JP2007150003A - Insulated signal transmission circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えばＩＰＭ（Intelligent Power Module）の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動するために、その制御回路からＰＷＭ信号をフォトカプラにより電気的に絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路に関するものである。 The present invention relates to an insulating signal transmission circuit that electrically insulates and transmits a PWM signal from a control circuit thereof, for example, in order to drive semiconductor switching elements of upper and lower arms of an IPM (Intelligent Power Module). is there.
最近の車両機器に適用されている電動機の駆動システムは、高効率化、省エネ対策を目的として、図５に示すように電源、昇降圧コンバータ、インバータから構成されている。
ここで、電源１０は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリにより構成されている。昇降圧コンバータ２０は、車両駆動時には、電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）を三相の電動機４０の駆動に適した電圧（例：７５０〔Ｖ〕）に昇圧し、車両の制動時には、発電機となる電動機４０から生じる電圧（例：７５０〔Ｖ〕）を電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）に降圧して電力の回生動作を行う。
An electric motor drive system applied to recent vehicle equipment is composed of a power source, a buck-boost converter, and an inverter as shown in FIG. 5 for the purpose of improving efficiency and saving energy.
Here, the power supply 10 is configured by a power supply voltage from an overhead wire or a battery connected in series. The step-up / down converter 20 boosts the voltage of the power supply circuit (for example, 280 [V]) to a voltage suitable for driving the three-phase electric motor 40 (for example, 750 [V]) when driving the vehicle, and for braking the vehicle. Then, the voltage (eg, 750 [V]) generated from the electric motor 40 serving as a generator is stepped down to the voltage of the power supply circuit (eg, 280 [V]) to perform a power regeneration operation.
インバータ３０は、車両の駆動時には、昇降圧コンバータ２０により昇圧された電圧によって電動機４０の各相に電流を流すようにスイッチング素子をオン・オフし、そのスイッチング周波数を制御することにより車両速度を変化させている。
また、車両の制動時には、各相に生じる交流電圧に同期させてスイッチング素子をオン・オフすることにより、いわゆる整流動作を行い、交流電圧を直流電圧に変換して電源回路に回生している。
When the vehicle is driven, the inverter 30 changes the vehicle speed by turning on and off the switching element so that a current is passed through each phase of the electric motor 40 by the voltage boosted by the step-up / down converter 20 and controlling the switching frequency. I am letting.
When the vehicle is braked, the switching element is turned on / off in synchronization with the AC voltage generated in each phase, so that a so-called rectification operation is performed, the AC voltage is converted into a DC voltage, and the power circuit is regenerated.
図６は、昇降圧コンバータ２０の詳細な構成を示している。
このコンバータ２０は、大別してリアクトル２１、コンデンサ２２、スイッチング部２３，２４、及び、スイッチング部２３，２４をそれぞれ制御する制御回路２５，２６から構成されている。ここで、最近の車両機器の駆動系のスイッチング部２３，２４は、図示するようにＩＧＢＴ２３１，２４１と、これらにそれぞれ逆並列接続されたダイオード２３２，２４２とからなっている。
FIG. 6 shows a detailed configuration of the buck-boost converter 20.
The converter 20 includes a reactor 21, a capacitor 22, switching units 23 and 24, and control circuits 25 and 26 that control the switching units 23 and 24, respectively. Here, the switching parts 23 and 24 of the drive system of recent vehicle equipment are composed of IGBTs 231 and 241 and diodes 232 and 242 respectively connected in reverse parallel to each other as shown in the figure.
上記コンバータ２０の昇降圧動作の原理を以下に説明し、昇圧時におけるリアクトル２１の電流波形を図７に示す。
Ａ．昇圧動作
（１）ＩＧＢＴ２３１がオン（導通）すると、リアクトル２１（インダクタンス値をＬとする）に電流Ｉが流れ、ＬＩ２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２３１がオフ（非導通）すると、スイッチング部２４のダイオード２４２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーがコンデンサ２２に送られる。
The principle of the step-up / step-down operation of the converter 20 will be described below, and the current waveform of the reactor 21 during boosting is shown in FIG.
A. Step-up operation (1) IGBT231 is a result on (conductive), the reactor 21 (inductance value L) plus the current I flows, the energy of the LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 231 is turned off (non-conducting), a current flows through the diode 242 of the switching unit 24, and energy stored in the reactor 21 is sent to the capacitor 22.
Ｂ．降圧動作
（１）ＩＧＢＴ２４１がオンすると、リアクトル２１に電流Ｉが流れ、ＬＩ２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２４１がオフすると、スイッチング部２３のダイオード２３２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーが電源１０へ回生される。
B. If step-down operation (1) IGBT241 is turned on, a current I flows in the reactor 21, the energy of the LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 241 is turned off, a current flows through the diode 232 of the switching unit 23, and the energy stored in the reactor 21 is regenerated to the power supply 10.
ＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティ（ＩＧＢＴ２３１，２４１のスイッチング周期に対する導通期間の割合）を変更すれば、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、このオンデューティの概略の値は、下記の数式１によって求めることができる。
［数式１］
オンデューティ〔％〕＝ＶＬ／ＶＨ
ＶＬ：電源電圧
ＶＨ：昇圧後の電圧
By changing the on-duty of the IGBTs 231 and 241 (the ratio of the conduction period to the switching period of the IGBTs 231 and 241), it is possible to adjust the voltage of the step-up / step-down voltage. Can be obtained.
[Formula 1]
On-duty [%] = V L / V H
V L : Power supply voltage V H : Voltage after boosting
しかしながら、実際には負荷の変動や電源電圧の変動などがあるため、昇降圧後の電圧ＶＨを監視し、これが目標値となるようにＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティを制御している。
図８は、昇降圧コンバータ用のＩＰＭ（Intelligent Power Module）のブロック図であり、大別すると上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０から構成されている。
However, in practice because of the like change or a change in power supply voltage of the load, monitors the voltage V H after buck, which is controlling the on-duty of IGBT231,241 so that the target value.
FIG. 8 is a block diagram of an IPM (Intelligent Power Module) for a step-up / step-down converter, which is roughly composed of an upper arm switching unit 240, a lower arm switching unit 230, and a control circuit 250.
上アームスイッチングユニット２４０は、前述したＩＧＢＴ２４１及びダイオード２４２と、抵抗２４０１，２４０２と、ＩＧＢＴ保護回路２４０３と、ゲート駆動回路２４０４とからなり、また、下アームスイッチングユニット２３０は、前述したＩＧＢＴ２３１及びダイオード２３２と、抵抗２３０１，２３０２と、ＩＧＢＴ保護回路２３０３と、ゲート駆動回路２３０４と、ＶＨ検出回路２３０５とからなっている。ここで、ＶＨ検出回路２３０５は、三角波生成器２３０６、分圧回路２３０７、レベル調整回路２３０８及び比較器２３０９から構成されている。 The upper arm switching unit 240 includes the above-described IGBT 241 and diode 242, resistors 2401 and 2402, IGBT protection circuit 2403, and gate drive circuit 2404. The lower arm switching unit 230 includes the above-described IGBT 231 and diode 232. , Resistors 2301 and 2302, IGBT protection circuit 2303, gate drive circuit 2304, and VH detection circuit 2305. Here, the V H detection circuit 2305 includes a triangular wave generator 2306, a voltage dividing circuit 2307, a level adjustment circuit 2308, and a comparator 2309.
更に、制御回路２５０は、後述するフォトカプラ２５３から出力されるＰＷＭ信号が入力されるローパスフィルタ２５４と、ローパスフィルタ２５４の出力信号と昇降圧指令値とが比較されるＶＨ比較器２５５と、その出力に応じてゲート信号を発生するゲート信号発生器２５６とからなっている。
上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０は互いに電気的に絶縁する必要があるので、フォトカプラ（またはパルストランス等）２５１〜２５３を用いて信号を授受するように構成されている。
Further, the control circuit 250 includes a low-pass filter 254 to which a PWM signal output from a photocoupler 253 described later is input, a V H comparator 255 that compares an output signal of the low-pass filter 254 and a step-up / step-down command value, The gate signal generator 256 generates a gate signal according to the output.
Since the upper arm switching unit 240, the lower arm switching unit 230, and the control circuit 250 need to be electrically insulated from each other, they are configured to transmit and receive signals using photocouplers (or pulse transformers) 251 to 253. ing.
ここで、フォトカプラは、パルストランスと比較して小型、安価であるため、最近では車両機器にも用いられつつある。
図９は、例えば前述のフォトカプラ２５１，２５２の後段に設けられるＩＧＢＴ駆動用ＩＣ（図８におけるＩＧＢＴ保護回路２３０３及びゲート駆動回路２３０４、または、ＩＧＢＴ保護回路２４０３及びゲート駆動回路２４０４）の構成を示すものであり、２６１は温度信号比較器、２６２は電流信号比較器、２６３は論理回路、２６４，２６５はＭＯＳＦＥＴ、２６６は二値化回路、２６７は論理回路、２６８はＩＧＢＴの駆動回路である。
Here, since the photocoupler is smaller and cheaper than the pulse transformer, it is recently being used for vehicle equipment.
9 shows, for example, the configuration of an IGBT driving IC (the IGBT protection circuit 2303 and the gate driving circuit 2304 in FIG. 8 or the IGBT protection circuit 2403 and the gate driving circuit 2404 in FIG. 8) provided at the subsequent stage of the above-described photocouplers 251 and 252. 261 is a temperature signal comparator, 262 is a current signal comparator, 263 is a logic circuit, 264 and 265 are MOSFETs, 266 is a binarization circuit, 267 is a logic circuit, and 268 is an IGBT drive circuit. .
上記ＩＧＢＴ駆動用ＩＣは、以下のような代表的な機能を備えている。
・入力端子（フォトカプラから出力されるＰＷＭ信号の入力端子）への電流吐き出し、吸い込み機能（ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性の向上機能）
・フォトカプラ２５１，２５２から出力されるＰＷＭ信号の二値化機能
・ＩＧＢＴのゲートドライブ機能
・ＩＧＢＴの過電流、過温保護機能
The IGBT driving IC has the following typical functions.
・ Current discharge to the input terminal (input terminal for the PWM signal output from the photocoupler) and suction function (the function to improve the noise resistance of the IGBT drive IC)
-Binarization function of PWM signal output from photocouplers 251 and 252-Gate drive function of IGBT-Overcurrent and overheat protection function of IGBT
上記機能の中で、入力端子への電流吐き出し、入力端子からの電流吸い込み機能は耐ノイズ性の向上を目的としており、図１０に示す如く、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＬを下回らない間は、電流ＩＩＮＨが吐出電流として入力端子から外部に吐き出され、前段回路（フォトカプラ）としてより多くの電流を引き込まないと閾値ＶＩＮＬに到達しないようにしている。一方、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＬを下回ると、電流ＩＩＮＨの吐き出しを止め、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＨを超えるまでは、電流ＩＩＮＬが吸込電流として入力端子から内部に引き込まれ、前段回路（フォトカプラ）としてより多くの電流を吐き出さないと閾値ＶＩＮＨに到達しないようにしている。 Among the above functions, the function of discharging current to the input terminal and sucking current from the input terminal is intended to improve noise resistance. As shown in FIG. 10, while the voltage level of the input signal does not fall below the threshold value VINL. The current I INH is discharged from the input terminal to the outside as an ejection current, and does not reach the threshold value VINL unless a larger amount of current is drawn as a pre-stage circuit (photocoupler). On the other hand, when the voltage level of the input signal is below the threshold value V INL, stop the discharging of the current I INH, until a voltage level of the input signal exceeds the threshold value V INH, drawn into the current I INL is from the input terminal as a sink current Therefore, the threshold voltage VINH is not reached unless a larger amount of current is discharged as the pre-stage circuit (photocoupler).
図１１は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流ＩｆをパラメータとしたＶｃｅ（同コレクタ−エミッタ間電圧）−Ｉｃ（フォトトランジスタのコレクタ電流）特性を示す図であり、前述したＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性の向上を実現するべくコレクタ電流を増加させるには、電流Ｉｆを増加させることが必要となる。
一方、図１２は、フォトカプラの電流変換効率の寿命劣化特性を示すものであり、電流Ｉｆが増加するほど、電流変換効率（ＣＴＲ：Ｉｃ／Ｉｆ）は短時間で低下する傾向がある。
FIG. 11 is a diagram showing the V ce (collector-emitter voltage) -I c (phototransistor collector current) characteristic using the current If flowing through the light-emitting diode of the photocoupler as a parameter. In order to increase the collector current in order to improve the noise resistance of the IC, it is necessary to increase the current If .
On the other hand, FIG. 12 shows the lifetime deterioration characteristic of the current conversion efficiency of the photocoupler, and the current conversion efficiency (CTR: I c / I f ) tends to decrease in a short time as the current If increases. is there.
なお、他の従来技術として、光通信システムに用いられる発光ダイオード駆動回路において、大振幅の電圧信号を印加することなく発光ダイオードを高速に発光／消光させるようにした発明が下記の特許文献１に記載されている。
この従来技術では、発光ダイオードの駆動電流波形の振幅を通流当初は大きくし、その後に小さくする階段状の波形とすることにより、発光ダイオードの光出力波形が高速でオーバーシュートのない立ち上がり特性を有するようにしたものである。
As another prior art, in the light emitting diode driving circuit used in the optical communication system, an invention in which a light emitting diode emits and extinguishes at high speed without applying a voltage signal having a large amplitude is disclosed in Patent Document 1 below. Are listed.
In this prior art, by increasing the amplitude of the drive current waveform of the light emitting diode at the beginning, the stepped waveform is made smaller thereafter, so that the light output waveform of the light emitting diode is high-speed and has no overshoot rise characteristic. It is what you have.
前述したように、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させるためにフォトカプラのコレクタ電流（引き込み電流）ひいては発光ダイオードの電流Ｉｆを定常的に増加させると、電流変換効率が短時間のうちに低下し、これによってＩＧＢＴを駆動するためのＰＷＭ信号が正確に伝送されないおそれがある。
特許文献１に記載された従来技術は、発光ダイオードの駆動電流波形を段階的に変化させるものであるが、発光ダイオードの駆動回路として複数の微分回路が必要であるため回路構成が複雑になると共に、フォトカプラの電流変換効率や伝送精度の向上を図るための手段については何ら言及されていない。
As described above, in order to improve the noise resistance of the IGBT driving IC, if the collector current (drawing current) of the photocoupler, and thus the current If of the light emitting diode, is constantly increased, the current conversion efficiency is reduced within a short time. As a result, the PWM signal for driving the IGBT may not be transmitted accurately.
The prior art described in Patent Document 1 changes the drive current waveform of the light emitting diode in a stepwise manner, but requires a plurality of differentiating circuits as the drive circuit of the light emitting diode, and the circuit configuration becomes complicated. No mention is made of means for improving the current conversion efficiency and transmission accuracy of the photocoupler.
そこで本発明の解決課題は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流の定常的な増加に伴う電流変換効率の低下を抑制して信号の安定した伝送を可能にし、しかも構成簡単な絶縁形信号伝送回路を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an isolated signal transmission circuit that enables stable transmission of signals by suppressing a decrease in current conversion efficiency due to a steady increase in current flowing through a light-emitting diode of a photocoupler, and having a simple configuration. Is to provide.
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させるものである。
In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 is an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits a signal using a photocoupler.
A negative feedback constant current circuit connected in series with the light-emitting diode of the photocoupler and a switching element;
The constant current circuit is:
A constant current control element that is saturated when the switching element is turned off, and that allows a constant current to flow when the switching element is turned on;
When the switching element is turned on by a signal to be transmitted, a transient current is passed through the light-emitting diode via the constant current control element, and thereafter, a substantially constant steady current having an amplitude smaller than the transient current is applied. The light-emitting diode is made to flow through the constant current control element.
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記定電流回路は定電圧素子を備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 2 is the invention according to claim 1,
The constant current circuit includes a constant voltage element, and the constant current control element is a transistor that is forward-biased by the constant voltage element and becomes saturated when the switching element is turned off.
請求項３に記載した発明は、請求項１において、
前記定電流回路はオペアンプを備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 3 is the invention according to claim 1,
The constant current circuit includes an operational amplifier, and the constant current control element is a transistor that is forward-biased by the operational amplifier and is saturated when the switching element is turned off.
請求項４に記載した発明は、請求項２において、
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする。
The invention described in claim 4 is, in claim 2,
The constant voltage element is a Zener diode or a shunt regulator.
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記スイッチング素子がＦＥＴまたはトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 5 is any one of claims 1 to 4,
The switching element is an FET or a transistor.
本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードに直列接続されたスイッチング素子のオフ時に、負帰還形の定電流回路内のトランジスタ等の定電流制御素子を飽和状態に保っておき、伝送するべきＰＷＭ信号等によりスイッチング素子をオンした際に、その後の定常状態よりも振幅の大きい過渡電流を流すことにより、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させる目的で発光ダイオードの電流を定常的に大きくする必要をなくし、これによってフォトカプラの電流変換効率の経時的な低下や信号の伝送ミスを防止することができる。
また、負帰還形の定電流回路はトランジスタやツェナーダイオード、抵抗等によって容易に実現可能であり、回路構成も簡単で安価にて提供できるという効果がある。
According to the present invention, when a switching element connected in series to a light-emitting diode of a photocoupler is turned off, a constant current control element such as a transistor in a negative feedback constant current circuit is kept saturated and PWM to be transmitted. When the switching element is turned on by a signal or the like, the current of the light emitting diode is steadily increased for the purpose of improving the noise resistance of the IGBT driving IC by flowing a transient current having a larger amplitude than that of the subsequent steady state. This eliminates the need to prevent the current conversion efficiency of the photocoupler from decreasing over time and signal transmission errors.
Further, the negative feedback type constant current circuit can be easily realized by a transistor, a Zener diode, a resistor, etc., and there is an effect that the circuit configuration can be provided simply and inexpensively.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態部を示す回路図である。この信号伝送回路はＰＷＭ信号をフォトカプラにより絶縁して、ＩＰＭの上下アームのＩＧＢＴのゲートに伝送するためのものであり、負帰還形の定電流回路１、フォトカプラ２、パルス発生器３、スイッチング素子Ｑ、及び抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，ＲＬから構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. This signal transmission circuit is for isolating a PWM signal by a photocoupler and transmitting it to the gates of the IGBTs of the upper and lower arms of the IPM. The negative feedback type constant current circuit 1, the photocoupler 2, the pulse generator 3, The switching element Q and resistors R g , R d , and RL are included.
定電流回路１は、電源（＋Ｖｃｃ１）に接続された抵抗Ｒｃ及び定電流制御素子としてのｐｎｐ形トランジスタＴｒ１の直列回路と、前記電源（＋Ｖｃｃ１）とトランジスタＴｒ１のベースとの間に接続された定電圧素子としてのツェナーダイオードＺＤと、前記ベースとグラウンドとの間に接続された抵抗Ｒｚとからなっている。
また、前記トランジスタＴｒ１のコレクタとグラウンドとの間には、フォトカプラ２の発光ダイオードＤ１、抵抗Ｒｄ、及び、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑが直列に接続されている。
スイッチング素子Ｑのゲートには、抵抗Ｒｇを介してパルス発生器３からのＰＷＭ信号が入力されている。更に、フォトカプラ２内のフォトトランジスタＴｒ２のコレクタは、負荷抵抗ＲＬを介して電源（＋Ｖｃｃ２）に接続されている。
なお、以下では、抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，ＲＬ，Ｒｃ，Ｒｚの抵抗値を、各々の記号と同様にＲｇ，Ｒｄ，ＲＬ，Ｒｃ，Ｒｚ〔Ω〕として説明する。
Constant current circuit 1, between a series circuit of a pnp transistor Tr 1 as resistor R c and a constant current control element connected to a power source (+ Vcc 1), wherein the power supply (+ Vcc 1) and the base of the transistor Tr 1 And a resistor Rz connected between the base and the ground.
Further, a light emitting diode D 1 , a resistor R d , and a switching element Q such as an n-channel MOSFET are connected in series between the collector of the transistor Tr 1 and the ground.
The gate of the switching element Q, PWM signal from the pulse generator 3 via a resistor R g is input. Further, the collector of the phototransistor Tr 2 in the photocoupler 2 is connected to a power source (+ Vcc 2) via a load resistor R L.
In the following description, the resistor R g, R d, R L , R c, a resistance value of R z, as with each of the symbols R g, R d, R L , R c, as R z [Ω] To do.
上記構成では、トランジスタＴｒ１を定電流制御素子として動作させるため、そのベース電位をツェナーダイオードＺＤによりＶｃｃ１−Ｖｚ（Ｖｚはツェナー電圧）なる値に固定すると、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位は、Ｖｃｃ１−Ｖｚ＋Ｖｂｅ（Ｖｂｅはベース−エミッタ間電圧）となる。
いま、定常動作時（発光ダイオードＤ１を流れる電流Ｉｆが定常状態）には、トランジスタＴｒ１に直列接続された抵抗Ｒｃの電圧降下がＶｚ−Ｖｂｅとなるように、つまり、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位がＶｃｃ１−Ｖｚ＋Ｖｂｅとなるように負帰還動作することにより、電流Ｉｆは下記の数式２によって表される。
［数式２］
Ｉｆ＝（Ｖｚ−Ｖｂｅ ）／Ｒｃ
このとき、スイッチング素子Ｑは単にオン・オフのスイッチング動作を行い、入力信号であるパルス発生器３からのＰＷＭ信号に応じて電流Ｉｆを断続的に流す役割を果たしている。
In the above configuration, for operating the transistor Tr 1 as a constant current control element, when the Vcc 1 -V z the base potential by the Zener diode ZD (V z is the Zener voltage) is fixed to become a value, the emitter potential of the transistor Tr 1 is , Vcc 1 -V z + V be (V be is the base - emitter voltage) becomes.
Now, at the time of steady operation (current I f flowing through the light emitting diode D 1 is the steady state), such that the voltage drop of the series connected resistors R c to the transistor Tr 1 becomes V z -V BE, that is, the transistor By performing a negative feedback operation so that the emitter potential of Tr 1 becomes Vcc 1 −V z + V be , the current If is expressed by the following Equation 2.
[Formula 2]
I f = (V z -V be ) / R c
At this time, the switching element Q simply performs an on / off switching operation, and plays the role of causing the current If to flow intermittently in accordance with the PWM signal from the pulse generator 3 as an input signal.
上記の説明は、電流Ｉｆが定常的に流れている場合のものであるが、スイッチング素子Ｑがオフ状態からオンになる過渡時には、以下に述べるような動作となる。
まず、スイッチング素子Ｑがオフの状態、すなわち電流Ｉｆが零の時には、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位はＶｃｃ１、ベース電位はＶｃｃ１−Ｖｚである。このため、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の接合には順バイアスが印加されており、トランジスタＴｒ１はいわゆる飽和状態（Ｖｃｅ≒０.３〔Ｖ〕）となっている。
この状態でスイッチング素子Ｑがオンすると、トランジスタＴｒ１は電流制御動作を行わないため、発光ダイオードＤ１には、おおむねＶｃｃ１／（Ｒｃ＋Ｒｄ）の大きさの電流Ｉｆが流れる。なお、過渡状態における電流Ｉｆの正確な値は、数式３のようになる。
［数式３］
Ｉｆ＝（Ｖｃｃ１−Ｖｃｅ−Ｖｆ）／（Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｏｎ）
Ｖｃｅ：トランジスタＴｒ１のエミッタ−コレクタ間飽和電圧（≒０.３〔Ｖ〕）
Ｒｏｎ：スイッチング素子Ｑのオン抵抗
Ｖｆ：発光ダイオードＤ１の順方向電圧
The above description is of the case where the current I f flows constantly, the switching element Q is at the time of transition to turn on from the off state, the operation as described below.
First, the switching element Q is off, that is, when the current I f is zero, the emitter potential of the transistor Tr 1 is Vcc 1, the base potential is Vcc 1 -V z. Therefore, the base of the transistor Tr 1 - the junction between the emitter and the forward bias is applied, the transistor Tr 1 is a so-called saturation state (V ce ≒ 0.3 V).
When the switching element Q is turned on in this state, the transistor Tr 1 does not perform a current control operation, and therefore, a current If having a magnitude of approximately Vcc 1 / (R c + R d ) flows through the light emitting diode D 1 . Note that the exact value of the current If in the transient state is expressed by Equation 3.
[Formula 3]
I f = (V cc1 -V ce -V f) / (R c + R d + R on)
V ce : saturation voltage between the emitter and the collector of the transistor Tr 1 (≈0.3 [V])
R on : ON resistance of switching element Q V f : Forward voltage of light-emitting diode D 1
上記の電流Ｉｆ（過渡電流）の振幅は定常時の電流よりも大きな値となるが、前述したようにトランジスタＴｒ１のベース電位が固定されているため、電流Ｉｆは当初の大きさを維持することができず、直ちに減少して定電流値となる。
図１の回路における電流Ｉｆの過渡状態の観測波形を図２に示す。図２の左右各図における上段の波形はパルス発生器３から出力されるＰＷＭ信号波形、下段の波形は電流Ｉｆの波形である。図２から明らかなように、スイッチング素子Ｑがオンしてから約１.６〔μｓ〕の期間は過渡電流として約２０〔ｍＡ〕が流れ、その後、これより小さい約１４.８〔ｍＡ〕の定電流がＰＷＭ信号に同期して流れている。
上記の過渡電流の振幅は、図１における抵抗Ｒｄの値により調整することが可能である。図３は、抵抗Ｒｄの値を小さくして過渡電流値を増加させた例であり、この例では、過渡電流を瞬間的に約４６〔ｍＡ〕まで流している。
Amplitude of the current I f (transient current) becomes a value larger than the current of the steady state, the base potential of the transistor Tr 1 is fixed as described above, the magnitude of the current I f initially It cannot be maintained and immediately decreases to a constant current value.
FIG. 2 shows an observation waveform of the transient state of the current If in the circuit of FIG. The upper waveform in the left and right diagrams of FIG. 2 is the PWM signal waveform output from the pulse generator 3, and the lower waveform is the waveform of the current If . As apparent from FIG. 2, about 20 [mA] flows as a transient current during a period of about 1.6 [μs] after the switching element Q is turned on, and thereafter, about 14.8 [mA] smaller than this flows. A constant current flows in synchronization with the PWM signal.
The amplitude of the above transient current can be adjusted by the value of the resistance Rd in FIG. 3, resistance by reducing the value of R d is an example of increasing the transient current value, in this example, by supplying a transient current to instantaneously about 46 [mA].
上述したように、本実施形態によれば、ツェナーダイオードＺＤやトランジスタＴｒ１等からなる負帰還形の定電流回路１及びスイッチング素子Ｑ等を用いてフォトトカプラ２の発光ダイオードＤ１を駆動するようにし、スイッチング素子Ｑがオフの状態ではトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間を順バイアスしてトランジスタＴｒ１を常に飽和状態に保っておくことにより、スイッチング素子Ｑをオンして発光ダイオードＤ１に電流が流れ始める瞬間には前述の数式３による過渡電流Ｉｆを流し、その後、この電流Ｉｆを負帰還動作により定電流にすることができる。
従って、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させるために電流Ｉｆを定常的に大きくする必要がなく、フォトカプラの電流変換効率の経時的な低下やＰＷＭ信号の伝送ミスを防止することができる。
なお、この実施形態では定電流回路１内の定電圧素子としてツェナーダイオードＺＤを用いているが、シャントレギュレータを用いても良い。また、トランジスタＴｒ１の代わりにＦＥＴを用いても良い。
As described above, according to this embodiment, to drive the light emitting diode D 1 of the photo-preparative coupler 2 with the Zener diode ZD and the transistor Tr 1 and the like negative feedback type of the constant current circuit 1 and the switching element Q such as consisting of and so, the switching element Q is the base of the transistor Tr 1 is turned off - by previously kept constantly saturated transistors Tr 1 to forward bias the emitter, the light emitting diode D 1 by turning on the switching element Q At the moment when the current starts to flow, the transient current If according to Equation 3 described above is passed, and then the current If can be made a constant current by negative feedback operation.
Therefore, there is no need to steadily increase the current If in order to improve the noise resistance of the IGBT driving IC, and it is possible to prevent the current conversion efficiency of the photocoupler from decreasing with time and the PWM signal transmission error. it can.
In this embodiment, the Zener diode ZD is used as the constant voltage element in the constant current circuit 1, but a shunt regulator may be used. It is also possible to use a FET in place of the transistor Tr 1.
次に、図４は本発明の第２実施形態を示す主要部の構成図である。
この実施形態では、発光ダイオードＤ１のアノード側にｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑが接続され、カソード側にｎｐｎ形トランジスタＴｒ１’、演算増幅器ＯＰ、抵抗Ｒｂ，Ｒｉからなる負帰還形の定電流回路１Ａが接続されている点が第１実施形態と相違しており、他の構成は同様である。
Next, FIG. 4 is a block diagram of the main part showing a second embodiment of the present invention.
In this embodiment, the light emitting diode is connected to the switching element Q such as a p-channel MOSFET on the anode side of the D 1, the cathode npn type in side transistor Tr 1 ', an operational amplifier OP, resistors R b, negative feedback type consisting of R i This is different from the first embodiment in that the constant current circuit 1A is connected, and the other configurations are the same.
その動作として、定電流回路１Ａは、発光ダイオードＤ１を流れる電流Ｉｆの定常時には抵抗Ｒｉの一端の電位ｖｉが基準電位ｖｒに一致するようにトランジスタＴｒ１’をオン・オフして定電流制御を行う。
また、スイッチング素子Ｑがオフ状態からオンになる過渡時において、スイッチング素子Ｑがオフの時には電流Ｉｆが流れないため、トランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間には演算増幅器ＯＰにより順方向のバイアス電圧が印加され、トランジスタＴｒ１’は飽和状態となっている。この状態でスイッチング素子Ｑがオンすると、前記同様の原理によっておおむねＶｃｃ１／（Ｒｄ＋Ｒｉ）の大きさの過渡電流Ｉｆが流れる。この電流は定常時よりも大きい値であり、抵抗Ｒｉ及び演算増幅器ＯＰによる負帰還動作によってトランジスタＴｒ１’を流れる電流が減少し、その後、定常値で安定するものである。
As its operation, the constant current circuit 1A turns on and off the transistor Tr 1 ′ so that the potential v i at one end of the resistor R i coincides with the reference potential v r when the current If flowing through the light emitting diode D 1 is steady. To perform constant current control.
In addition, during a transition in which the switching element Q is turned on from the off state, since the current If does not flow when the switching element Q is off, a forward bias is applied between the base and emitter of the transistor Tr 1 ′ by the operational amplifier OP. A voltage is applied, and the transistor Tr 1 ′ is saturated. When the switching element Q is turned on in this state, a transient current If having a magnitude of approximately Vcc 1 / (R d + R i ) flows according to the same principle as described above. This current has a larger value than that in the steady state, and the current flowing through the transistor Tr 1 ′ is decreased by the negative feedback operation by the resistor R i and the operational amplifier OP, and thereafter, is stabilized at the steady value.
この実施形態においても、スイッチング素子Ｑをオンして発光ダイオードＤ１に電流が流れ始める瞬間には比較的大きな過渡電流Ｉｆを流し、その後にこの電流Ｉｆを負帰還動作によってほぼ一定値にすることができ、電流Ｉｆを定常的に大きくすることを不要にしてフォトカプラ２の電流変換効率の経時的な低下やＰＷＭ信号の伝送ミスを防止することが可能である。 Also in this embodiment, the switching elements Q on to flow a relatively large transient current I f is the moment the current starts to flow through the light emitting diode D 1, thereafter a substantially constant value by the negative feedback operation the current I f it can be, it is possible to eliminate the need for increasing the current I f constantly to prevent transmission errors over time decreases and the PWM signal of the current conversion efficiency of the photo-coupler 2.
なお、上記各実施形態では、フォトカプラ２を用いてＰＷＭ信号を伝送する場合につき説明したが、本発明は変調されていないパルス信号やＰＦＭ（パルス周波数変調）信号の伝送にも適用可能である。 In each of the above-described embodiments, the case where the PWM signal is transmitted using the photocoupler 2 has been described. However, the present invention can also be applied to transmission of an unmodulated pulse signal or a PFM (pulse frequency modulation) signal. .
１，１Ａ：定電流回路
２：フォトカプラ
３：パルス発生器
Ｔｒ１，Ｔｒ１’：トランジスタ
Ｔｒ２：フォトトランジスタ
Ｄ１：発光ダイオード（ＬＥＤ）
Ｑ：スイッチング素子
ＺＤ：ツェナーダイオード
Ｒｃ，Ｒｚ，Ｒｄ，Ｒｇ，Ｒｉ，ＲＬ：抵抗
1, 1A: constant current circuit 2: Photocoupler 3: pulse generator Tr 1, Tr 1 ': transistor Tr 2: phototransistors D 1: light emitting diode (LED)
Q: switching element ZD: Zener diode R c , R z , R d , R g , R i , R L : resistance
Claims (5)
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits signals with a photocoupler,
A negative feedback constant current circuit connected in series with the light-emitting diode of the photocoupler and a switching element;
The constant current circuit is:
A constant current control element that is saturated when the switching element is turned off, and that allows a constant current to flow when the switching element is turned on;
When the switching element is turned on by a signal to be transmitted, a transient current is passed through the light-emitting diode via the constant current control element, and thereafter, a substantially constant steady current having an amplitude smaller than the transient current is applied. An insulated signal transmission circuit, wherein the light-emitting diode is passed through the constant current control element.
前記定電流回路は定電圧素子を備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 1,
The constant current circuit includes a constant voltage element,
The insulated signal transmission circuit according to claim 1, wherein the constant current control element is a transistor that is forward biased by the constant voltage element and becomes saturated when the switching element is turned off.
前記定電流回路はオペアンプを備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 1,
The constant current circuit includes an operational amplifier,
The insulated signal transmission circuit according to claim 1, wherein the constant current control element is a transistor that is forward biased by the operational amplifier and becomes saturated when the switching element is turned off.
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 2,
The insulated signal transmission circuit, wherein the constant voltage element is a Zener diode or a shunt regulator.
前記スイッチング素子がＦＥＴまたはトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to any one of claims 1 to 4,
An insulating signal transmission circuit, wherein the switching element is an FET or a transistor.
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