JP2007189892A - Ｄｃ／ｄｃコンバータを制御する制御回路、電気装置、及び電源回路を有する装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源から電力を供給されるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電源からの供給電圧が定格出力電圧に達する前に、ＤＣ／ＤＣコンバータに多大な入力電流が流れ込むことを防止することを目的とする。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の制御装置２０を、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が安定したことを検出する定常状態検出部（２１、ＩＣ１）を備えて構成して、前段の電源１から出力される入力電圧が安定するまでＤＣ／ＤＣコンバータ１０による電力供給を禁止する。
【選択図】図６

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路及びこれを備えるＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に配線抵抗による電圧効果を防止するために、負荷近傍に、小型の非絶縁型オンボード電源（以下、「非絶縁型ＯＢＰ」と記す）のような非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを配置して電力を供給する給電回路方式における、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの起動制御方式に関する。

近年、動作電圧の低電圧化に伴う配線抵抗による電圧ドロップ対策のために、負荷近傍に小型の非絶縁型ＯＢＰを配置して電力を供給する給電回路が一般的となっている。非絶縁型ＯＢＰを配置した給電回路の例を図１に示す。
図１に示すように、絶縁型電源１は、商用電源等の一次電源から一次と二次間の絶縁を行いながら電圧を変換した後に、非絶縁型ＯＢＰ１０ａ〜１０ｃへと直流電力を供給する。非絶縁型ＯＢＰ１０ａ〜１０ｃは、絶縁型電源１から供給された直流電力を所望の電圧の直流電力に変換してから、それぞれに接続された負荷２ａ〜２ｃに直流電力を供給する。なお、以下の説明において、これら非絶縁型ＯＢＰ１０ａ〜１０ｃを総称して「非絶縁型ＯＢＰ１０」と示すことがある。また負荷２ａ〜２ｃについてもこれらを総称して「負荷２」と示すことがある。

本明細書において非絶縁型ＯＢＰとして例示されるようなＤＣ／ＤＣコンバータは、電力変換回路であるため、一般に、出力電力が一定であれば入力電圧と入力電流とが概ね反比例の関係を有する。このような入力電圧と入力電流との関係を図２に示す。図２において、非絶縁型ＯＢＰ１０が一定の電力を供給すると仮定すれば、絶縁型電源１から流れ込む入力電流Ｉｉは非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉと反比例する。したがって、非絶縁型ＯＢＰ１０に入力される絶縁型電源１の出力電圧が、定格出力電圧Ｖｓｒより低い電圧Ｖ１であると、非絶縁型ＯＢＰ１０には予定される入力電流Ｉ２よりも大きな電流Ｉ１が流れ込むことになる。

非絶縁型ＯＢＰ１０のこのような特性が以下の問題を生じる。すなわち、例えば前段の絶縁型電源１の負荷の静電容量が大きい等の理由のために、絶縁型電源１の電力供給開始時の電圧上昇が緩やかであると、その電圧が定格出力電圧Ｖｓｒに達する以前に非絶縁型ＯＢＰ１０が動作を開始して大電流を吸い込んでしまい、その結果保護用ヒューズが溶断したり、前段の絶縁型電源１が過負荷により停止するおそれがある。図３を参照してこの様子を説明する。

図３の第１段〜第４段は、それぞれ非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏの時間変化を表すタイムチャートである。図３の第１段に示すように、絶縁型電源１は時刻ｔ０において非絶縁型ＯＢＰ１０への電力供給を開始し、時刻ｔ２において絶縁型電源１の定格出力電圧Ｖｓｒを出力するに至るまで、徐々にその出力電圧を上昇する場合を考える。
このように、絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが徐々に上昇すると、非絶縁型ＯＢＰ１０は定格出力電圧Ｖｓｒより低い起動電圧Ｖｉａによって動作を開始する（時刻ｔ１）。このため非絶縁型ＯＢＰ１０には、図３の第２段に示すように、定格出力電圧Ｖｓｒが供給されている状態の入力電流Ｉ２よりも過大な電流Ｉ１が流れ込むことになる。

この問題を解決するために、従来では図４に示すとおりに入力電圧を監視する回路を設けて非絶縁型ＯＢＰが起動する入力電圧Ｖｉを制限している。つまり、入力電圧Ｖｉを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して、この分圧された入力電圧と基準となる一定電圧Ｖｃとを比較してスイッチング素子駆動回路１１をオン／オフさせている。スイッチング素子駆動回路１１をオン／オフさせる入力電圧Ｖｉのしきい値を、定格電圧に近くに設定すれば前段の電源１の起動時における大電流の発生を抑制することが期待できる。

特開２００５−６４０２号公報 特開２００２−５１５４０号公報 特開２００１−２３１２５１号公報

しかし、近年では非絶縁型ＯＢＰの入力電圧が広範囲化する傾向にある。これは、個々の入力電圧対応からの品種の統合による供給性向上や省コスト化、大電力化による配線ドロップ対応、出力精度の低い低価格な絶縁型電源活用等の個々の要求による。

この為に、例えば、３．０〜６．０Ｖまで広範囲に動作するように非絶縁型ＯＢＰ１０を構成した場合、図４に示す従来の構成例では、入力電圧を監視するしきい値を動作範囲の下限よりも低い電圧（例えば２．８Ｖ）に設定する必要がある。
この非絶縁型ＯＢＰ１０に、入力許容範囲の上限付近（例えば６．０Ｖ）の電圧を供給して使用しようとすると、作動開始時に入力電圧が２．８Ｖとなったとき、定格電圧（６．０Ｖ）の供給時に比べて２倍以上の入力電流が流れ込み、図３を参照して説明した場合と同じように電源の起動時に大電流が流れる恐れがある。

そこで本発明では、電源から電力を供給されるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電源からの供給電圧が定格出力電圧に達する前に、ＤＣ／ＤＣコンバータに多大な入力電流が流れ込むことを防止することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、入力電圧値を一定電圧値と比較して監視するのではなく、入力電圧値が定常値に達したことを検出してＤＣ／ＤＣコンバータの出力制御を行う。
すなわち本発明の第１形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が安定したことを検出する定常状態検出部を備えて構成され、入力電圧が安定するまで前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電力供給を禁止するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置が提供される。

定常状態検出部は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータへの電力供給開始時などに見られる、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧の立ち上がり後における入力電圧の安定を検出することとしてよい。

さらに、本発明による制御装置を、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を検出する入力電圧検出部を備えて構成し、また、上記の定常状態検出部に、入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部を設けてもよい。そして定常状態検出部は、検出した電圧と参照電圧とを比較して入力電圧値の安定を検出してもよい。
参照電圧生成部は、例えば、入力電圧の立ち上がり傾斜以下の傾斜で立ち上がるランプ電圧を生成するランプ回路であってよい。また、参照電圧生成部は、入力電圧に追従する信号を生成する時定数回路であってもよい。

また、上記の特徴を備えた制御装置は、制御対象であるＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵されてもよく、または制御対象であるＤＣ／ＤＣコンバータの外部に設けてもよい。

また本発明の第２形態によれば、直流電源が供給され所定の動作を行う電気装置であって、直流電源の入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、入力電圧及び参照電圧を比較する比較器と、を備え、比較器の比較結果により入力電圧が定常状態に達したことを検出する電気装置が提供される。

さらに本発明の第３形態によれば、電源回路を有する装置が提供される。ここで電源装置は、直流電源から供給された入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、入力電圧及び参照電圧を比較する比較器を備えており、比較器の比較結果により入力電圧が定常状態に達したことを検出したときに、直流電源から変換した電力の供給を開始する。

本発明によって、制御対象であるＤＣ／ＤＣコンバータに電力を供給する前段の電源の立ち上がりが完了するまでは、ＤＣ／ＤＣコンバータが起動しないので大電流の吸い込みが発生しない。これよって、大きな吸い込み電流による保護用にヒューズの溶断や前段の絶縁型電源の過負荷停止等を防止することが可能となる。

以下、添付する図面を参照して本発明の実施例を説明する。図６は、本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。
非絶縁型ＯＢＰ１０は、商用電源等の一次電源からの電力を、一次と二次間の絶縁を行いながら変換する絶縁型電源１から直流電力を供給され、この直流電力を予め定められた電圧の直流電力に変換して負荷２に供給する。

非絶縁型ＯＢＰ１０は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、これらのスイッチング素子を交互にオン／オフするスイッチング素子駆動回路１１と、インダクタンスＬ１とキャパシタンスＣ３からなる平滑用ＬＣフィルタを備える。スイッチング素子駆動回路１１は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のオンとオフの時間比率を変化させることによって出力電圧Ｖｏを変動させる。すなわち、出力端子Ｔｏと入力端子Ｔｉとの間に設けられたスイッチング素子Ｑ１と、出力端子Ｔｏとグランドとの間に設けられたスイッチング素子Ｑ２の、それぞれのオン時間の時間比率を調整することで出力電圧Ｖｏが一定の所望値になるように制御する。このオン／オフ動作によって生じた交流電圧をＬ１とＣ３からなる平滑用ＬＣフィルタで平滑化して直流電圧Ｖｏにする。

さらに非絶縁型ＯＢＰ１０は、入力電圧Ｖｉを２つの抵抗値の比により分圧して検出する分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、絶縁型電源１の電力供給開始時における入力電圧Ｖｉの立ち上がりよりも遅れて立ち上がる特性を有する参照電圧Ｖｒを生成する参照電圧生成部２１と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により検出された検出電圧Ｖｄ（Ｖｉ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））とを比較する比較器ＩＣ１と、を有する制御回路２０を備える。
比較器ＩＣ１は、参照電圧Ｖｒが検出電圧Ｖｄを超えたときに、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のオン／オフ動作を許可して、非絶縁型ＯＢＰ１０に直流電圧Ｖｏを出力させるＯＢＰ起動信号を、スイッチング素子駆動回路１１に出力する。

このように、参照電圧生成部２１と比較器ＩＣ１とは、入力電圧Ｖｉよりも遅れて立ち上がる参照電圧Ｖｒが検出電圧Ｖｄを超えることを検出することにより、入力電圧Ｖｉの上昇が停止しほぼ定常状態に至った（安定した）ことを検出するので、これらは本発明に係る定常状態検出部を成す。
また制御回路２０は、上記の参照電圧生成部２１と比較器ＩＣ１の機能によって、入力電圧Ｖｉが安定するまで非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を禁止するので、本発明による制御装置を成す。

非絶縁型ＯＢＰ１０の各部の電圧値及び電流値のタイムチャートを図７に示す。図７の第１段は絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓ（すなわち非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉ）を、第２段は比較器ＩＣ１の入力信号（すなわち参照電圧Ｖｒ及び検出電圧Ｖｄ）を、第３段は比較器ＩＣ１の出力信号（すなわちＯＢＰ起動信号）を、第４段及び第５段はそれぞれ非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電流Ｉｉ及び出力電圧Ｖｏを示す。
なお図７の各タイムチャートにおいて、絶縁型電源１が、比較的高い電圧Ｖｈと比較的低い電圧Ｖｌの２つの異なる定格出力電圧Ｖｓｒを出力する場合を同時に示しており、比較的高い電圧Ｖｈを定格出力電圧Ｖｓｒとした場合を一点鎖線で示し、比較的低い電圧Ｖｌを定格出力電圧Ｖｓｒとした場合を二点鎖線で示す。
また図７の第２段においては、比較的高い電圧Ｖｈを定格出力電圧Ｖｓｒとした場合の検出電圧Ｖｄを一点鎖線で示し、比較的低い電圧Ｖｌを定格出力電圧Ｖｓｒとした場合の検出電圧Ｖｄを二点鎖線で示し、実線は参照電圧Ｖｒを示す。

いま図７の第１段に示すように、時刻ｔ０において絶縁型電源１が電力供給を開始した後に、その出力電圧が時刻ｔ０〜時刻ｔ２において徐々に上昇した場合を想定する。したがってこの出力電圧Ｖｓを入力した入力電圧Ｖｉを分圧抵抗Ｒ１及びＲ２で分圧した検出電圧Ｖｄもまた、図７の第２段に示すように徐々に上昇する。
参照電圧生成部２１により生成され比較器ＩＣ１に入力される参照電圧Ｖｒは、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓ（すなわち非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉ）の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる特性を有するように設定されている。
例えば図７の第２段の例では、参照電圧Ｖｒは、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がりの傾斜（すなわち上昇率）よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定されている。より具体的には、非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉを分圧した検出電圧Ｖｄの立ち上がりの傾斜よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定されている。

したがって絶縁型電源１の起動時において、図７の第２段に示すように検出電圧Ｖｄの立ち上がりよりも参照電圧Ｖｒの立ち上がりが遅くなり、絶縁型電源１の起動時においては必ず検出電圧Ｖｄの方が参照電圧Ｖｒの電圧よりも高くなる。この間、比較器ＩＣ１はスイッチング素子駆動回路１１へのＯＢＰ起動信号の送信を停止し、非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を禁止する。
そして、時刻ｔ３において絶縁型電源１の電圧Ｖｓが定常値に達すると、検出電圧Ｖｄに参照電圧Ｖｒが遅延して追いつくので電圧値Ｖｄ及びＶｒ間の関係が反転する。このときに比較器ＩＣ１はスイッチング素子駆動回路１１へＯＢＰ起動信号を送出して、非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を開始する（図７の第５段参照）。

ここで、図７の第２段から明らかなように、絶縁型電源１の出力定格電圧Ｖｓｒを、異なる比較的高い電圧Ｖｈ及び比較的低い電圧Ｖｌのいずれとしても、参照電圧Ｖｒが検出電圧Ｖｄに追いつくのは絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが定常状態で安定した後となる。したがって非絶縁型ＯＢＰ１０は、使用する入力電圧の相違に関係なく入力電圧が定常状態になってから起動するので入力電流に過大な電流が流れることが防止される。

なお上記説明では、参照電圧生成部２１は、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がりの傾斜（すなわち上昇率）よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定された参照電圧Ｖｒを生成するとととした。より具体的には、参照電圧生成部２１は、非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉを分圧した検出電圧Ｖｄの立ち上がりの傾斜よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定された参照電圧Ｖｒを生成することとした。
しかしこれに代えて、又はこれに加えて、参照電圧生成部２１は、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がりよりも所定の遅延時間Δｔだけ遅れて立ち上がる参照電圧Ｖｒを生成してもよい。すなわち、参照電圧生成部２１は、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がり時刻よりも遅い時刻に立ち上がる参照電圧Ｖｒを生成してもよい。このような参照電圧Ｖｒの第２例を図８に示す。

図８の上段は、比較器ＩＣ１に入力される、第２例の参照電圧Ｖｒ（実線）と、比較的高い定格出力電圧Ｖｈを分圧した検出電圧Ｖｄ（一点鎖線）と、比較的低い定格出力電圧Ｖｌを分圧した検出電圧Ｖｄ（二点鎖線）のタイムチャートであり、下段は比較器ＩＣ１の出力信号（すなわちＯＢＰ起動信号）のタイムチャートである。
図８の上段に示すように参照電圧生成部２１は、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がり時刻よりも、所定の遅延時間Δｔだけ遅れた時刻に立ち上がる参照電圧Ｖｒを生成する。

このように参照電圧Ｖｒを生成することによっても、絶縁型電源１の出力定格電圧Ｖｓｒを、異なる比較的高い電圧Ｖｈ及び比較的低い電圧Ｖｌのいずれとしても、参照電圧Ｖｒが検出電圧Ｖｄに追いつくのは絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが定常状態で安定した後となる。したがって非絶縁型ＯＢＰ１０を、使用する入力電圧の相違に関係なく入力電圧が定常状態になってから起動させることが可能となる。
なお図８では、参照電圧Ｖｒは、検出電圧Ｖｄと同じ立ち上がりの傾斜で電圧が上昇する例を示したが、参照電圧Ｖｒは検出電圧Ｖｄと立ち上がりよりも小さい傾斜か、わずかに大きい傾斜で電圧が上昇する電圧であってもよい。したがって、遅延時間Δｔを持たせることによって、前段の絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓの立ち上がりの傾斜に一定の幅を持たせることが可能となる。

このような遅延時間Δｔを有する参照電圧Ｖｒを発生させる参照電圧生成部２１を、例えばディジタル回路によって、所定のサンプリング間隔で遅延時間Δｔの間だけ検出電圧値Ｖｄを保持する遅延素子を用いて実現することは当業者には容易である。

さらに、上記の２つの参照電圧Ｖｒの例に関する説明では、電圧値Ｖｄ及びＶｒ間の関係が反転したとき、比較器ＩＣ１がスイッチング素子駆動回路１１へＯＢＰ起動信号を送出することとしたが、これに加えて又はこれに代えて、比較器ＩＣ１は、電圧値Ｖｄ及びＶｒの差が所定の電圧差以下となったときに、スイッチング素子駆動回路１１へＯＢＰ起動信号を送出するように比較回路を構成してもしてよい。

図９は、上述の参照電圧生成部の第１構成例を示した非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。非絶縁型ＯＢＰ１０の制御回路２０は、一定値の電流を供給する定電流回路Ｉ１と、Ｉ１の電流によって一定の傾きで充電するキャパシタンスＣ１とからなる参照電圧生成部を備える。ここで、定電流回路Ｉ１の電流値及びキャパシタンスＣ１の容量は、定電流回路Ｉ１によって充電されるＣ１の端子間電圧の傾きが、絶縁型電源１の起動時における検出電圧Ｖｄの立ち上がり傾きよりも小さくなるように設定して、Ｃ１の端子間電圧を参照電圧Ｖｒとして使用する。そして、このＣ１の端子間電圧と入力電圧Ｖｉの検出電圧Ｖｄとを比較器ＩＣ１で比較する。このような定電流回路Ｉ１とキャパシタンスＣ１により生成される参照電圧Ｖｒのタイムチャートを図１０に示す。

図１０の上段は、比較器ＩＣ１に入力される、参照電圧ＶｒとしてのキャパシタンスＣ１の端子間電圧（実線）と、比較的高い定格出力電圧Ｖｈを分圧した検出電圧Ｖｄ（一点鎖線）と、比較的低い定格出力電圧Ｖｌを分圧した検出電圧Ｖｄ（二点鎖線）のタイムチャートであり、下段は比較器ＩＣ１の出力信号（ＯＢＰ起動信号）のタイムチャートである。
絶縁型電源１が電力供給を開始すると図１０の上段のように検出電圧Ｖｄが上昇する。図示する通りキャパシタンスＣ１の端子間電圧の立ち上がりの傾斜は、検出電圧Ｖｄの立ち上がりの傾斜よりも小さいので、絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが定常状態となるまでは、検出電圧ＶｄがキャパシタンスＣ１の端子間電圧よりも大きくなり、スイッチング素子駆動回路１１へのＯＢＰ起動信号の送信を停止し、非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を禁止する。よって絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが立ち上がっている間、非絶縁型ＯＢＰ１０は比較器ＩＣ１によって停止させられる。

その後に時刻ｔ３に至り、絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓの立ち上がりが完了して定常値となるとキャパシタンスＣ１の端子間電圧の立ち上がりが検出電圧Ｖｄに追いつき比較器ＩＣ１の出力が反転する。したがって絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓが定常値になると非絶縁型ＯＢＰ１０は比較器ＩＣ１によって起動させられる。このように非絶縁型ＯＢＰ１０は、入力電圧が一定になってから起動するので入力電流が一定値に保たれ大電流の吸い込みが防止される。

図１１は、上述の参照電圧生成部の第２構成例を示した非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。非絶縁型ＯＢＰ１０の制御回路２０は、抵抗Ｒ３とキャパシタンスＣ１とを直列接続した時定数回路２２を備える。この時定数回路２２の両端に入力電圧Ｖｉを印加してキャパシタンスＣ１の端子間電圧を参照電圧Ｖｒとして使用する。そして、抵抗Ｒ３の抵抗値及びキャパシタンスＣ１の容量は、抵抗Ｒ３を介して充電されるＣ１の端子間電圧の傾きが、絶縁型電源１の起動時における検出電圧Ｖｄの立ち上がり傾きよりも小さくなるように設定され、このＣ１の端子間電圧と入力電圧Ｖｉの検出電圧Ｖｄとを比較器ＩＣ１で比較する。

図１２は、図１１に示す非絶縁型ＯＢＰの各部の電圧及び電流のタイムチャートである。図１２の第１段は、絶縁型電源１の出力電圧Ｖｓを、第２段は比較器ＩＣ１の入力信号を、第３段は比較器ＩＣ１の出力信号を、第４段及び第５段はそれぞれ非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電流Ｉｉ及び出力電圧Ｖｏを示す。なお図７の第３〜５段において、実線は本構成例における値を示し、一点鎖線は、図４を参照して説明した従来の非絶縁型ＯＢＰにおける値を示す。

図７に示したタイムチャートと同様に、時刻ｔ０において絶縁型電源１が電力供給を開始した後に、その出力電圧Ｖｓが時刻ｔ０〜時刻ｔ２において徐々に上昇した場合を想定する。したがってこの出力電圧Ｖｓを入力した入力電圧Ｖｉを分圧抵抗Ｒ１及びＲ２で分圧した検出電圧Ｖｄもまた、図１２の第２段に示すように徐々に上昇する。
時定数回路２２により生成され比較器ＩＣ１に入力される参照電圧Ｖｒは、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓ（すなわち非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉ）の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる特性を有するように設定されている。
例えば図１２の第２段の例では、参照電圧Ｖｒは、絶縁型電源１の起動時における出力電圧Ｖｓの立ち上がりの傾斜（すなわち上昇率）よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定されている。より具体的には、非絶縁型ＯＢＰ１０の入力電圧Ｖｉを分圧した検出電圧Ｖｄの立ち上がりの傾斜よりも小さい傾斜で電圧が上昇するように設定されている。

したがって絶縁型電源１の起動時において、図１２の第２段に示すように検出電圧Ｖｄの立ち上がりよりも参照電圧Ｖｒの立ち上がりが遅くなり、絶縁型電源１の起動時においては必ず検出電圧Ｖｄの方が参照電圧Ｖｒの電圧よりも高くなる。この間、比較器ＩＣ１はスイッチング素子駆動回路１１へのＯＢＰ起動信号の送信を停止し、非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を禁止する。
そして、時刻ｔ３において絶縁型電源１の電圧Ｖｓが定常値に達すると、検出電圧Ｖｄに参照電圧Ｖｒが遅延して追いつくので電圧値Ｖｄ及びＶｒ間の関係が反転する。このときに比較器ＩＣ１はスイッチング素子駆動回路１１へＯＢＰ起動信号を送出して、非絶縁型ＯＢＰ１０による電力供給を開始する（図１２の第５段参照）。
これにより非絶縁型ＯＢＰ１０は、入力電圧Ｖｉが一定になってから起動するので入力電流も一定値に安定する。このため従来の非絶縁型ＯＢＰにおいて生じていた大電流の吸い込みは生じない（図１２の第４段参照）。また、絶縁型電源１の定格出力電圧Ｖｓｒが変わっても、絶縁型電源１の電圧Ｖｓが定常値に達した後に電圧値Ｖｄ及びＶｒ間の関係が反転することには変わりないので、定格出力電圧Ｖｓｒの大きさに関係なく大電流の吸い込みを防止することができる。

本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰ１０は、様々な装置に内蔵して使用することが可能である。例として図１３に、本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰ１０ａ及び１０ｂを備える通信装置１００の概略構成を示す。
通信装置１００は、通信ケーブル４ａ〜４ｃを介して他の通信装置（図示せず）と信号のやりとりを行う通信ユニット２ａ〜２ｃと、非絶縁型ＯＢＰ１０ａ及び１０ｂと、絶縁型電源１とを備える。
絶縁型電源１は、商用電源等の一次電源からの電力を、一次と二次間の絶縁を行いながら直流電力へ変換し、非絶縁型ＯＢＰ１０ａ及び１０ｂに供給する。
非絶縁型ＯＢＰ１０ａ及び１０ｂは、図６、９及び１１を参照して説明した本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰのいずれかであり、絶縁型電源１から供給された直流電力を予め定められた電圧の直流電力に変換して、負荷としての通信ユニット２ａ〜２ｃに供給する。非絶縁型ＯＢＰ１０ａ及び１０ｂから通信ユニット２ａ〜２ｃに供給された電力は、各ユニット２ａ〜２ｃ内に設けられた電子ユニット、例えばＣＰＵ３ａ〜３ｃなどによって消費される。
なお、図１３に示した通信装置１００は、本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰ１０を電源回路として内蔵する装置の一例を示したものであり、本発明はこれに限定されるものではない。本発明による非絶縁型ＯＢＰ１０は、例えばＬＳＩ素子、電子回路モジュール、コンピュータやサーバのようなユニット装置に内蔵され電源回路として利用することが可能であり、また自動車等の移動体に搭載され、移動体内で使用される電子機器や電気装置のための電源回路として利用される。

本発明によって、制御対象であるＤＣ／ＤＣコンバータに電力を供給する前段の電源の立ち上がりが完了するまでは、ＤＣ／ＤＣコンバータが起動しないので大電流の吸い込みが発生しない。これよって、大きな吸い込み電流による保護用にヒューズの溶断や前段の絶縁型電源の過負荷停止等を防止することが可能となる。
特に、広範囲の入力電圧の下で動作する非絶縁型ＯＢＰのようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、前段の電源の立ち上がりが完了するまでＤＣ／ＤＣコンバータが起動しないので、このようなＤＣ／ＤＣコンバータを使用した場合の起動時の大きな吸い込み電流を有効に防止することが可能となる。

以上、本発明を特にその好ましい実施の形態を参照して詳細に説明したが、本発明の容易な理解のために、本発明の具体的な形態を以下に付記する。

（付記１）
ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が安定したことを検出する定常状態検出部を備え、
前記入力電圧が安定するまで前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電力供給を禁止すること、
を特徴とする制御装置。

（付記２）
前記定常状態検出部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧の立ち上がり後における前記入力電圧の安定を検出する、ことを特徴とする付記１に記載の制御装置。

（付記３）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を検出する入力電圧検出部を、さらに備え、
前記定常状態検出部は、前記入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部を備えて、前記の検出した電圧と前記参照電圧とを比較して前記入力電圧値の安定を検出する、
ことを特徴とする付記２に記載の制御装置。

（付記４）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧の立ち上がり傾斜以下の傾斜で立ち上がるランプ電圧を生成するランプ回路であることを特徴とする付記３に記載の制御装置。

（付記５）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧に追従する信号を生成する時定数回路であることを特徴とする付記３に記載の制御装置。

（付記６）
付記１〜５のいずれか一項に記載の制御装置を内蔵することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

（付記７）
直流電源が供給され所定の動作を行う電気装置であって、
前記直流電源の入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
前記入力電圧及び前記参照電圧を比較する比較器と、を備え、
前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出することを特徴とする電気装置。

（付記８）
前記入力電圧を変換して前記電気装置内に電源を供給する電源回路であって、前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出する電源回路を有することを特徴とする付記７に記載の電気装置。

（付記９）
前記電源回路は、前記参照電圧生成部と、前記比較器と、電源変換回路とを有し、
前記電源変換回路は、前記入力電圧が定常状態に達したことを検出したときに、前記直流電源から変換した電力の供給を開始することを特徴とする付記８に記載の電気装置。

（付記１０）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧の立ち上がり傾斜以下の傾斜で立ち上がるランプ電圧を生成するランプ回路であることを特徴とする付記７〜９のいずれか一項に記載の電気装置。

（付記１１）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧に追従する信号を生成する時定数回路であることを特徴とする付記７〜９のいずれか一項に記載の電気装置。

（付記１２）
電源回路を有する装置であって、
前記電源回路は、
直流電源から供給された入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
前記入力電圧及び前記参照電圧を比較する比較器を備え、
前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出したときに、前記直流電源から変換した電力の供給を開始することを特徴とする装置。

（付記１３）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧の立ち上がり傾斜以下の傾斜で立ち上がるランプ電圧を生成するランプ回路であることを特徴とする付記１２に記載の装置。

（付記１４）
前記参照電圧生成部は、前記入力電圧に追従する信号を生成する時定数回路であることを特徴とする付記１２に記載の装置。

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路及びこれを備えるＤＣ／ＤＣコンバータに利用可能であり、特に配線抵抗による電圧効果を防止するために、負荷近傍に小型の非絶縁型オンボード電源（以下、「非絶縁型ＯＢＰ」と記す）のような非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを配置して電力を供給する給電回路方式における、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの起動制御回路及び非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに利用可能である。

非絶縁型ＯＢＰを配置した給電回路の構成例を示す図である。 一定の出力電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と入力電流の関係を示すグラフである。 絶縁型電源の電力供給開始時の電圧上昇が緩慢な場合の非絶縁型ＯＢＰの動作を説明するタイムチャートである。 従来の非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。 従来の非絶縁型ＯＢＰの問題点を説明する図である。 本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。 図６に示す非絶縁型ＯＢＰを２種類の入力電圧で動作させた場合の各部の電圧値、電流値を示すタイムチャートである。 参照電圧の第２例を示すタイムチャートである。 参照電圧生成部の第１構成例を示した非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。 図９に示す参照電圧生成部による参照電圧のタイムチャートである。 参照電圧生成部の第２構成例を示した非絶縁型ＯＢＰの概略構成図である。 図１１に示す非絶縁型ＯＢＰの各部の電圧及び電流のタイムチャートである。 本発明の実施例による非絶縁型ＯＢＰを備える通信装置の概略構成図である。

符号の説明

１０ 非絶縁型ＯＢＰ
１１ スイッチング素子駆動回路
２０ 起動制御回路
Ｃ３ 平滑用コンデンサ
ＩＣ１ 比較器
Ｌ１ 平滑用インダクタンス
Ｒ１、Ｒ２ 分圧用抵抗
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子

Claims (7)

1. ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が安定したことを検出する定常状態検出部を備え、
   前記入力電圧が安定するまで前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電力供給を禁止すること、
   を特徴とする制御装置。
2. 前記定常状態検出部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧の立ち上がり後における前記入力電圧の安定を検出する、ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧を検出する入力電圧検出部を、さらに備え、
   前記定常状態検出部は、前記入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部を備えて、前記の検出した電圧と前記参照電圧とを比較して前記入力電圧値の安定を検出する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
4. 直流電源が供給され所定の動作を行う電気装置であって、
   前記直流電源の入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
   前記入力電圧及び前記参照電圧を比較する比較器と、を備え、
   前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出することを特徴とする電気装置。
5. 前記入力電圧を変換して前記電気装置内に電源を供給する電源回路であって、前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出する電源回路を有することを特徴とする請求項４に記載の電気装置。
6. 前記電源回路は、前記参照電圧生成部と、前記比較器と、電源変換回路とを有し、
   前記電源変換回路は、前記入力電圧が定常状態に達したことを検出したときに、前記直流電源から変換した電力の供給を開始することを特徴とする請求項５に記載の電気装置。
7. 電源回路を有する装置であって、
   前記電源回路は、
   直流電源から供給された入力電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる参照電圧を生成する参照電圧生成部と、
   前記入力電圧及び前記参照電圧を比較する比較器を備え、
   前記比較器の比較結果により前記入力電圧が定常状態に達したことを検出したときに、前記直流電源から変換した電力の供給を開始することを特徴とする装置。

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