JP2007164973A - 半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路及び昇圧電圧の発生方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】 昇圧電圧の電力消費を抑えることができる半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路を提供すること。
【解決手段】 昇圧電圧発生回路は、第1プリチャージ回路、第2プリチャージ回路、第1容量性素子、第2容量性素子、及び結合回路を具備する。第1プリチャージ回路は、第1電源電圧を用いて第1ノードをプリチャージし、第2プリチャージ回路は第2電源電圧を用いて第2ノードをプリチャージする。第1容量性素子は、第1パルス信号に応答して第1ノードをブーストし、第2容量性素子は第2パルス信号に応答して第2ノードをプーストする。結合回路はブースティングイネーブル信号とセルフリフレッシュ制御信号に応答して第1ノードを第2ノードに電気的に結合する。
【選択図】 図2
Description
本発明は、半導体メモリ装置に関し、特に半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路に関する。
図1は、従来の半導体メモリ装置の昇圧電圧(boosting voltage)発生回路の一例を示す図である(特許文献1を参照)。
図1を参照すると、昇圧電圧発生回路100は、第1キャパシタ(C1)102、第2キャパシタ(C2)104、プリチャージ回路106、遅延回路108、及び伝達回路110を具備する。第1パルス(P1)は、電源電圧(VCC)と接地電圧との間でスウィングする信号である。第2パルス(P2)は、ノード(N3)とノード(N4)を結合するのに用いられるNMOSトランジスタ112を制御する信号である。電圧回路110は、第3パルス(P3)に応答してノード(N4)の電圧を昇圧電圧(VPP)として出力する。プリチャージ回路106は、第4パルス(P4)に応答してノード(N3)とノード(N4)を電源電圧(VCC)のレベルにプリチャージする。
第2パルス(P2)と第3パルス(P3)がロジック「ロー」であり、第4パルス(P4)がロジック「ハイ」である場合、ノード(N3)とノード(N4)は、電源電圧(VCC)にプリチャージされる。その後、第4パルス(P4)がロジック「ロー」に変わり、第1パルス(P1)が昇圧電圧発生回路100に印加されると、ノード(N3)の電圧は2VCCになる。その後、第2パルス(P2)がロジック「ハイ」に変わると、NMOSトランジスタ112はターンオンされ、ノード(N3)とノード(N4)は電気的に結合される。ここで、ノード(N3)とノード(N4)は、それぞれ1.5VCCの電圧を有する。第1パルス(P1)が遅延回路108を経てノード(N2)に伝達され、第2パルス(P2)はロジック「ロー」状態になると、ノード(N3)とノード(N4)は電気的に遮断され、ノード(N2)は、VCCの電圧を有する。したがって、ノード(N4)の電圧は2.5VCCになる。その後、第3パルス(P3)がロジック「ハイ」状態になると、ノード(N4)の電圧、即ち、2.5VCCが昇圧電圧(VPP)として出力される。
しかし、図1の回路のように、半導体メモリ装置の動作モードに関係なくNMOSトランジスタ112を用いてノード(N3)とノード(N4)とを電気的に結合することは不必要な電力を消費するおそれがある。セルフリフレッシュモードでは、昇圧電圧(VPP)を発生させる周期がノーマルモード(normal mode)で昇圧電圧(VPP)を発生させる周期より長くてもよい。
したがって、ノーマルモードとセルフリフレッシュモードにおいて、昇圧ノードの間に電荷を共有するのにかかる時間を変更することができる昇圧電圧発生回路が求められている。
大韓民国公開特許第2005−44086号明細書
本発明の目的は、昇圧電圧の電力消費を抑えることができる昇圧電圧発生回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、昇圧電圧の電力消費を抑えることができる昇圧電圧の発生方法を提供することにある。
前記の目的を達成するために、本発明の好適な一実施形態に係る半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路は、第1プリチャージ回路、第2プリチャージ回路、第1容量性素子、第2容量性素子、及び結合回路を具備する。
第1プリチャージ回路は第1電源電圧を用いて第1ノードをプリチャージし、第2プリチャージ回路は第2電源電圧を用いて第2ノードをプリチャージする。第1容量性素子は、第1パルス信号に応答して前記第1ノードをブーストし、第2容量性素子は、第2パルス信号に応答して前記第2ノードをブーストする。結合回路は、ブースティングイネーブル信号とセルフリフレッシュ制御信号に応答して前記第1ノードを前記第2ノードに電気的に結合する。
前記第2ノードで昇圧電圧が出力され、前記第1ノードと前記第2ノードとが電気的に結合されたとき、セルフリフレッシュモードで前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間が、ノーマルモードにおいて前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間より長い。
前記結合回路は、第3プリチャージ回路、第4プリチャージ回路、制御信号発生回路、第3キャパシタ、第4キャパシタ、第1トランジスタ、及び第2トランジスタを具備する。
第3プリチャージ回路は、第3電源電圧を用いて第3ノードをプリチャージし、第4プリチャージ回路は、第4電源電圧を用いて第4ノードをプリチャージする。制御信号発生回路は、前記ブースティングイネーブル信号と前記セルフリフレッシュ制御信号に応答して第1制御信号と第2制御信号を発生させ、前記第1制御信号を第5ノードに提供し、前記第2制御信号を第6ノードに提供する。
第3キャパシタは、前記第1制御信号に応答して前記第3ノードを第3電圧にブーストし、第4キャパシタは、前記第2制御信号に応答して前記第4ノードをブーストする。第1トランジスタは、前記第3ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合し、第2トランジスタは、前記第4ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合する。
前記結合回路は、第3プリチャージ回路、第4プリチャージ回路、制御信号発生回路、第3キャパシタ、第4キャパシタ、第1トランジスタ、及び第2トランジスタを具備する。
第3プリチャージ回路は、第3電源電圧を用いて第3ノードをプリチャージし、第4プリチャージ回路は、第4電源電圧を用いて第4ノードをプリチャージする。制御信号発生回路は、前記ブースティングイネーブル信号と前記セルフリフレッシュ制御信号に応答して第1制御信号と第2制御信号を発生させ、前記第1制御信号を第5ノードに提供し、前記第2制御信号を第6ノードに提供する。
第3キャパシタは、前記第1制御信号に応答して前記第3ノードを第3電圧にブーストし、第4キャパシタは、前記第2制御信号に応答して前記第4ノードをブーストする。第1トランジスタは、前記第3ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合し、第2トランジスタは、前記第4ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合する。
本発明の好適な一実施形態に係る半導体メモリ装置の昇圧電圧の発生方法は、第1電源電圧を用いて第1ノードをプリチャージする段階と、 第2電源電圧を用いて第2ノードをプリチャージする段階と、第1パルス信号に応答して前記第1ノードをブーストする段階と、ブースティングイネーブル信号とセルフリフレッシュ制御信号に応答して前記第1ノードを前記第2ノードに電気的に結合する段階と、及び第2パルス信号に応答して前記第2ノードをブーストする段階と、を含む。
本発明によれば、昇圧電圧の電力消費を抑えることができる。
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明する。
図2は、本発明の好適な一実施形態に係る半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路を示す図である。図2を参照すると、昇圧電圧発生回路200は、プリチャージ回路(230、240)、キャパシタ(MC1、MC2)(210、220)、及び結合回路250を具備する。キャパシタ(MC1、MC2)(210、220)は、それぞれMOSトランジスタで構成することができる。プリチャージ回路230は、ダイオード結合されたNMOSトランジスタ(MN1)を含み、プリチャージ回路240は、ダイオード結合されたNMOSトランジスタ(MN2)を含むことができる。
プリチャージ回路240は、電源電圧(VCC)を用いてノード(N11)をプリチャージし、プリチャージ回路230は、電源電圧(VCC)を用いてノード(N12)をプリチャージする。キャパシタ(MC2)210は、パルス信号(P11)に応答して昇圧ノード(N11)をブーストし、キャパシタ(MC1)220は、パルス信号(P12)に応答して昇圧ノード(N12)をブーストする。結合回路250は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とセルフリフレッシュ制御信号(VSRFF)に応答してノード(N11)をノード(N12)に結合する。ノード(N12)で昇圧電圧(VPP)が出力される。
昇圧電圧発生回路200で、ノード(N11)をノード(N12)に電気的に結合したとき、セルフリフレッシュモードでノード(N12)の電位がノード(N11)の電位と同一になるのにかかる時間がノーマルモードでノード(N12)の電位がノード(N11)の電位と同一になるのにかかる時間より長い。
また、昇圧電圧発生回路200は、パルス信号(P13)に応答してノード(N12)の信号を外部回路ブロックに伝達するための伝達回路260を更に具備することができる。伝達回路260は、NMOSトランジスタ(MN3)とキャパシタ(C11)を含むことができる。
以下、図2に示した本発明の好適な一実施形態に係る半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路200の動作を説明する。
パルス信号(P11、P12、P13)は、OVと電源電圧(VCC)との間でスウィングする電圧信号であってもよい。
図2の昇圧電圧発生回路200は、ダブルブースティング構造を有する昇圧電圧発生回路である。まず、ノード(N11)がプリチャージ回路240によってVCC−Vthにプリチャージされ、ノード(N12)がプリチャージ回路230によってVCC−Vthにプリチャージされる。ここで、VthはNMOSトランジスタの閾値電圧を示す。
その後、ノード(N11)がパルス信号(P11)に応答してキャパシタ(MC2)210によって昇圧される。昇圧動作時、P11はVCCの電圧レベルを有する。例えば、電源電圧(VCC)が3.0Vであり、Vthが0.5Vである場合、ノード(N11)の電圧は、約5.5V(=3.0V−0.5V+3.0V)になり、ノード(N12)の電圧は、約2.5V(=3.0V−0.5V)になる。
その後、結合回路250によってノード(N11)にノード(N12)が電気的に結合されて電荷共有の過程が終わると、ノード(N11)とノード(N12)の電圧はそれぞれ約4.0V(=(5.5V+2.5V)/2)になる。
また、ノード(N12)は、パルス信号(P12)に応答してキャパシタ(MC1)220によって昇圧される。昇圧動作時、P12は、VCCの電圧レベルを有する。例えば、電源電圧(VCC)が3.0Vであり、Vthが0.5Vであるとき、ノード(N12)の電圧は約7.0V(=4.0V+3.0V)になる。
一方、結合回路250は、ノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合するためのトランジスタ(図3のMN6、MN7)を含む。昇圧されたノード(N11)の電圧が5.5Vであるので、ノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合するために結合回路250に含まれるトランジスタ(図3のMN6、MN7)のゲートには、約5.5V+Vth以上の電圧が印加されなければならない。
結合回路250は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とセルフリフレッシュ制御信号(VSREF)に応答してノード(N11)をノード(N12)に結合する。
図2の昇圧電圧発生回路で、ノーマルモードでは約80nsごとに昇圧電圧を発生させる必要があり、セルフリフレッシュモードでは、約140nsごとに昇圧電圧を発生させる必要がある。ノード(N11)とオード(N12)とが電気的に結合されたとき、セルフリフレッシュモードでノード(N12)の電位がノード(N11)の電位と同一になるのにかかる時間がノーマルモードでノード(N12)の電位がノード(N11)の電位と同一になるのにかかる時間より長い。即ち、セルフリフレッシュモードでノード(N11)とノード(N12)とが互いに電荷を共有するのにかかる時間がノーマルモードでノード(N11)とノード(N12)とが互いに電荷を共有するのにかかる時間より長い。
ノード(N12)の信号は、伝達回路260を通じて外部回路ブロックに伝達される。
図3は、図2の昇圧電圧発生回路に含まれる結合回路250の一実施形態を示す図である。図3を参照すると、結合回路250は、プリチャージ回路(MN4、MN5)、制御信号発生回路252、キャパシタ(MC11、MC12)、及びトランジスタ(MN6、MN7)を具備する。キャパシタ(MC11、MC12)は、それぞれMOSキャパシタを含むことができる。
プリチャージ回路(MN4)とプリチャージ回路(MN5)は、ダイオード結合されたNMOSトランジスタで構成されている。プリチャージ回路(MN4)は、電源電圧(VCC)を用いてノード(N15)をプリチャージし、プリチャージ回路(MN5)は、電源電圧(VCC)を用いてノード(N16)をプリチャージする。
制御信号発生回路252は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とセルフリフレッシュ制御信号(VSREF)に応答して第1制御信号(CS1)と第2制御信号(CS2)を発生させ、第1制御信号(CS1)をノード(N13)に提供し、第2制御信号(CS2)をノード(N14)に提供する。
キャパシタ(MC11)は、第1制御信号(CS1)に応答してノード(N15)をブーストし、キャパシタ(MC12)は、第2制御信号(CS2)に応答してノード(N16)をブーストする。
トランジスタ(MN6)は、ノード(N15)の電圧に応答してノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合し、トランジスタ(MN7)は、ノード(N16)の電圧に応答してノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合する。
図4は、図3の結合回路250に含まれる制御信号発生回路252の一実施形態を示す図である。図4を参照すると、制御信号発生回路252は、制御回路(252a、252b)を具備する。
制御回路252aは、インバータ(INV1)、NANDゲート(NAND1)、遅延回路(D1)、PMOSトランジスタ(MP11)、PMOSトランジスタ(MP12)、及びNMOSトランジスタ(MN11)を具備する。PMOSトランジスタ(MP12)とNMOSトランジスタ(MN11)はインバータを構成する。
インバータ(INV1)は、セルフリフレッシュ信号(VSREF)を反転させる。NANDゲート(NAND1)はブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とインバータ(INV1)の出力信号に対して否定論理積演算を行う。遅延回路(D1)は、NANDゲート(NAND1)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP11)は、遅延回路(D1)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N13)に提供する。PMOSトランジスタ(MP12)とNMOSトランジスタ(MN11)で構成されたインバータは、電源電圧(VCC)によって駆動され、NANDゲート(NAND1)の出力信号を反転させてノード(N13)に提供する。
制御回路(252b)は、インバータ(INV2)、遅延回路(D2)、PMOSトランジスタ(MP13)、PMOSトランジスタ(MP14)、及びNMOSトランジスタ(MN12)を具備する。PMOSトランジスタ(MP14)とNMOSトランジスタ(MN12)は、インバータを構成する。
インバータ(INV2)は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)を反転させる。遅延回路(D2)は、インバータ(INV2)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP13)は、遅延回路(D2)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N14)に提供する。PMOSトランジスタ(MP14)とNMOSトランジスタ(MN12)で構成されたインバータは、電源電圧(VCC)によって駆動され、インバータ(INV2)の出力信号を反転させてノード(N14)に提供する。
図5は、図4の制御信号発生回路の出力である制御信号の波形を示す。
以下、図3〜図5を参照して、図2に示した昇圧電圧発生回路に含まれる結合回路250の動作を説明する。
図3を参照すると、制御信号発生回路252は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とセルフリフレッシュ制御信号(VSREF)に応答して第1制御信号(CS1)と第2制御信号(CS2)を発生させる。ノード(N15)は、プリチャージ回路(MN4)によってプリチャージされ、ノード(N16)は、プリチャージ回路(MN5)によってプリチャージされる。
また、ノード(N15)は、第1制御信号(CS1)に応答してキャパシタ(MC11)によって昇圧され、ノード(N16)は、第2制御信号(CS2)に応答してキャパシタ(MC12)によって昇圧される。
図4を参照すると、第1制御回路252aは、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とセルフリフレッシュ信号(VSREF)に応答して第1制御信号(CS1)を発生させ、第2制御回路252bは、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)に応答して第2制御信号(CS2)を発生させる。第1制御信号(CS1)は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)がロジック「ハイ」状態であり、セルフリフレッシュ信号(VSREF)がロジック「ロー」状態である場合、即ち、ノーマルモードである場合にロジック「ハイ」状態になる。セルフリフレッシュ信号(VSREF)がロフック「ハイ」状態である場合、即ち、セルフリフレッシュモードである場合、第1制御信号(CS1)はロジック「ロー」状態になる。第2制御信号(CS2)は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)がロジック「ハイ」状態である場合に、ロジック「ハイ」状態になる。
図4に示した制御信号発生回路252は、セルフリフレッシュモードでは、第2制御信号(CS2)がロジック「ハイ」になり、ノーマルモードでは、第1制御信号(CS1)と第2制御信号(CS2)が共にロジック「はい」状態になる。すなわち、図4の制御信号発生回路252は、セルフリフレッシュモードでは第2制御信号(CS2)がイネーブルされ、ノーマルモードでは第1制御信号(CS1)と第2制御信号(CS2)が共にイネーブルされる。
したがって、セルフリフレッシュモードでは、図3の結合回路250に含まれるNMOSトランジスタ(MN7)がターンオンされ、ノーマルモードでは図3の結合回路250に含まれるNMOSトランジスタ(MN6)とNMOSトランジスタ(MN7)が共にターンオンされる。
セルフリフレッシュモードであるときには、メモリセルアレイをアクセスする周期がノーマルモードであるときより長いので、昇圧電圧(VPP)を発生させる周期もノーマルモードであるときより長くてもよい。したがって、セルフリフレッシュモードであるとき、結合回路(図2の250)がノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合してノード(N11)とノード(N12)が互いに電荷を共有するのにかかる時間がノーマルモードであるときに結合回路(図2の250)がノード(N11)とノード(N12)とを電気的に結合してノード(N11)とノード(N12)とが互いに電荷を共有するのにかかる時間より長くてもよい。
再び図4を参照すると、第1制御回路252aは、PMOSトランジスタ(MP12)とNMOSトランジスタ(MN11)で構成されたインバータ、及び遅延回路(D1)を具備する。したがって、第1制御信号(CS1)がロジック「ハイ」状態に変わるときにはノード(N13)は先にPMOSトランジスタ(MP12)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP11)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。
同様に、第2制御回路252bは、PMOSトランジスタ(MP14)とNMOSトランジスタ(MN12)で構成されたインバータ、及び遅延回路(D2)を具備する。したがって、第2制御信号(CS2)がロジック「ハイ」状態に変わるときには、ノード(N14)は先にPMOSトランジスタ(MP14)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP13)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。したがって、昇圧電圧(VPP)の電力消費を抑えることができる。
図5を参照すると、第1制御信号(CS1)及び第2制御信号(CS2)は、ロジック「ハイ」状態に変わるときに先にVCCレベルに変わった後VPPレベルに変わる。
NMOSトランジスタ(MN6)は、NMOSトランジスタ(MN7)より大きいサイズを有し、キャパシタ(MC11)はキャパシタ(MC12)より大きいサイズを有することができる。
図6は、図3の結合回路に含まれる制御信号発生回路252の他の一実施形態を示す図である。
図6を参照すると、制御信号発生回路252’は、制御回路(252c、252d)を具備する。
制御回路252cは、インバータ(INV1)、NANDゲート(NAND1)、遅延回路(D1)、PMOSトランジスタ(MP11)、PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、及びNMOSトランジスタ(MN13)を具備する。PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、及びMOSトランジスタ(MN13)はインバータを構成する。
インバータ(INV1)は、セルフリフレッシュ信号(VSREF)を反転させる。NANDゲート(NAND1)は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とインバータ(INV1)の出力信号に対して否定論理積演算を行う。遅延回路(D1)は、NANDゲート(NAND1)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP11)は、遅延回路(D1)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N13)に提供する。PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、及びNMOSトランジスタ(MN13)で構成されたインバータは電源電圧(VCC)によって駆動され、NANDゲート(NAND1)の出力信号を反転させてノード(N13)に提供する。NMOSトランジスタ(MN13)は、電源電圧(VCC)に結合されたドレインと遅延回路(D1)の出力端子に結合されたゲートを有する。PMOSトランジスタ(MP12)は、NANDゲート(NAND1)の出力端子に結合されたゲートとNMOSトランジスタ(MN13)のソースに結合されたソースとノード(N13)に結合されたドレインを有する。NMOSトランジスタ(MN11)はNANDゲート(NAND1)の出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースとノード(N13)に結合されたドレインを有する。
制御回路252dは、インバータ(INV2)、遅延回路(D2)、PMOSトランジスタ(MP13)、PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、及びNMOSトランジスタ(MN14)を具備する。PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、及びNMOSトランジスタ(MN14)は、インバータを構成する。
インバータ(INV2)は、ブースティングイネーブル信号(VPP_EN)を反転させる。遅延回路(D2)は、インバータ(INV2)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP13)は遅延回路(D2)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N14)に提供する。PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、及びNMOSトランジスタ(MN14)で構成されたインバータは電源電圧(VCC)によって駆動され、インバータ(INV2)の出力信号を反転させてノード(N14)に提供する。NMOSトランジスタ(MN14)は、電源電圧(VCC)に結合されたドレインと遅延回路(D2)の出力端子に結合されたゲートを有する。PMOSトランジスタ(MP14)は、インバータ(INV2)の出力端子に結合されたゲートとNMOSトランジスタ(MN14)のソースに結合されたソースとノード(N14)に結合されたドレインを有する。NMOSトランジスタ(MN12)は、インバータ(INV2)の出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースとノード(N14)に結合されたドレインを有する。
以下、図6に示した制御信号発生回路252’の動作を説明する。
図6の制御信号発生回路252’に含まれる第1制御回路252cは、PMOSトランジスタ(MP12)、及びNMOSトランジスタ(MN11、MN13)で構成されたインバータを含む。第1制御信号(CS1)がロジック「ハイ」状態に変わる場合には、ノード(N13)は先にPMOSトランジスタ(MP12)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP11)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。したがって、昇圧電圧(VPP)の電力消費を抑えることができる。NMOSトランジスタ(MN13)は、ロジック「ロー」の状態であるNANDゲート(NAND1)の出力信号が遅延回路(D1)を通過した後、ターンオフされる。したがって、NMOSトランジスタ(MN13)はノード(N13)が電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP11)がターンオンされ、昇圧電圧(VPP)に充電されるとき、ノード(N13)を電源電圧(VCC)から電気的に分離させる機能を果たす。即ち、NMOSトランジスタ(MN13)は、昇圧電圧(VPP)と電源電圧(VCC)が短絡されないようにする機能を果たす。
同様に、第2制御回路252dは、PMOSトランジスタ(MP14)、及びNMOSトランジスタ(MN12、MN14)で構成されたインバータを含む。第2制御信号(CS2)がロジック「ハイ」状態に変わるときには、ノード(N14)は先にPMOSトランジスタ(MP14)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP13)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。したがって、昇圧電圧(VPP)の電力消費を抑えることができる。NMOSトランジスタ(MN14)は、ロジック「ロー」の状態であるインバータ(INV2)の出力信号が遅延回路(D2)を通過した後、ターンオフされる。したがって、NMOSトランジスタ(MN14)はノード(N14)が電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP13)がターンオンされ、昇圧電圧(VPP)に充電されるとき、ノード(N14)を電源電圧(VCC)から電気的に分離させる機能を果たす。即ち、NMOSトランジスタ(MN14)は、昇圧電圧(VPP)と電源電圧(VCC)が短絡されないようにする機能を果たす。
図6の制御信号発生回路252’を含む前記結合回路250の動作は、図4の制御信号発生回路252を含む前記結合回路250の動作と同様であるので、それについての詳細な説明は省略する。
図7は、図3の結合回路に含まれる制御信号発生回路252の更に他の実施形態を示す図である。図7を参照すると、制御信号発生回路252’’は制御回路(252e、252f)を具備する。
制御回路252eは、インバータ(INV1)、NANDゲート(NAND1)、遅延回路(D1)、PMOSトランジスタ(MP11)、PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、NMOSトランジスタ(MN15)、及びNMOSトランジスタ(MN13)を具備する。PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、NMOSトランジスタ(MN15)、及びNMOSトランジスタ(MN13)はインバータを構成する。
インバータ(INV1)はセルフリフレッシュ信号(VSREF)を反転させる。NANDゲート(NAND1)はブースティングイネーブル信号(VPP_EN)とインバータ(INV1)の出力信号に対して否定論理積演算を行う。遅延回路(D1)は、NANDゲート(NAND1)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP11)は遅延回路(D1)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N13)に提供する。PMOSトランジスタ(MP12)、NMOSトランジスタ(MN11)、NMOSトランジスタ(MN15)、及びNMOSトランジスタ(MN13)で構成されたインバータは、電源電圧(VCC)によって駆動され、NANDゲート(NAND1)の出力信号を反転させてノード(N13)に提供する。NMOSトランジスタ(MN13)は、電源電圧(VCC)に結合されたドレインと遅延回路(D1)の出力端子に結合されたゲートを有する。PMOSトランジスタ(MP12)は、NANDゲート(NAND1)の出力端子に結合されたゲートとNMOSトランジスタ(MN13)のソースに結合されたソースとノード(N13)に結合されたドレインを有する。NMOSトランジスタ(MN15)はノード(N13)に結合されたドレインと昇圧電圧(VPP)が印加されるゲートを有する。NMOSトランジスタ(MN11)は、NANDゲート(NAND1)の出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースとNMOSトランジスタ(MN15)のソースに結合されたドレインを有する。
制御回路252fは、インバータ(INV2)、遅延回路(D2)、PMOSトランジスタ(MP13)、PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、NMOSトランジスタ(MN16)、及びNMOSトランジスタ(MN14)を具備する。PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、NMOSトランジスタ(MN16)、及びNMOSトランジスタ(MN14)はインバータを構成する。
インバータ(INV2)はブースティングイネーブル信号(VPP_EN)を反転させる。遅延回路(D2)は、インバータ(INV2)の出力信号を所定時間に遅延させる。PMOSトランジスタ(MP13)は遅延回路(D2)の出力信号に応答して昇圧電圧(VPP)をノード(N14)に提供する。PMOSトランジスタ(MP14)、NMOSトランジスタ(MN12)、NMOSトランジスタ(MN16)、及びNMOSトランジスタ(MN14)で構成されたインバータは電源電圧(VCC)によって駆動され、インバータ(INV2)の出力信号を反転させてノード(N14)に提供する。NMOSトランジスタ(MN14)は、電源電圧(VCC)に結合されたドレインと遅延回路(D2)の出力端子に結合されたゲートを有する。PMOSトランジスタ(MP14)はインバータ(INV2)の出力端子に結合されたゲートとNMOSトランジスタ(MN14)のソースに結合されたソースとノード(N14)に結合されたドレインを有する。NMOSトランジスタ(MN16)はノード(N14)に結合されたドレインと昇圧電圧(VPP)が印加されるゲートを有する。NMOSトランジスタ(MN12)はインバータ(INV2)の出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースとNMOSトランジスタ(MN16)のソースに結合されたドレインを有する。
以下、図7に示した制御信号発生回路252の動作を説明する。
図7の制御信号発生回路252’’に含まれる第1制御回路252eは、PMOSトランジスタ(MP12)、及びNMOSトランジスタ(MN11、MN13、MN15)で構成されたインバータを含む。第1制御信号(CS1)がロジック「ハイ」状態に変わるときにはノード(N13)は先にPMOSトランジスタ(MP12)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP11)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。したがって、昇圧電圧(VPP)の電力消費を抑えることができる。NMOSトランジスタ(MN13)は、ロジック「ロー」の状態であるNANDゲート(NAND1)の出力信号が遅延回路(D1)を通過した後、ターンオフされる。したがって、NMOSトランジスタ(MN13)はノード(N13)が電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP11)がターンオンされ、昇圧電圧(VPP)に充電されるとき、ノード(N13)を電源電圧(VCC)から電気的に分離させる機能を果たす。即ち、NMOSトランジスタ(MN13)は、昇圧電圧(VPP)と電源電圧(VCC)が短絡されないようにする機能を果たす。NMOSトランジスタ(MN15)は、昇圧電圧(VPP)が印加されるゲートを有し、ノード(N13)の電圧からNMOSトランジスタ(MN11)を保護する機能を果たす。
同様に、第2制御回路252fは、PMOSトランジスタ(MP14)、及びNMOSトランジスタ(MN12、MN14)で構成されたインバータを含む。第2制御信号(CS2)がロジック「ハイ」状態に変わるときには、先にPMOSトランジスタ(MP14)を通じて供給される電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP13)を通じて供給される昇圧電圧(VPP)に充電される。したがって、昇圧電圧(VPP)の電力消費を抑えることができる。NMOSトランジスタ(MN14)は、ロジック「ロー」の状態であるインバータ(INV2)の出力信号が遅延回路(D2)を通過した後、ターンオフされる。したがって、NMOSトランジスタ(MN14)はノード(N14)が電源電圧(VCC)に充電された後、PMOSトランジスタ(MP13)がターンオンされ、昇圧電圧(VPP)に充電されるとき、ノード(N14)を電源電圧(VCC)から電気的に分離させる機能を果たす。即ち、NMOSトランジスタ(MN14)は、昇圧電圧(VPP)と電源電圧(VCC)が短絡されないようにする機能を果たす。NMOSトランジスタ(MN16)は、昇圧電圧(VPP)が印加されるゲートを有し、ノード(N14)の電圧からNMOSトランジスタ(MN12)を保護する機能を果たす。
図7の制御信号発生回路252’’を含む前記結合回路250の動作は、図4の制御信号発生回路252を含む前記結合回路252の動作と同様であるので、それについての詳細な説明は省略する。
以上、本発明の好適な実施形態によって詳細に説明したが、本発明はこれに限定されず、当業者であれば本発明の思想と概念を逸脱しない限り、本発明を修正または変更することができ、このような修正や変更による実施形態も本発明に含まれる。
200 昇圧電圧発生回路
210、220 キャパシタ
230、240 プリチャージ回路
250 結合回路
252 制御信号発生回路
260 伝達回路
210、220 キャパシタ
230、240 プリチャージ回路
250 結合回路
252 制御信号発生回路
260 伝達回路
Claims (21)
- 第1電源電圧を用いて第1ノードをプリチャージする第1プリチャージ回路と、
第2電源電圧を用いて第2ノードをプリチャージする第2プリチャージ回路と、
第1パルス信号に応答して前記第1ノードをブーストする第1容量性素子と、
第2パルス信号に応答して前記第2ノードをブーストする第2容量性素子と、
ブースティングイネーブル信号とセルフリフレッシュ制御信号に応答して前記第1ノードを前記第2ノードに電気的に結合する結合回路と、を具備することを特徴とする半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第2ノードで昇圧電圧が出力され、前記第1ノードと前記第2ノードとが電気的に結合されたとき、セルフリフレッシュモードで前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間がノーマルモードにおいて前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間より長いことを特徴とする請求項1記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記第1電源電圧と前記第2電源電圧は、同一の電源電圧であることを特徴とする請求項2記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記第1電源電圧と前記第2電源電圧は、半導体メモリ装置の外部から印加される電源電圧であることを特徴とする請求項2記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記結合回路は、
第3電源電圧を用いて第3ノードをプリチャージする第3プリチャージ回路と、
第4電源電圧を用いて第4ノードをプリチャージする第4プリチャージ回路と、
前記ブースティングイネーブル信号と前記セルフリフレッシュ制御信号に応答して第1制御信号と第2制御信号を発生させ、前記第1制御信号を第5ノードに提供し、前記第2制御信号を第6ノードに提供する制御信号発生回路と、
前記第1制御信号に応答して前記第3ノードを第3電圧にブーストする第3容量性素子と、
前記第2制御信号に応答して前記第4ノードをブーストする第4容量性素子と、
前記第3ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合する第1トランジスタと、
前記第4ノードの電圧に応答して前記第1ノードと前記第2ノードとを電気的に結合する第2トランジスタと、を具備することを特徴とする請求項2記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第1トランジスタは、前記ノーマルモードでターンオンされ、前記第2トランジスタは、前記ノーマルモード及び前記セルフリフレッシュモードでターンオンされることを特徴とする請求項5記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記第1トランジスタは、前記第2トランジスタより大きいサイズを有することを特徴とする請求項6記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記第3キャパシタは、前記第4キャパシタより大きいサイズを有することを特徴とする請求項6記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。
- 前記結合回路は、
前記昇圧電圧より低い第5電源電圧を用いて前記第3ノード及び前記第4ノードをブーストした後、前記昇圧電圧を用いて前記第3ノード及び前記第4ノードをブーストすることを特徴とする請求項5記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記制御信号発生回路は、
前記ブースティングイネーブル信号と前記セルフリフレッシュ制御信号に応答して前記第1制御信号を発生させる第1制御回路と、
前記ブースティングイネーブル信号に応答して前記第2制御信号を発生させる第2制御回路を具備することを特徴とする請求項9記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第1制御回路は、
前記ブースティングイネーブル信号と前記セルフリフレッシュ制御信号に対して否定論理積演算を行うNANDゲートと、
前記NANDゲートの出力端子に結合され、前記NANDゲートの出力信号を所定時間に遅延させる第1遅延回路と、
前記第1遅延回路の出力信号に応答して前記昇圧電圧を前記第5ノードに提供する第1MOSトランジスタと、
前記第5電源電圧によって駆動され、前記NANDゲートの出力信号を反転させて前記第5ノードに提供する第1インバータと、を具備することを特徴とする請求項10記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第1インバータと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと前記第5電源電圧に結合されたソースと前記第5ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第5ノードに結合されたドレインを有する第1NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項11記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第1インバータは、
前記第5電源電圧に結合されたドレインと前記第1遅延回路の出力端子に結合されたゲートを有する第1NMOSトランジスタと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと前記第1NMOSトランジスタのソースに結合されたソースと前記第5ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第5ノードに結合されたドレインを有する第2NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項11記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第1インバータは、
前記第5電源電圧に結合されたドレインと前記第1遅延回路の出力端子に結合されたゲートを有する第1NMOSトランジスタと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと前記第1NMOSトランジスタのソースに結合されたソースと前記第5ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記第5ノードに結合されたドレインと前記昇圧電圧が印加されるゲートを有する第2NMOSトランジスタと、
前記NANDゲートの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第2NMOSトランジスタのソースに結合されたドレインを有する第3NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項11記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第2制御回路は、
前記ブースティングイネーブル信号を反転させる第1インバータと、
前記第1インバータの出力端子に結合され、前記第1インバータの出力信号を所定時間に遅延させる第1遅延回路と、
前記第1遅延回路の出力信号に応答して前記昇圧電圧を前記第6ノードに提供するNMOSトランジスタと、
前記第5電源電圧によって駆動され、前記第1インバータの出力信号を反転させて前記第6ノードに提供する第2インバータと、具備することを特徴とする請求項10記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第2インバータは、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと前記第5電源電圧に結合されたソースと前記第6ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第6ノードに結合されたドレインを有する第1NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項15記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第2インバータは、
前記第5電源電圧に結合されたドレインと前記第1遅延回路の出力端子に結合されたゲートを有する第1NMOSトランジスタと、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと前記第1NMOSトランジスタのソースに結合されたソースと前記第6ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第6ノードに結合されたドレインを有する第2NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項15記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記第2インバータは、
前記第5電源電圧に結合されたドレインと前記第1遅延回路の出力端子に結合されたゲートを有する第1NMOSトランジスタと、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと前記第1NMOSトランジスタのソースに結合されたソースと前記第6ノードに結合されたドレインを有する第1PMOSトランジスタと、
前記第6ノードに結合されたドレインと前記昇圧電圧が印加されるゲートを有する第2NMOSトランジスタと、
前記第1インバータの出力端子に結合されたゲートと接地電圧に結合されたソースと前記第2NMOSトランジスタのソースに結合されたドレインとを有する第3NMOSトランジスタと、を具備することを特徴とする請求項15記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 前記半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路は、
前記昇圧電圧を半導体メモリ装置の回路ブロックに電圧するための伝達回路を更に具備することを特徴とする請求項1記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生回路。 - 第1電源電圧を用いて第1ノードをプリチャージする段階と、
第2電源電圧を用いて第2ノードをプリチャージする段階と、
第1パルス信号に応答して前記第1ノードをブーストする段階と、
ブースティングイネーブル信号とセルフリフレッシュ制御信号に応答して前記第1ノードを前記第2ノードに電気的に結合する段階と、
第2パルス信号に応答して前記第2ノードをブーストする段階と、を含むことを特徴とする半導体メモリ装置の昇圧電圧の発生方法。 - 前記第1ノードと前記第2ノードとが電気的に結合されたとき、セルフリフレッシュモードで前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間がノーマルモードで前記第2ノードの電位が前記第1ノードの電位と同一になるのにかかる時間より長いことを特徴とする請求項20記載の半導体メモリ装置の昇圧電圧発生方法。
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