JP2007150003A - Insulated signal transmission circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えばIPM(Intelligent Power Module)の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動するために、その制御回路からPWM信号をフォトカプラにより電気的に絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路に関するものである。 The present invention relates to an insulating signal transmission circuit that electrically insulates and transmits a PWM signal from a control circuit thereof, for example, in order to drive semiconductor switching elements of upper and lower arms of an IPM (Intelligent Power Module). is there.
最近の車両機器に適用されている電動機の駆動システムは、高効率化、省エネ対策を目的として、図5に示すように電源、昇降圧コンバータ、インバータから構成されている。
ここで、電源10は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリにより構成されている。昇降圧コンバータ20は、車両駆動時には、電源回路の電圧(例:280〔V〕)を三相の電動機40の駆動に適した電圧(例:750〔V〕)に昇圧し、車両の制動時には、発電機となる電動機40から生じる電圧(例:750〔V〕)を電源回路の電圧(例:280〔V〕)に降圧して電力の回生動作を行う。
An electric motor drive system applied to recent vehicle equipment is composed of a power source, a buck-boost converter, and an inverter as shown in FIG. 5 for the purpose of improving efficiency and saving energy.
Here, the power supply 10 is configured by a power supply voltage from an overhead wire or a battery connected in series. The step-up / down converter 20 boosts the voltage of the power supply circuit (for example, 280 [V]) to a voltage suitable for driving the three-phase electric motor 40 (for example, 750 [V]) when driving the vehicle, and for braking the vehicle. Then, the voltage (eg, 750 [V]) generated from the electric motor 40 serving as a generator is stepped down to the voltage of the power supply circuit (eg, 280 [V]) to perform a power regeneration operation.
インバータ30は、車両の駆動時には、昇降圧コンバータ20により昇圧された電圧によって電動機40の各相に電流を流すようにスイッチング素子をオン・オフし、そのスイッチング周波数を制御することにより車両速度を変化させている。
また、車両の制動時には、各相に生じる交流電圧に同期させてスイッチング素子をオン・オフすることにより、いわゆる整流動作を行い、交流電圧を直流電圧に変換して電源回路に回生している。
When the vehicle is driven, the inverter 30 changes the vehicle speed by turning on and off the switching element so that a current is passed through each phase of the electric motor 40 by the voltage boosted by the step-up / down converter 20 and controlling the switching frequency. I am letting.
When the vehicle is braked, the switching element is turned on / off in synchronization with the AC voltage generated in each phase, so that a so-called rectification operation is performed, the AC voltage is converted into a DC voltage, and the power circuit is regenerated.
図6は、昇降圧コンバータ20の詳細な構成を示している。
このコンバータ20は、大別してリアクトル21、コンデンサ22、スイッチング部23,24、及び、スイッチング部23,24をそれぞれ制御する制御回路25,26から構成されている。ここで、最近の車両機器の駆動系のスイッチング部23,24は、図示するようにIGBT231,241と、これらにそれぞれ逆並列接続されたダイオード232,242とからなっている。
FIG. 6 shows a detailed configuration of the buck-boost converter 20.
The converter 20 includes a reactor 21, a capacitor 22, switching units 23 and 24, and control circuits 25 and 26 that control the switching units 23 and 24, respectively. Here, the switching parts 23 and 24 of the drive system of recent vehicle equipment are composed of IGBTs 231 and 241 and diodes 232 and 242 respectively connected in reverse parallel to each other as shown in the figure.
上記コンバータ20の昇降圧動作の原理を以下に説明し、昇圧時におけるリアクトル21の電流波形を図7に示す。
A.昇圧動作
(1)IGBT231がオン(導通)すると、リアクトル21(インダクタンス値をLとする)に電流Iが流れ、LI2/2のエネルギーが蓄積される。
(2)IGBT231がオフ(非導通)すると、スイッチング部24のダイオード242に電流が流れ、リアクトル21に蓄えられたエネルギーがコンデンサ22に送られる。
The principle of the step-up / step-down operation of the converter 20 will be described below, and the current waveform of the reactor 21 during boosting is shown in FIG.
A. Step-up operation (1) IGBT231 is a result on (conductive), the reactor 21 (inductance value L) plus the current I flows, the energy of the LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 231 is turned off (non-conducting), a current flows through the diode 242 of the switching unit 24, and energy stored in the reactor 21 is sent to the capacitor 22.
B.降圧動作
(1)IGBT241がオンすると、リアクトル21に電流Iが流れ、LI2/2のエネルギーが蓄積される。
(2)IGBT241がオフすると、スイッチング部23のダイオード232に電流が流れ、リアクトル21に蓄えられたエネルギーが電源10へ回生される。
B. If step-down operation (1) IGBT241 is turned on, a current I flows in the reactor 21, the energy of the LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 241 is turned off, a current flows through the diode 232 of the switching unit 23, and the energy stored in the reactor 21 is regenerated to the power supply 10.
IGBT231,241のオンデューティ(IGBT231,241のスイッチング周期に対する導通期間の割合)を変更すれば、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、このオンデューティの概略の値は、下記の数式1によって求めることができる。
[数式1]
オンデューティ〔%〕=VL/VH
VL:電源電圧
VH:昇圧後の電圧
By changing the on-duty of the IGBTs 231 and 241 (the ratio of the conduction period to the switching period of the IGBTs 231 and 241), it is possible to adjust the voltage of the step-up / step-down voltage. Can be obtained.
[Formula 1]
On-duty [%] = V L / V H
V L : Power supply voltage V H : Voltage after boosting
しかしながら、実際には負荷の変動や電源電圧の変動などがあるため、昇降圧後の電圧VHを監視し、これが目標値となるようにIGBT231,241のオンデューティを制御している。
図8は、昇降圧コンバータ用のIPM(Intelligent Power Module)のブロック図であり、大別すると上アームスイッチングユニット240、下アームスイッチングユニット230、及び制御回路250から構成されている。
However, in practice because of the like change or a change in power supply voltage of the load, monitors the voltage V H after buck, which is controlling the on-duty of IGBT231,241 so that the target value.
FIG. 8 is a block diagram of an IPM (Intelligent Power Module) for a step-up / step-down converter, which is roughly composed of an upper arm switching unit 240, a lower arm switching unit 230, and a control circuit 250.
上アームスイッチングユニット240は、前述したIGBT241及びダイオード242と、抵抗2401,2402と、IGBT保護回路2403と、ゲート駆動回路2404とからなり、また、下アームスイッチングユニット230は、前述したIGBT231及びダイオード232と、抵抗2301,2302と、IGBT保護回路2303と、ゲート駆動回路2304と、VH検出回路2305とからなっている。ここで、VH検出回路2305は、三角波生成器2306、分圧回路2307、レベル調整回路2308及び比較器2309から構成されている。 The upper arm switching unit 240 includes the above-described IGBT 241 and diode 242, resistors 2401 and 2402, IGBT protection circuit 2403, and gate drive circuit 2404. The lower arm switching unit 230 includes the above-described IGBT 231 and diode 232. , Resistors 2301 and 2302, IGBT protection circuit 2303, gate drive circuit 2304, and VH detection circuit 2305. Here, the V H detection circuit 2305 includes a triangular wave generator 2306, a voltage dividing circuit 2307, a level adjustment circuit 2308, and a comparator 2309.
更に、制御回路250は、後述するフォトカプラ253から出力されるPWM信号が入力されるローパスフィルタ254と、ローパスフィルタ254の出力信号と昇降圧指令値とが比較されるVH比較器255と、その出力に応じてゲート信号を発生するゲート信号発生器256とからなっている。
上アームスイッチングユニット240、下アームスイッチングユニット230、及び制御回路250は互いに電気的に絶縁する必要があるので、フォトカプラ(またはパルストランス等)251〜253を用いて信号を授受するように構成されている。
Further, the control circuit 250 includes a low-pass filter 254 to which a PWM signal output from a photocoupler 253 described later is input, a V H comparator 255 that compares an output signal of the low-pass filter 254 and a step-up / step-down command value, The gate signal generator 256 generates a gate signal according to the output.
Since the upper arm switching unit 240, the lower arm switching unit 230, and the control circuit 250 need to be electrically insulated from each other, they are configured to transmit and receive signals using photocouplers (or pulse transformers) 251 to 253. ing.
ここで、フォトカプラは、パルストランスと比較して小型、安価であるため、最近では車両機器にも用いられつつある。
図9は、例えば前述のフォトカプラ251,252の後段に設けられるIGBT駆動用IC(図8におけるIGBT保護回路2303及びゲート駆動回路2304、または、IGBT保護回路2403及びゲート駆動回路2404)の構成を示すものであり、261は温度信号比較器、262は電流信号比較器、263は論理回路、264,265はMOSFET、266は二値化回路、267は論理回路、268はIGBTの駆動回路である。
Here, since the photocoupler is smaller and cheaper than the pulse transformer, it is recently being used for vehicle equipment.
9 shows, for example, the configuration of an IGBT driving IC (the IGBT protection circuit 2303 and the gate driving circuit 2304 in FIG. 8 or the IGBT protection circuit 2403 and the gate driving circuit 2404 in FIG. 8) provided at the subsequent stage of the above-described photocouplers 251 and 252. 261 is a temperature signal comparator, 262 is a current signal comparator, 263 is a logic circuit, 264 and 265 are MOSFETs, 266 is a binarization circuit, 267 is a logic circuit, and 268 is an IGBT drive circuit. .
上記IGBT駆動用ICは、以下のような代表的な機能を備えている。
・入力端子(フォトカプラから出力されるPWM信号の入力端子)への電流吐き出し、吸い込み機能(IGBT駆動用ICの耐ノイズ性の向上機能)
・フォトカプラ251,252から出力されるPWM信号の二値化機能
・IGBTのゲートドライブ機能
・IGBTの過電流、過温保護機能
The IGBT driving IC has the following typical functions.
・ Current discharge to the input terminal (input terminal for the PWM signal output from the photocoupler) and suction function (the function to improve the noise resistance of the IGBT drive IC)
-Binarization function of PWM signal output from photocouplers 251 and 252-Gate drive function of IGBT-Overcurrent and overheat protection function of IGBT
上記機能の中で、入力端子への電流吐き出し、入力端子からの電流吸い込み機能は耐ノイズ性の向上を目的としており、図10に示す如く、入力信号の電圧レベルが閾値VINLを下回らない間は、電流IINHが吐出電流として入力端子から外部に吐き出され、前段回路(フォトカプラ)としてより多くの電流を引き込まないと閾値VINLに到達しないようにしている。一方、入力信号の電圧レベルが閾値VINLを下回ると、電流IINHの吐き出しを止め、入力信号の電圧レベルが閾値VINHを超えるまでは、電流IINLが吸込電流として入力端子から内部に引き込まれ、前段回路(フォトカプラ)としてより多くの電流を吐き出さないと閾値VINHに到達しないようにしている。 Among the above functions, the function of discharging current to the input terminal and sucking current from the input terminal is intended to improve noise resistance. As shown in FIG. 10, while the voltage level of the input signal does not fall below the threshold value VINL. The current I INH is discharged from the input terminal to the outside as an ejection current, and does not reach the threshold value VINL unless a larger amount of current is drawn as a pre-stage circuit (photocoupler). On the other hand, when the voltage level of the input signal is below the threshold value V INL, stop the discharging of the current I INH, until a voltage level of the input signal exceeds the threshold value V INH, drawn into the current I INL is from the input terminal as a sink current Therefore, the threshold voltage VINH is not reached unless a larger amount of current is discharged as the pre-stage circuit (photocoupler).
図11は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流IfをパラメータとしたVce(同コレクタ−エミッタ間電圧)−Ic(フォトトランジスタのコレクタ電流)特性を示す図であり、前述したIGBT駆動用ICの耐ノイズ性の向上を実現するべくコレクタ電流を増加させるには、電流Ifを増加させることが必要となる。
一方、図12は、フォトカプラの電流変換効率の寿命劣化特性を示すものであり、電流Ifが増加するほど、電流変換効率(CTR:Ic/If)は短時間で低下する傾向がある。
FIG. 11 is a diagram showing the V ce (collector-emitter voltage) -I c (phototransistor collector current) characteristic using the current If flowing through the light-emitting diode of the photocoupler as a parameter. In order to increase the collector current in order to improve the noise resistance of the IC, it is necessary to increase the current If .
On the other hand, FIG. 12 shows the lifetime deterioration characteristic of the current conversion efficiency of the photocoupler, and the current conversion efficiency (CTR: I c / I f ) tends to decrease in a short time as the current If increases. is there.
なお、他の従来技術として、光通信システムに用いられる発光ダイオード駆動回路において、大振幅の電圧信号を印加することなく発光ダイオードを高速に発光/消光させるようにした発明が下記の特許文献1に記載されている。
この従来技術では、発光ダイオードの駆動電流波形の振幅を通流当初は大きくし、その後に小さくする階段状の波形とすることにより、発光ダイオードの光出力波形が高速でオーバーシュートのない立ち上がり特性を有するようにしたものである。
As another prior art, in the light emitting diode driving circuit used in the optical communication system, an invention in which a light emitting diode emits and extinguishes at high speed without applying a voltage signal having a large amplitude is disclosed in Patent Document 1 below. Are listed.
In this prior art, by increasing the amplitude of the drive current waveform of the light emitting diode at the beginning, the stepped waveform is made smaller thereafter, so that the light output waveform of the light emitting diode is high-speed and has no overshoot rise characteristic. It is what you have.
前述したように、IGBT駆動用ICの耐ノイズ性を向上させるためにフォトカプラのコレクタ電流(引き込み電流)ひいては発光ダイオードの電流Ifを定常的に増加させると、電流変換効率が短時間のうちに低下し、これによってIGBTを駆動するためのPWM信号が正確に伝送されないおそれがある。
特許文献1に記載された従来技術は、発光ダイオードの駆動電流波形を段階的に変化させるものであるが、発光ダイオードの駆動回路として複数の微分回路が必要であるため回路構成が複雑になると共に、フォトカプラの電流変換効率や伝送精度の向上を図るための手段については何ら言及されていない。
As described above, in order to improve the noise resistance of the IGBT driving IC, if the collector current (drawing current) of the photocoupler, and thus the current If of the light emitting diode, is constantly increased, the current conversion efficiency is reduced within a short time. As a result, the PWM signal for driving the IGBT may not be transmitted accurately.
The prior art described in Patent Document 1 changes the drive current waveform of the light emitting diode in a stepwise manner, but requires a plurality of differentiating circuits as the drive circuit of the light emitting diode, and the circuit configuration becomes complicated. No mention is made of means for improving the current conversion efficiency and transmission accuracy of the photocoupler.
そこで本発明の解決課題は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流の定常的な増加に伴う電流変換効率の低下を抑制して信号の安定した伝送を可能にし、しかも構成簡単な絶縁形信号伝送回路を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an isolated signal transmission circuit that enables stable transmission of signals by suppressing a decrease in current conversion efficiency due to a steady increase in current flowing through a light-emitting diode of a photocoupler, and having a simple configuration. Is to provide.
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させるものである。
In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 is an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits a signal using a photocoupler.
A negative feedback constant current circuit connected in series with the light-emitting diode of the photocoupler and a switching element;
The constant current circuit is:
A constant current control element that is saturated when the switching element is turned off, and that allows a constant current to flow when the switching element is turned on;
When the switching element is turned on by a signal to be transmitted, a transient current is passed through the light-emitting diode via the constant current control element, and thereafter, a substantially constant steady current having an amplitude smaller than the transient current is applied. The light-emitting diode is made to flow through the constant current control element.
請求項2に記載した発明は、請求項1において、
前記定電流回路は定電圧素子を備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 2 is the invention according to claim 1,
The constant current circuit includes a constant voltage element, and the constant current control element is a transistor that is forward-biased by the constant voltage element and becomes saturated when the switching element is turned off.
請求項3に記載した発明は、請求項1において、
前記定電流回路はオペアンプを備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 3 is the invention according to claim 1,
The constant current circuit includes an operational amplifier, and the constant current control element is a transistor that is forward-biased by the operational amplifier and is saturated when the switching element is turned off.
請求項4に記載した発明は、請求項2において、
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする。
The invention described in claim 4 is, in claim 2,
The constant voltage element is a Zener diode or a shunt regulator.
請求項5に記載した発明は、請求項1〜4の何れか1項において、
前記スイッチング素子がFETまたはトランジスタであることを特徴とする。
The invention described in claim 5 is any one of claims 1 to 4,
The switching element is an FET or a transistor.
本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードに直列接続されたスイッチング素子のオフ時に、負帰還形の定電流回路内のトランジスタ等の定電流制御素子を飽和状態に保っておき、伝送するべきPWM信号等によりスイッチング素子をオンした際に、その後の定常状態よりも振幅の大きい過渡電流を流すことにより、IGBT駆動用ICの耐ノイズ性を向上させる目的で発光ダイオードの電流を定常的に大きくする必要をなくし、これによってフォトカプラの電流変換効率の経時的な低下や信号の伝送ミスを防止することができる。
また、負帰還形の定電流回路はトランジスタやツェナーダイオード、抵抗等によって容易に実現可能であり、回路構成も簡単で安価にて提供できるという効果がある。
According to the present invention, when a switching element connected in series to a light-emitting diode of a photocoupler is turned off, a constant current control element such as a transistor in a negative feedback constant current circuit is kept saturated and PWM to be transmitted. When the switching element is turned on by a signal or the like, the current of the light emitting diode is steadily increased for the purpose of improving the noise resistance of the IGBT driving IC by flowing a transient current having a larger amplitude than that of the subsequent steady state. This eliminates the need to prevent the current conversion efficiency of the photocoupler from decreasing over time and signal transmission errors.
Further, the negative feedback type constant current circuit can be easily realized by a transistor, a Zener diode, a resistor, etc., and there is an effect that the circuit configuration can be provided simply and inexpensively.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は、本発明の第1実施形態部を示す回路図である。この信号伝送回路はPWM信号をフォトカプラにより絶縁して、IPMの上下アームのIGBTのゲートに伝送するためのものであり、負帰還形の定電流回路1、フォトカプラ2、パルス発生器3、スイッチング素子Q、及び抵抗Rg,Rd,RLから構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. This signal transmission circuit is for isolating a PWM signal by a photocoupler and transmitting it to the gates of the IGBTs of the upper and lower arms of the IPM. The negative feedback type constant current circuit 1, the photocoupler 2, the pulse generator 3, The switching element Q and resistors R g , R d , and RL are included.
定電流回路1は、電源(+Vcc1)に接続された抵抗Rc及び定電流制御素子としてのpnp形トランジスタTr1の直列回路と、前記電源(+Vcc1)とトランジスタTr1のベースとの間に接続された定電圧素子としてのツェナーダイオードZDと、前記ベースとグラウンドとの間に接続された抵抗Rzとからなっている。
また、前記トランジスタTr1のコレクタとグラウンドとの間には、フォトカプラ2の発光ダイオードD1、抵抗Rd、及び、nチャンネルMOSFET等のスイッチング素子Qが直列に接続されている。
スイッチング素子Qのゲートには、抵抗Rgを介してパルス発生器3からのPWM信号が入力されている。更に、フォトカプラ2内のフォトトランジスタTr2のコレクタは、負荷抵抗RLを介して電源(+Vcc2)に接続されている。
なお、以下では、抵抗Rg,Rd,RL,Rc,Rzの抵抗値を、各々の記号と同様にRg,Rd,RL,Rc,Rz〔Ω〕として説明する。
Constant current circuit 1, between a series circuit of a pnp transistor Tr 1 as resistor R c and a constant current control element connected to a power source (+ Vcc 1), wherein the power supply (+ Vcc 1) and the base of the transistor Tr 1 And a resistor Rz connected between the base and the ground.
Further, a light emitting diode D 1 , a resistor R d , and a switching element Q such as an n-channel MOSFET are connected in series between the collector of the transistor Tr 1 and the ground.
The gate of the switching element Q, PWM signal from the pulse generator 3 via a resistor R g is input. Further, the collector of the phototransistor Tr 2 in the photocoupler 2 is connected to a power source (+ Vcc 2) via a load resistor R L.
In the following description, the resistor R g, R d, R L , R c, a resistance value of R z, as with each of the symbols R g, R d, R L , R c, as R z [Ω] To do.
上記構成では、トランジスタTr1を定電流制御素子として動作させるため、そのベース電位をツェナーダイオードZDによりVcc1−Vz(Vzはツェナー電圧)なる値に固定すると、トランジスタTr1のエミッタ電位は、Vcc1−Vz+Vbe(Vbeはベース−エミッタ間電圧)となる。
いま、定常動作時(発光ダイオードD1を流れる電流Ifが定常状態)には、トランジスタTr1に直列接続された抵抗Rcの電圧降下がVz−Vbeとなるように、つまり、トランジスタTr1のエミッタ電位がVcc1−Vz+Vbeとなるように負帰還動作することにより、電流Ifは下記の数式2によって表される。
[数式2]
If=(Vz−Vbe )/Rc
このとき、スイッチング素子Qは単にオン・オフのスイッチング動作を行い、入力信号であるパルス発生器3からのPWM信号に応じて電流Ifを断続的に流す役割を果たしている。
In the above configuration, for operating the transistor Tr 1 as a constant current control element, when the Vcc 1 -V z the base potential by the Zener diode ZD (V z is the Zener voltage) is fixed to become a value, the emitter potential of the transistor Tr 1 is , Vcc 1 -V z + V be (V be is the base - emitter voltage) becomes.
Now, at the time of steady operation (current I f flowing through the light emitting diode D 1 is the steady state), such that the voltage drop of the series connected resistors R c to the transistor Tr 1 becomes V z -V BE, that is, the transistor By performing a negative feedback operation so that the emitter potential of Tr 1 becomes Vcc 1 −V z + V be , the current If is expressed by the following Equation 2.
[Formula 2]
I f = (V z -V be ) / R c
At this time, the switching element Q simply performs an on / off switching operation, and plays the role of causing the current If to flow intermittently in accordance with the PWM signal from the pulse generator 3 as an input signal.
上記の説明は、電流Ifが定常的に流れている場合のものであるが、スイッチング素子Qがオフ状態からオンになる過渡時には、以下に述べるような動作となる。
まず、スイッチング素子Qがオフの状態、すなわち電流Ifが零の時には、トランジスタTr1のエミッタ電位はVcc1、ベース電位はVcc1−Vzである。このため、トランジスタTr1のベース−エミッタ間の接合には順バイアスが印加されており、トランジスタTr1はいわゆる飽和状態(Vce≒0.3〔V〕)となっている。
この状態でスイッチング素子Qがオンすると、トランジスタTr1は電流制御動作を行わないため、発光ダイオードD1には、おおむねVcc1/(Rc+Rd)の大きさの電流Ifが流れる。なお、過渡状態における電流Ifの正確な値は、数式3のようになる。
[数式3]
If=(Vcc1−Vce−Vf)/(Rc+Rd+Ron)
Vce:トランジスタTr1のエミッタ−コレクタ間飽和電圧(≒0.3〔V〕)
Ron:スイッチング素子Qのオン抵抗
Vf:発光ダイオードD1の順方向電圧
The above description is of the case where the current I f flows constantly, the switching element Q is at the time of transition to turn on from the off state, the operation as described below.
First, the switching element Q is off, that is, when the current I f is zero, the emitter potential of the transistor Tr 1 is Vcc 1, the base potential is Vcc 1 -V z. Therefore, the base of the transistor Tr 1 - the junction between the emitter and the forward bias is applied, the transistor Tr 1 is a so-called saturation state (V ce ≒ 0.3 V).
When the switching element Q is turned on in this state, the transistor Tr 1 does not perform a current control operation, and therefore, a current If having a magnitude of approximately Vcc 1 / (R c + R d ) flows through the light emitting diode D 1 . Note that the exact value of the current If in the transient state is expressed by Equation 3.
[Formula 3]
I f = (V cc1 -V ce -V f) / (R c + R d + R on)
V ce : saturation voltage between the emitter and the collector of the transistor Tr 1 (≈0.3 [V])
R on : ON resistance of switching element Q V f : Forward voltage of light-emitting diode D 1
上記の電流If(過渡電流)の振幅は定常時の電流よりも大きな値となるが、前述したようにトランジスタTr1のベース電位が固定されているため、電流Ifは当初の大きさを維持することができず、直ちに減少して定電流値となる。
図1の回路における電流Ifの過渡状態の観測波形を図2に示す。図2の左右各図における上段の波形はパルス発生器3から出力されるPWM信号波形、下段の波形は電流Ifの波形である。図2から明らかなように、スイッチング素子Qがオンしてから約1.6〔μs〕の期間は過渡電流として約20〔mA〕が流れ、その後、これより小さい約14.8〔mA〕の定電流がPWM信号に同期して流れている。
上記の過渡電流の振幅は、図1における抵抗Rdの値により調整することが可能である。図3は、抵抗Rdの値を小さくして過渡電流値を増加させた例であり、この例では、過渡電流を瞬間的に約46〔mA〕まで流している。
Amplitude of the current I f (transient current) becomes a value larger than the current of the steady state, the base potential of the transistor Tr 1 is fixed as described above, the magnitude of the current I f initially It cannot be maintained and immediately decreases to a constant current value.
FIG. 2 shows an observation waveform of the transient state of the current If in the circuit of FIG. The upper waveform in the left and right diagrams of FIG. 2 is the PWM signal waveform output from the pulse generator 3, and the lower waveform is the waveform of the current If . As apparent from FIG. 2, about 20 [mA] flows as a transient current during a period of about 1.6 [μs] after the switching element Q is turned on, and thereafter, about 14.8 [mA] smaller than this flows. A constant current flows in synchronization with the PWM signal.
The amplitude of the above transient current can be adjusted by the value of the resistance Rd in FIG. 3, resistance by reducing the value of R d is an example of increasing the transient current value, in this example, by supplying a transient current to instantaneously about 46 [mA].
上述したように、本実施形態によれば、ツェナーダイオードZDやトランジスタTr1等からなる負帰還形の定電流回路1及びスイッチング素子Q等を用いてフォトトカプラ2の発光ダイオードD1を駆動するようにし、スイッチング素子Qがオフの状態ではトランジスタTr1のベース−エミッタ間を順バイアスしてトランジスタTr1を常に飽和状態に保っておくことにより、スイッチング素子Qをオンして発光ダイオードD1に電流が流れ始める瞬間には前述の数式3による過渡電流Ifを流し、その後、この電流Ifを負帰還動作により定電流にすることができる。
従って、IGBT駆動用ICの耐ノイズ性を向上させるために電流Ifを定常的に大きくする必要がなく、フォトカプラの電流変換効率の経時的な低下やPWM信号の伝送ミスを防止することができる。
なお、この実施形態では定電流回路1内の定電圧素子としてツェナーダイオードZDを用いているが、シャントレギュレータを用いても良い。また、トランジスタTr1の代わりにFETを用いても良い。
As described above, according to this embodiment, to drive the light emitting diode D 1 of the photo-preparative coupler 2 with the Zener diode ZD and the transistor Tr 1 and the like negative feedback type of the constant current circuit 1 and the switching element Q such as consisting of and so, the switching element Q is the base of the transistor Tr 1 is turned off - by previously kept constantly saturated transistors Tr 1 to forward bias the emitter, the light emitting diode D 1 by turning on the switching element Q At the moment when the current starts to flow, the transient current If according to Equation 3 described above is passed, and then the current If can be made a constant current by negative feedback operation.
Therefore, there is no need to steadily increase the current If in order to improve the noise resistance of the IGBT driving IC, and it is possible to prevent the current conversion efficiency of the photocoupler from decreasing with time and the PWM signal transmission error. it can.
In this embodiment, the Zener diode ZD is used as the constant voltage element in the constant current circuit 1, but a shunt regulator may be used. It is also possible to use a FET in place of the transistor Tr 1.
次に、図4は本発明の第2実施形態を示す主要部の構成図である。
この実施形態では、発光ダイオードD1のアノード側にpチャンネルMOSFET等のスイッチング素子Qが接続され、カソード側にnpn形トランジスタTr1’、演算増幅器OP、抵抗Rb,Riからなる負帰還形の定電流回路1Aが接続されている点が第1実施形態と相違しており、他の構成は同様である。
Next, FIG. 4 is a block diagram of the main part showing a second embodiment of the present invention.
In this embodiment, the light emitting diode is connected to the switching element Q such as a p-channel MOSFET on the anode side of the D 1, the cathode npn type in side transistor Tr 1 ', an operational amplifier OP, resistors R b, negative feedback type consisting of R i This is different from the first embodiment in that the constant current circuit 1A is connected, and the other configurations are the same.
その動作として、定電流回路1Aは、発光ダイオードD1を流れる電流Ifの定常時には抵抗Riの一端の電位viが基準電位vrに一致するようにトランジスタTr1’をオン・オフして定電流制御を行う。
また、スイッチング素子Qがオフ状態からオンになる過渡時において、スイッチング素子Qがオフの時には電流Ifが流れないため、トランジスタTr1’のベース−エミッタ間には演算増幅器OPにより順方向のバイアス電圧が印加され、トランジスタTr1’は飽和状態となっている。この状態でスイッチング素子Qがオンすると、前記同様の原理によっておおむねVcc1/(Rd+Ri)の大きさの過渡電流Ifが流れる。この電流は定常時よりも大きい値であり、抵抗Ri及び演算増幅器OPによる負帰還動作によってトランジスタTr1’を流れる電流が減少し、その後、定常値で安定するものである。
As its operation, the constant current circuit 1A turns on and off the transistor Tr 1 ′ so that the potential v i at one end of the resistor R i coincides with the reference potential v r when the current If flowing through the light emitting diode D 1 is steady. To perform constant current control.
In addition, during a transition in which the switching element Q is turned on from the off state, since the current If does not flow when the switching element Q is off, a forward bias is applied between the base and emitter of the transistor Tr 1 ′ by the operational amplifier OP. A voltage is applied, and the transistor Tr 1 ′ is saturated. When the switching element Q is turned on in this state, a transient current If having a magnitude of approximately Vcc 1 / (R d + R i ) flows according to the same principle as described above. This current has a larger value than that in the steady state, and the current flowing through the transistor Tr 1 ′ is decreased by the negative feedback operation by the resistor R i and the operational amplifier OP, and thereafter, is stabilized at the steady value.
この実施形態においても、スイッチング素子Qをオンして発光ダイオードD1に電流が流れ始める瞬間には比較的大きな過渡電流Ifを流し、その後にこの電流Ifを負帰還動作によってほぼ一定値にすることができ、電流Ifを定常的に大きくすることを不要にしてフォトカプラ2の電流変換効率の経時的な低下やPWM信号の伝送ミスを防止することが可能である。 Also in this embodiment, the switching elements Q on to flow a relatively large transient current I f is the moment the current starts to flow through the light emitting diode D 1, thereafter a substantially constant value by the negative feedback operation the current I f it can be, it is possible to eliminate the need for increasing the current I f constantly to prevent transmission errors over time decreases and the PWM signal of the current conversion efficiency of the photo-coupler 2.
なお、上記各実施形態では、フォトカプラ2を用いてPWM信号を伝送する場合につき説明したが、本発明は変調されていないパルス信号やPFM(パルス周波数変調)信号の伝送にも適用可能である。 In each of the above-described embodiments, the case where the PWM signal is transmitted using the photocoupler 2 has been described. However, the present invention can also be applied to transmission of an unmodulated pulse signal or a PFM (pulse frequency modulation) signal. .
1,1A:定電流回路
2:フォトカプラ
3:パルス発生器
Tr1,Tr1’:トランジスタ
Tr2:フォトトランジスタ
D1:発光ダイオード(LED)
Q:スイッチング素子
ZD:ツェナーダイオード
Rc,Rz,Rd,Rg,Ri,RL:抵抗
1, 1A: constant current circuit 2: Photocoupler 3: pulse generator Tr 1, Tr 1 ': transistor Tr 2: phototransistors D 1: light emitting diode (LED)
Q: switching element ZD: Zener diode R c , R z , R d , R g , R i , R L : resistance
Claims (5)
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits signals with a photocoupler,
A negative feedback constant current circuit connected in series with the light-emitting diode of the photocoupler and a switching element;
The constant current circuit is:
A constant current control element that is saturated when the switching element is turned off, and that allows a constant current to flow when the switching element is turned on;
When the switching element is turned on by a signal to be transmitted, a transient current is passed through the light-emitting diode via the constant current control element, and thereafter, a substantially constant steady current having an amplitude smaller than the transient current is applied. An insulated signal transmission circuit, wherein the light-emitting diode is passed through the constant current control element.
前記定電流回路は定電圧素子を備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 1,
The constant current circuit includes a constant voltage element,
The insulated signal transmission circuit according to claim 1, wherein the constant current control element is a transistor that is forward biased by the constant voltage element and becomes saturated when the switching element is turned off.
前記定電流回路はオペアンプを備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 1,
The constant current circuit includes an operational amplifier,
The insulated signal transmission circuit according to claim 1, wherein the constant current control element is a transistor that is forward biased by the operational amplifier and becomes saturated when the switching element is turned off.
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to claim 2,
The insulated signal transmission circuit, wherein the constant voltage element is a Zener diode or a shunt regulator.
前記スイッチング素子がFETまたはトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。 In the insulated signal transmission circuit according to any one of claims 1 to 4,
An insulating signal transmission circuit, wherein the switching element is an FET or a transistor.
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