq_0*を演算するトルク制御手段である。トルク制御手段４−１では、予め作成されたTe*, ω, Pb*を軸とした3次元のマップを参照し、id*, iq*, rto_pa, vd_0*, vq_0*を出力する。

図１に示す例において、４−９は、トルク制御手段４−１で演算されたid*, iq*, vd_0*, vq_0*から、d軸電流指令値を補正したd軸補正電流指令値Id_c*, q軸電流指令値を補正したq軸補正電流指令値Iq_c*を生成する指令値補正手段である。指令値補正手段４−９では、vq_0*とiq*からなる二次元マップを参照し、Iq_c*を出力する。また、id_c*についても、vd_0*とid*からなる二次元マップを参照し、Id_c*を出力する。この指令値補正手段４−９が第１実施例における本発明の特徴部分となる。

図１に示す例において、電流・電力制御手段４-２では、ｄ軸補正電流指令値ｉd_c*、ｑ軸補正電流指令値ｉq_c*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行うとともに、電源aとbから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、補正電圧値vd_0*, vq_0*が0のときの、電源aと電源bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa, rto_pbは次の関係をもつ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。

この電流・電力制御手段４-２の詳細について、図３を用いて説明する。図３に示す例において、電流制御201-1では、Id_c*, Iq_c*にid, iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を出力する。id, iqは３相／ｄｑ変換手段４-８によりU相電流iu、V相電流ivから求められる。

dq／3相変換201-2は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、dq軸電圧指令値vd*, vq*を入力とし、U相電圧指令値vu*、V相電圧指令値vv*、W相電圧指令値vw*を出力する。

乗算器201-3では、vu*, vv*, vw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源a側の電圧指令値であるvu_a, vv_a, vw_aを演算する（以下、電源ａから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、電源ｂから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と記す）。
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa

また、vd_0*, vq_0*は、dq／3相変換201-4によってU相補正電圧値vu_0*, V相補正電圧値 vv_0*, W相補正電圧値vw_0*に変換される。得られたvu_0*, vv_0*, vw_0*と、vu_a, vv_a, vw_aを各相それぞれ加算器201-5で加算し、電源a側の電圧指令値vu_a*, vv_a*, vw_a*を出力する。
ｖu_a* = vu_a + vu_0*
ｖv_a* = vv_a + vv_0*
ｖw_a* = vw_a + vw_0*1

一方、電源b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu*, vv*, vw*から、電源a側の電圧指令値vu_a*, vv_a*, vw_a*を減算器201-6で減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a*
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a*
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a*

図１に示す例において、４-５は、電源ａの電圧Ｖdc_a、電源ｂの電圧Ｖdc_bを入力し正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令mu_a*, mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*を生成する変調率演算手段である。４-６は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令mu_a_c*, mu_b_c*, mv_a_c*, mv_b_c*, mw_a_c*, mw_b_c*を生成する変調率補正手段である。４-７は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器３の各スイッチをＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。

以下、変調率演算手段４-５、変調率補正手段４-６、ＰＷＭパルス生成手段４-７を図４〜１０を用いて詳細に説明する。なお、図５は、図４の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。また、以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

変調率演算手段４-５：
図５に示す演算２を行う。Ｕ相の電源ａ分電圧指令vu_a*、電源ｂ分電圧指令vu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで、電源ａ分瞬時変調率指令mu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令mu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段４-６：
図５に示す演算３を行う。この詳細は図１１のフローチャートに示している。この演算３では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分する。まず、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから次のma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。
rto_pb = 1 - rto_pa

次に、フローチャート図１１に従って、電源電圧Vdc_aとVdc_bの大きさを比較する。比較後、電圧補正値を出力するために確保すべき変調率振幅offset_d0を演算する。このとき、電源電圧の小さいほうがoffset_d0は大きくなり、この変調率振幅を確保するために、先に電源電圧の大きさを比較している。また、本実施例ではvq_0*=0とし、offset_d0としては、vd_0*を出力するために必要な変調率振幅を求める。
Vdc_a ＜ Vdc_b であるとき

Vdc_a ＞ Vdc_b であるとき

offset_d0を演算した後、前もって演算したma_offset0とmb_offset0の大きさを比較し、小さいほうにoffset_d0を加算し、変調率振幅を出力できるようにオフセット値を確保する。ここで、ma_offset0とmb_offset0は次のような関係を持つ。
ma_offset0 + mb_offset0 = 1
よって、ma_offset0 > mb_offset0 は次のように表すことができる。
ma_offset0 > 1/2

この条件に対して、yes（真）の結果であれば、mb_offset0が小さく、offset_d0をmb_offset0に加算する。
mb_offset = mb_offset0 + offset_d0
また、mb_offsetは１を上限とし、この上限値を持つリミッタを通過させ、リミッタの出力mb_offset*を得る。一方のma_offset*は、次の式から演算する。
ma_offset* = 1 - mb_offset*
分岐の条件に対して、no(偽)の結果である場合、フローチャートに示したように、aとbを入れ替えて上記演算を実行することになる。

電源ａ分瞬時変調率指令mu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令mu_b*は、オフセット値ma_offset*, mb_offset*を用いて次のように補正演算を行い、mu_a_c*, mu_b_c*を出力する。
ｍu_a_c* = ｍu_a* + ma_offset* - 1
ｍu_b_c* = ｍu_b* + mb_offset* - 1

このような補正演算を行うことで、三角波比較時に変調率指令を出力できる時間を確保することができる。例えば、rto_pa = 1 であるとき、mb_offset0 =0 となるが、mb_offsetは、offset_d0が加算され、d軸補正電圧を出力するための時間が確保できる。図１２は、このときのmu_b_c*とmb_offsetを示したものであり、mu_b*にmb_offsetを加算する事で、三角波比較が実現できることがわかる。

ＰＷＭパルス生成手段４-７：
図６において、電源a用キャリアは、電源aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。

ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図７をもとに次のようにおく。
Ａ：電源aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源bの方向へ導通するスイッチの駆動信号

まず、電源aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。

このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。

図８を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたmu_a_c_up*, mu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = mu_a_c* ＋ Hd
mu_a_c_down* = mu_a_c* − Hd

ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr

キャリアとｍu_a_c*, ｍu_a_c_up*, ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down*≧電源a用キャリア ならば Ａ＝ＯＮ
ｍu_a_c*≦電源a用キャリア ならば Ａ＝ＯＦＦ
ｍu_a_c*≧電源a用キャリア ならば Ｅ＝ＯＦＦ
ｍu_a_c_up*≦電源a用キャリア ならば Ｅ＝ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

また、電源bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源aの場合と同様であり、次のmu_b_c_up*, mu_b_c_down*を求め、電源b用キャリアとの比較を行う。（図９）
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd

ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down*≧電源b用キャリア ならば Ｄ＝ＯＮ
ｍu_b_c*≦電源b用キャリア ならば Ｄ＝ＯＦＦ
ｍu_b_c*≧電源b用キャリア ならば Ｃ＝ＯＦＦ
ｍu_b_c_up*≦電源b用キャリア ならば Ｃ＝ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

駆動信号Ｂは、生成された駆動信号ＥとＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図１０に示す。

このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをＯＮ・ＯＦＦ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。

本実施例の特徴部分である指令値補正手段４−９の詳細について、図１３を用いて詳述する。まず図１３について説明すると、図上部の実線部がU相電流、一点鎖線が検出遅れがない場合のU相電流検出値を結んだ線、二点鎖線が検出遅れがある場合のU相電流検出値を結んだ線、破線がU相電流基本波成分である。図下部の構成は図１０と同じである。

次に本発明の課題として、図１３のような高調波が重畳された電流波形において電流値を検出する場合、電流検出時に遅れ時間Tdが生じると、U相電流検出値とU相電流基本波成分の間に誤差が生まれ、これによって電流制御精度が悪化すると言う課題がある。また、本制御構成では、電源a側の電圧指令値が
ｖu_a* = vu_a + vu_0*
電源b側の電圧指令値が
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a*
であり、この電圧指令値に基づき電源a、電源bが交互に出力しているため、vu_a*とvu_b*の差が大きければ大きいほど電力変換器から出力される瞬時電圧にも電源a出力時と電源b出力時で差が生じ、結果として電流にキャリア周波数成分の高調波が重畳される。ｖu_a*とｖu_b*の差はvu_0*によって決まるので、vu_0*が大きければその分高調波も増え、電流検出誤差も大きくなる。従って、vu_0*の大きさを加味した検出誤差補償をしなければ成らないという課題がある。

この電流検出誤差の補償手段として、指令値補正手段４−９を設け、電流検出誤差を考慮して電流指令値を補正することで間接的に電流検出誤差を補償する。すなわち、電流指令値id*と、vu_0*を生成するための補正電圧指令値vd_0*をパラメータとする二次元マップを予め作成して、この二次元マップを参照して補正電流指令値id_c*を生成し、この値に基づいて電流制御を行うことによって電流検出誤差を補償する。Q軸についても同様に二次元マップを作成して補正電流指令値iq_c*により電流検出誤差を補償する。

動作例として、iq*=50,iq検出誤差5,id*=-30,検出誤差3のとき、補正がなければ
iq = 50 - 5 = 45
id = -30 - 3 = -33
となり、電流制御に誤差が生じる。そこで指令値をiq*=55,id*=-27と補正することにより、
iq = 55 - 5 = 50
id = -27 - 3 = -30
となり、必要な電流を正しく供給することができる。

上述した本発明の第１実施例によれば、電流検出誤差の影響を補正電圧指令値に基づいて電流指令値の補正し、間接的に検出誤差を補償することで電流制御精度を高めることができる。また、指令値生成系は計算周期が電流制御系に比べて遅いため、指令値を補正する回数を少なくすることができるので、演算量を減らすことができる。さらに、dq座標において電流指令値の補正を行うため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。さらにまた、電流指令値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部で計算をすることなく参照のみで補正をすることができるので、計算量を減らすことができ、安価なCPUで制御装置を構成できる。

第２実施例
本発明の第２実施例では、上述した第１実施例に対して電流指令値を生成する構成と電流をフィードバックする構成とが異なるので、この差異について図１４を用いて説明する。

まず、電流指令値を生成する構成を説明する。第１実施例では4-1で生成された電流指令値id*, iq*を指令値補正手段4-9で補正して補正電流指令値Id_c* Iq_c*を生成し、電流・電力制御手段4-2で電流・電力制御を行っていたが、本実施例では電流指令値の補正を行わず、4-1で生成された電流指令値id*, iq*を直接4-2に受け渡して電流制御を行う。

次に電流をフィードバックする構成を説明する。第１実施例では、検出した電流を4-8で三相/dq変換し、生成したid, iqを4-2の電流・電力制御部に受け渡していたが、本実施例では検出した電流値の検出誤差を4-10の電流補正部で補正することで検出誤差を補償する。電流補正部4-10には、id, iq, vd_0*, vq_0*を入力し、あらかじめ実験や計算によって作られたidとvd_0*からなる二次元マップによりモータ電流補正値Id_cを生成する。また、iqとiq_0*からなる二次元マップによりモータ電流補正値Iq_cを生成する。

上述した本発明の第２実施例では、電流検出値を補正電圧指令値に基づいて補正するので、急峻に電流値が変化する場合でも検出誤差を補償することができるので、電流制御品質が向上する。また、dq座標において電流指令値の補正を行うため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。さらに、電流検出値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部で計算をすることなく参照のみで補正をすることができるので、計算量を減らすことができ、安価なCPUで制御装置を構成できる。

第３実施例
本発明の第３実施例では、第１実施例に対して電流指令値を生成する構成と電流・電力制御を行う部分4-2の構成が異なるので、この差異について図１５を用いて説明する。

まず、電流指令値を生成する構成を説明する。第１実施例では4-1で生成された電流指令値id*, iq*を4-9で補正して補正電流指令値id_c*, iq_c*を生成し、4-2で電流・電力制御を行っていた。これに対し、本実施例では電流指令値の補正を行わず、4-1で生成された電流指令値id*, iq*を直接4-2に受け渡して電流制御を行う。

次に電流・電力制御を行う部分の構成の差異について説明する。本実施例では、第１実施例の構成を示した図２の4-2の内部構成（図３）を図１５のように変更している。第１実施例では、201-1で生成された電圧指令値vd*, vq*をそのまま201-2のdq/三相変換器に入力していた。これに対し、本実施例では、201-1で生成された電圧指令vd*, vq*を電圧指令補正部201-8で補正し、補正電圧指令値vd_c*, vq_c*を生成し、dq/三相変換器201-2に入力する。補正値生成器201-8では、あらかじめ計算された二次元マップを参照することにより補正電圧指令値を生成する。マップは、vd*とvd_0*からなる二次元マップによりvd_c*を生成する。また、vq*とvq_0*からなる二次元マップによりvq_c*を生成する。

上述した本発明の第３実施例では、電圧指令値を補正電圧指令値に基づいて補正するので、いかなる補正電圧指令値に対しても検出誤差を補償することができる。従って、電流指令値に対して高精度に電流を追従させることができる。また、電圧指令値をあらかじめ計算や実験により作られたマップを参照することによって補正するため、CPU内部での計算量を減らすことができ、安価な制御装置を構成できる。

本発明によれば、補正電圧指令値に基づいて電流検出誤差を補償することによっていかなる補正電圧指令値に対しても検出誤差を補償することができ、電流指令値に対して高精度に電流を追従させることができる。特に、交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置として、好適に用いることができる。

本発明の電力変換器の制御装置の第１実施例を説明するための図である。 電力変換器を説明するための図である。 電流・電力制御手段を説明するための図である。 変調率演算、変調率補正、ＰＷＭパルス生成の各手段を説明するための図である。 変調率演算、変調率補正、ＰＷＭパルス生成の各手段を説明するためのフローチャートである。 ＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を説明するための図である。 図２からU相のみを抜き出した構成を説明するための図である。 三角波比較によるＡとＥのパルス生成の例を説明するための図である。 三角波比較によるＤとＣのパルス生成の例を説明するための図である。 デッドタイムが付加されたパルス生成の例を説明するための図である。 変調率補正の詳細を説明するためのフローチャートである。 補正変調率・変調率、三角波の関係を説明するための図である。 電流検出状態の例を説明するための図である。 本発明の電力変換器の制御装置の第２実施例を説明するための図である。 本発明の電力変換器の制御装置の第３実施例を説明するための図である。 従来の燃料電池とバッテリーの２電源によるモータ駆動システムの構成を説明するための図である。

符号の説明

１−１ 電源ａ
１−２ 電源ｂ
２ モータ
３ 電力変換器
４ 制御装置
４−１ トルク制御手段
４−２ 電流・電力制御手段
４−５ 電流・電力制御手段
４−６ 変調率補正手段
４−７ ＰＷＭパルス生成手段
４−８ ３相／ｄｑ変調手段
４−９ 指令値補正手段
４−１０ 電流補正手段
２０１−８ 電圧指令補正手段

Claims (8)

1. 交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：
   複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；
   モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；
   前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電流指令値を補正し、補正モータ電流指令値を生成する指令値補正手段と；
   前記補正モータ電流指令値と前記モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記モータ電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；
   求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；
   を含むことを特徴とする電力変換器の制御装置。
2. 前記補正モータ電流指令値を生成する指令値補正手段が、前記補正電圧指令値と前記モータ電流指令値とから予め作成されたマップを参照することにより補正モータ電流指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
3. 前記モータ電流指令値をｄｑ軸上でｄｑ軸モータ電流指令値とし、前記補正電圧指令値とｄｑ軸モータ電流指令値とから作成されたマップにより補正モータ電流指令値を生成することを特徴とする請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
4. 交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：
   複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；
   モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；
   前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電流検出値を補正し、補正モータ電流検出値を生成する電流補正手段と；
   前記モータ電流指令値と前記補正モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記モータ電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；
   求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；
   を含むことを特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 前記補正モータ電流検出値を生成する電流補正手段が、前記補正電圧指令値と前記モータ電流検出値とから予め作成されたマップを参照することにより補正モータ電流検出値を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換器の制御装置。
6. 前記補正モータ電流検出値をｄｑ軸上でｄｑ軸補正モータ電流検出値とし、前記補正電圧指令値とｄｑ軸補正モータ電流検出値とから作成されたマップにより補正モータ電流検出値を生成することを特徴とする請求項５に記載の電力変換器の制御装置。
7. 交流モータを駆動するための電力変換器の制御装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換器の制御装置において：
   複数の直流電源の電力を制御する電源電力指令値とモータトルク指令値とモータ回転速度とから、前記交流モータのモータ電流指令値と、補正電圧指令値と、複数の直流電源の電力配分比率指令値とを生成するトルク制御手段と；
   モータ電流値を検出してモータ電流検出値を求める手段と；
   前記モータ電流指令値と前記モータ電流検出値とに基づいてモータ電圧指令値を求める手段と、前記補正電圧指令値に基づいて前記モータ電圧指令値から第二補正電圧指令値を生成し、前記第二補正電圧指令値を複数の直流電源に各々対応した配分電圧指令値に配分する手段と、前記補正電圧指令値と前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値を求める手段とを備える電流・電力制御手段と；
   求められた電圧指令値に基づいて、出力電圧パルスを生成する手段と；
   を含むことを特徴とする電力変換器の制御装置。
8. 前記第二補正電圧指令値を生成する手段が、前記補正電圧指令値と前記モータ電圧指令値とから予め作成されたマップを参照することにより第二補正電圧指令値を生成することを特徴とする請求項７に記載の電力変換器の制御装置。

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