JP2008028589A

JP2008028589A - Insulated type signal transmission circuit

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Publication number: JP2008028589A
Application number: JP2006197607A
Authority: JP
Inventors: Kozo Shibata; 宏三柴田; Hiroyuki Yoshimura; 弘幸吉村
Original assignee: Denso Corp; Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Denso Corp
Priority date: 2006-07-20
Filing date: 2006-07-20
Publication date: 2008-02-07

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an insulated type signal transmission circuit which suppresses falling of a current transfer ratio (CTR) owing to long term use of a photo coupler, makes it possible to stably transmit PWM (Pulse Width Modulation) signal etc., and has a simple structure. <P>SOLUTION: In the insulated type signal transmission circuit which insulates and transmits a signal by the photo coupler 1, the photo coupler 1 is composed of a light emitting diode 1a to which the signal is added, a photo diode 1c which receives the output light of the light emitting diode 1a, and a transistor 1b whose base is connected to the photo diode 1c, a value of a load resistor R<SB>L</SB>whose one end is connected to an output terminal of the transistor 1b is about 16.0 (kΩ) to about 20.0 (kΩ), and another end of the load resistor R<SB>L</SB>is maintained to constant voltage of about 11 (V). <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばＩＰＭ（Intelligent Power Module）の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動するために、その制御回路からＰＷＭ信号をフォトカプラにより電気的に絶縁して伝送するための絶縁形信号伝送回路に関するものである。 The present invention relates to an insulated signal transmission circuit for electrically transmitting a PWM signal from a control circuit thereof by a photocoupler in order to drive, for example, semiconductor switching elements of upper and lower arms of an IPM (Intelligent Power Module). Is.

最近の車両機器において、駆動力を生む電動機の駆動システムとしては、高効率化、省エネ対策を目的として、図９に示すように電源、昇降圧コンバータ、インバータから構成されている。
ここで、電源１０は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリにより構成されている。昇降圧コンバータ２０は、車両駆動時には電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）を、三相の電動機４０の駆動に適した電圧（例：７５０〔Ｖ〕）に昇圧し、車両の制動時には発電機となる電動機４０から生じる電圧（例：７５０〔Ｖ〕）を電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）に降圧して電力の回生動作を行う。 In recent vehicle equipment, a drive system for an electric motor that generates drive force is composed of a power source, a buck-boost converter, and an inverter as shown in FIG. 9 for the purpose of improving efficiency and saving energy.
Here, the power supply 10 is configured by a power supply voltage from an overhead wire or a battery connected in series. The step-up / down converter 20 boosts the voltage of the power supply circuit (for example, 280 [V]) to a voltage suitable for driving the three-phase electric motor 40 (for example, 750 [V]) when driving the vehicle, and for braking the vehicle. The voltage (eg, 750 [V]) generated from the electric motor 40 serving as a generator is stepped down to the voltage of the power supply circuit (eg, 280 [V]) to perform a power regeneration operation.

インバータ３０は、車両の駆動時には昇降圧コンバータ２０により昇圧された電圧によって電動機４０の各相に電流を流すように、スイッチング素子をオン・オフしてスイッチング周波数を制御することにより車両速度を変化させている。
また、車両の制動時には、各相に生じる交流電圧に同期させてスイッチング素子をオン・オフすることにより、いわゆる整流動作を行い、交流電圧を直流電圧に変換して電源回路に回生する。 The inverter 30 changes the vehicle speed by controlling the switching frequency by turning on and off the switching element so that current flows in each phase of the electric motor 40 by the voltage boosted by the step-up / step-down converter 20 when the vehicle is driven. ing.
Further, when the vehicle is braked, the switching element is turned on / off in synchronization with the AC voltage generated in each phase, so that a so-called rectification operation is performed, and the AC voltage is converted into a DC voltage and regenerated in the power supply circuit.

図１０は、昇降圧コンバータ２０の詳細な構成を示している。
このコンバータ２０は、大別してリアクトル２１、コンデンサ２２、スイッチング部２３，２４、及び、スイッチング部２３，２４を制御する制御回路２６，２５から構成されている。ここで、最近の車両機器の駆動系のスイッチング部２３，２４は、ＩＧＢＴ２３１，２４１と、これに逆並列接続されたダイオード２３２，２４２とからなっている。 FIG. 10 shows a detailed configuration of the buck-boost converter 20.
The converter 20 is roughly composed of a reactor 21, a capacitor 22, switching units 23 and 24, and control circuits 26 and 25 that control the switching units 23 and 24. Here, the switching parts 23 and 24 of the drive system of recent vehicle equipment are composed of IGBTs 231 and 241 and diodes 232 and 242 connected in reverse parallel thereto.

上記コンバータ２０の昇降圧動作の原理を以下に説明し、昇圧時にリアクトル２１に流れる電流波形を図１１に示す。
Ａ．昇圧動作
（１）ＩＧＢＴ２３１がオン（導通）すると、リアクトル２１（インダクタンス値をＬとする）に電流Ｉが流れ、ＬＩ^２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２３１がオフ（非導通）すると、スイッチング部２４のダイオード２４２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーがコンデンサ２２に送られる。 The principle of the step-up / step-down operation of the converter 20 will be described below, and the current waveform flowing in the reactor 21 at the time of boosting is shown in FIG.
A. Step-up operation (1) IGBT231 is a result on (conductive), the reactor 21 (inductance value L) plus the current I flows, the energy of the ^LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 231 is turned off (non-conducting), a current flows through the diode 242 of the switching unit 24, and energy stored in the reactor 21 is sent to the capacitor 22.

Ｂ．降圧動作
（１）ＩＧＢＴ２４１がオンすると、リアクトル２１に電流Ｉが流れ、ＬＩ^２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２４１がオフすると、スイッチング部２３のダイオード２３２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーが電源１０へ回生される。 B. If step-down operation (1) IGBT241 is turned on, a current I flows in the reactor 21, the energy of the ^LI 2/2 is accumulated.
(2) When the IGBT 241 is turned off, a current flows through the diode 232 of the switching unit 23, and the energy stored in the reactor 21 is regenerated to the power supply 10.

ＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティ（スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のスイッチング周期に対する導通期間の割合）を変更すれば、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、このオンデューティの概略の値は、下記の数式１によって求めることができる。
［数式１］
オンデューティ〔％〕＝Ｖ_Ｌ／Ｖ_Ｈ
Ｖ_Ｌ：電源電圧
Ｖ_Ｈ：昇圧後の電圧 By changing the on-duty of IGBTs 231 and 241 (the ratio of the conduction period to the switching cycle of the switching element (IGBT)), it is possible to adjust the voltage of the buck-boost. The approximate value of this on-duty is as follows: It can be obtained by Equation 1.
[Formula 1]
On-duty [%] = V _L / V _H
V _L : Power supply voltage V _H : Voltage after boosting

しかしながら、実際には負荷の変動や電源電圧の変動などがあるため、昇降圧後の電圧Ｖ_Ｈを監視し、これが目標値となるようにＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティを制御している。
図１２は、昇降圧コンバータ用のＩＰＭのブロック図であり、大別すると上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０から構成されている。 However, in practice because of the like change or a change in power supply voltage of the load, monitors the voltage V _H after buck, which is controlling the on-duty of IGBT231,241 so that the target value.
FIG. 12 is a block diagram of an IPM for a step-up / step-down converter, which is roughly composed of an upper arm switching unit 240, a lower arm switching unit 230, and a control circuit 250.

上アームスイッチングユニット２４０は、前述したＩＧＢＴ２４１及びダイオード２４２と、抵抗２４０１，２４０２と、ＩＧＢＴ保護回路２４０３と、ゲート駆動回路２４０４とからなり、また、下アームスイッチングユニット２３０は、前述したＩＧＢＴ２３１及びダイオード２３２と、抵抗２３０１，２３０２と、ＩＧＢＴ保護回路２３０３と、ゲート駆動回路２３０４と、Ｖ_Ｈ検出回路２３０５とからなっている。ここで、Ｖ_Ｈ検出回路２３０５は、三角波生成器２３０６、分圧回路２３０７、レベル調整回路２３０８及び比較器２３０９から構成されている。
更に、制御回路２５０は、昇降圧指令値が加えられるＶ_Ｈ比較器２５５と、ゲート信号発生器２５６と、ローパスフィルタ２５７とからなっている。
上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０は互いに電気的に絶縁する必要があるので、フォトカプラ（またはパルストランス等）２５１〜２５３を用いて信号を授受するように構成されている。 The upper arm switching unit 240 includes the above-described IGBT 241 and diode 242, resistors 2401 and 2402, IGBT protection circuit 2403, and gate drive circuit 2404. The lower arm switching unit 230 includes the above-described IGBT 231 and diode 232. , Resistors 2301 and 2302, IGBT protection circuit 2303, gate drive circuit 2304, and _VH detection circuit 2305. Here, the V _H detection circuit 2305 includes a triangular wave generator 2306, a voltage dividing circuit 2307, a level adjustment circuit 2308, and a comparator 2309.
Furthermore, the control circuit 250 includes a V _H comparator 255 to which a step-up / step-down command value is added, a gate signal generator 256, and a low-pass filter 257.
Since the upper arm switching unit 240, the lower arm switching unit 230, and the control circuit 250 need to be electrically insulated from each other, they are configured to transmit and receive signals using photocouplers (or pulse transformers) 251 to 253. ing.

ここで、フォトカプラは、パルストランスと比較して小型、安価であるため、最近では車両機器にも用いられつつある。
図１３は、例えば前述のフォトカプラ２５１，２５２の後段に設けられるＩＧＢＴ駆動用ＩＣ（図１２におけるＩＧＢＴ保護回路２３０３及びゲート駆動回路２３０４、または、ＩＧＢＴ保護回路２４０３及びゲート駆動回路２４０４）の構成を示すものであり、図１３において、２６１は温度信号比較器、２６２は電流信号比較器、２６３は論理回路、２６４は二値化回路、２６５は論理回路、２６６はＩＧＢＴの駆動回路である。 Here, since the photocoupler is smaller and cheaper than the pulse transformer, it is recently being used for vehicle equipment.
FIG. 13 shows a configuration of an IGBT driving IC (the IGBT protection circuit 2303 and the gate driving circuit 2304 in FIG. 12 or the IGBT protection circuit 2403 and the gate driving circuit 2404 in FIG. 12) provided, for example, at the subsequent stage of the above-described photocouplers 251 and 252. In FIG. 13, 261 is a temperature signal comparator, 262 is a current signal comparator, 263 is a logic circuit, 264 is a binarization circuit, 265 is a logic circuit, and 266 is an IGBT drive circuit.

このＩＧＢＴ駆動用ＩＣは、以下のような代表的な機能を備えている。
・入力端子（フォトカプラから出力されるＰＷＭ信号の入力端子）のプルアップ機能（ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性の向上機能）
・フォトカプラから出力されるＰＷＭ信号の二値化機能
・ＩＧＢＴのゲートドライブ機能
・ＩＧＢＴの過電流、過温保護機能 The IGBT driving IC has the following typical functions.
・ Pull-up function of input terminal (input terminal of PWM signal output from photocoupler) (Improvement function of noise resistance of IGBT drive IC)
-Binarization function of PWM signal output from photocoupler-IGBT gate drive function-IGBT overcurrent, overtemperature protection function

上記機能の中で、入力端子のプルアップ機能は耐ノイズ性の向上を目的とするもので、カレントミラー回路により、定常的に電流Ｉ_ＩＮＨ（最大約８０〔μＡ〕）が入力端子から外部に吐き出されており、前段のフォトカプラがより多くの電流を引き込まないと閾値Ｖ_ＩＮＬに到達しないようにしている。
車載用として提供されているフォトカプラには、例えば株式会社東芝製の「ＴＬＰ９１１４Ａ」または「ＴＬＰ９１２１」が知られており、「ＴＬＰ９１１４Ａ」は比較的高周波まで伝送可能なため、ＩＧＢＴのゲートを駆動するＰＷＭ信号を伝送するために広く用いられている。 Among the above functions, the pull-up function of the input terminal is intended to improve noise resistance, and the current I _INH (maximum of about 80 [μA]) is constantly transferred from the input terminal to the outside by the current mirror circuit. The threshold value _VINL is not reached unless more current is drawn by the preceding photocoupler.
As a photocoupler provided for in-vehicle use, for example, “TLP9114A” or “TLP9121” manufactured by Toshiba Corporation is known, and “TLP9114A” can transmit a relatively high frequency, and therefore drives the gate of the IGBT. Widely used for transmitting PWM signals.

以下、上記フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」の基本特性について詳述する。
（１）電流変換効率（ＣＴＲ）
フォトカプラの発光ダイオードに流れる順電流Ｉ_ｆに対するフォトトランジスタのコレクタ電流Ｉ_ｃの比であり、通常、ＣＴＲ（Current Transfer Ratio）と呼ばれている。
ａ）ＣＴＲ−Ｖ_ｃｅ特性
図１４は、２０〔℃〕における順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲのＶ_ｃｅ依存性を示しており、「ＴＬＰ９１１４Ａ」では、Ｖ_ｃｅが０．５〔Ｖ〕以上で順電流Ｉ_ｆによらずＣＴＲは概ね一定であるという特徴がある。
ｂ）温度特性
図１５は、順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲの温度特性を示しており、図から明らかなように、低温になるほどＣＴＲが低下する傾向がある。
ｃ）寿命劣化
フォトカプラを継続して使用していると、主に発光ダイオードの発光効率の低下に起因してＣＴＲが低下する。図１６は、環境温度１００〔℃〕において、順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲ（相対値）の経時特性を示しており、順電流Ｉ_ｆが大きく、環境温度が高いほどＣＴＲの低下が著しいという特徴がある。
ここでは、ＣＴＲに関する主な特性について記述したが、フォトカプラはロット及び個体によるバラツキが大きく、初期ＣＴＲの最低値としては、−３０〔℃〕において、９．５〔％〕を目安とする必要がある。 The basic characteristics of the photocoupler “TLP9114A” will be described in detail below.
(1) Current conversion efficiency (CTR)
The ratio of the collector current I _c of the phototransistor for forward current I _f flowing through the light emitting diode of the photocoupler, usually referred to as CTR (Current Transfer Ratio).
a) CTR-V _ce characteristics FIG. 14 shows the V _ce dependency of CTR with the forward current _If at 20 [° C.] as a parameter. In “TLP 9114A”, V _ce is 0.5 [V] or more. Thus, the CTR is generally constant regardless of the forward current _If .
b) Temperature characteristics FIG. 15 shows the temperature characteristics of the CTR with the forward current _If as a parameter. As is apparent from the figure, the CTR tends to decrease as the temperature decreases.
c) Lifetime deterioration When the photocoupler is continuously used, CTR is lowered mainly due to a decrease in light emission efficiency of the light emitting diode. FIG. 16 shows the time-dependent characteristics of CTR (relative value) using the forward current _If as a parameter at an environmental temperature of 100 [° C.]. The forward current _If is larger and the environmental temperature is higher, the lower the CTR is. There is a feature.
The main characteristics related to CTR are described here. Photocouplers vary greatly depending on lot and individual, and the minimum value of initial CTR should be 9.5 [%] at -30 [° C] as a guide. There is.

（２）伝搬遅延時間
図１７は、フォトカプラによる伝送回路の入力信号と出力信号との伝搬特性を示す伝搬遅延時間Ｔ_ｐＨＬ，Ｔ_ｐＬＨの定義を示す図である。
また、図１８、図１９はフォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」のデータシートに記載のグラフであり、図１８は伝搬遅延時間−負荷抵抗特性、図１９は伝搬遅延時間−周囲温度特性である。
これらの図から明らかなように、「ＴＬＰ９１１４Ａ」では、負荷抵抗値Ｒ_Ｌが大きく、しかも周囲温度Ｔ_ａが高温であるほどＴ_ｐＬＨが長くなる特性を有する。このため、負荷抵抗値Ｒ_Ｌが大きく高温である場合には、フォトカプラ出力の「Ｌｏｗ」の期間が長くなり、後段のＩＧＢＴ駆動用ＩＣの出力が「Ｈｉｇｈ」である期間が長くなる。この結果、ＩＧＢＴのオン期間が長くなってしまうという問題がある。 (2) Propagation Delay Time FIG. 17 is a diagram showing the definition of propagation delay times T _pHL and T _pLH indicating the propagation characteristics of the input signal and output signal of the transmission circuit by the photocoupler.
18 and 19 are graphs described in the data sheet of the photocoupler “TLP9114A”. FIG. 18 shows propagation delay time-load resistance characteristics, and FIG. 19 shows propagation delay time-ambient temperature characteristics.
As is apparent from these figures, the "TLP9114A" large load resistance _{R L} is, moreover it has a higher _{T PLH} becomes longer characteristic ambient temperature _{T a} is at a high temperature. For this reason, when the load resistance value _RL is large and the temperature is high, the “Low” period of the photocoupler output is lengthened, and the period of the output of the IGBT driving IC in the subsequent stage is “High”. As a result, there is a problem that the on period of the IGBT becomes long.

そこで、ＩＧＢＴのゲート信号に、図２０に示すようにデッドタイムｔ_ｄを持たせることにより、図１０、図１２における上下アームのＩＧＢＴ２３１，２４１が短絡するのを防止している。このデッドタイムｔ_ｄは、Ｔ_ｐＨＬとＴ_ｐＬＨとの差ΔＴに対して余裕を待たせて設定する必要があるが、デッドタイムｔ_ｄの長さはＰＷＭ信号のデューティの可変範囲を狭め、Ｖ_Ｈの制御応答性に大きく影響を与えるため、通常は約５〔μｓ〕程度に設定されている。 Therefore, the gate signal of the IGBT, by providing the dead time _{t d} as shown in FIG. 20, FIG. 10, IGBT231,241 upper and lower arms in FIG. 12 is prevented from short-circuiting. This dead time t _d needs to be set with a margin for the difference ΔT between T _pHL and T _pLH , but the length of the dead time t _d narrows the variable range of the duty of the PWM signal, and V _Since it greatly affects the control response of _H , it is usually set to about 5 [μs].

なお、電力、ガス、水道などの計量器である端末装置と通信回線に接続されている網制御装置（ＮＣＵ）との間で、フォトカプラを用いて電気的に絶縁した状態で信号を伝送するインタフェース回路において、通信速度に応じてフォトカプラの発光ダイオード及びフォトトランジスタに供給する電流量を変更することにより、通信速度に応じた電流を流すようにして高速通信、低速通信時の電流の過不足をなくし、消費電力を適切な値に維持するようにした発明が、下記の特許文献１に記載されている。 In addition, a signal is transmitted in an electrically insulated state using a photocoupler between a terminal device which is a measuring instrument such as electric power, gas, and water and a network control unit (NCU) connected to a communication line. In the interface circuit, by changing the amount of current supplied to the light-emitting diode and phototransistor of the photocoupler according to the communication speed, the current according to the communication speed is made to flow so that the current is excessive or insufficient during high-speed communication or low-speed communication. An invention in which the power consumption is eliminated and the power consumption is maintained at an appropriate value is described in Patent Document 1 below.

特開２００２−９４５９４号公報（段落［００２３］〜［００３５］、図１等）JP 2002-94594 A (paragraphs [0023] to [0035], FIG. 1 etc.)

車両機器に使用されるフォトカプラでは、例えば周囲温度が−３０〔℃〕〜＋１００〔℃〕、オン時間の合計が約１２８００時間（オンデューティを約８６〔％〕とした場合に、連続稼働時間が約１５０００時間）にわたって、昇降圧コンバータの上下アームのスイッチング素子を短絡させることなくＰＷＭ信号を確実に伝送できることが要求されている。
しかしながら、従来の信号伝送回路では、例えば＋１００〔℃〕の環境下で上述した連続稼働時間を経過するとＣＴＲが顕著に低下してしまい、その後に−３０〔℃〕の環境下で使用する場合にはＰＷＭ信号を確実に伝送することができず、上下アームの短絡防止を保証できない事態も生じていた。
なお、前述した特許文献１に記載された従来技術によれば、消費電力の低減は可能であるが、ＣＴＲの経時的な変化による信頼性の低下を解決し得るものではない。 In a photocoupler used for a vehicle device, for example, when the ambient temperature is −30 ° C. to + 100 ° C. and the total on time is about 12800 hours (on duty is about 86%), the continuous operation time is Is required to transmit the PWM signal reliably without short-circuiting the switching elements of the upper and lower arms of the buck-boost converter for about 15000 hours.
However, in the conventional signal transmission circuit, for example, when the above-described continuous operation time elapses in an environment of +100 [° C.], the CTR is remarkably lowered, and thereafter when used in an environment of −30 [° C.]. Cannot reliably transmit the PWM signal, and there has been a situation where it is not possible to guarantee the prevention of the short circuit between the upper and lower arms.
In addition, according to the prior art described in Patent Document 1 described above, it is possible to reduce power consumption, but it is not possible to solve a decrease in reliability due to a change in CTR over time.

そこで本発明は、フォトカプラの長期使用に伴う電流変換効率の低下を抑制してＰＷＭ信号等の安定した伝送を可能にし、しかも構成簡単な絶縁形信号伝送回路を提供しようとするものである。 Accordingly, the present invention is intended to provide an isolated signal transmission circuit that can suppress a decrease in current conversion efficiency associated with long-term use of a photocoupler, enables stable transmission of a PWM signal, etc., and has a simple configuration.

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、
前記フォトカプラを、前記信号が加えられる発光ダイオードと、この発光ダイオードの出力光を受光するフォトダイオードと、このフォトダイオードにベースが接続されたトランジスタとにより構成し、
前記トランジスタの出力端子に一端が接続される負荷抵抗の値を約１６．０〔ｋΩ〕〜約２０．０〔ｋΩ〕とし、かつ、前記負荷抵抗の他端を約１１〔Ｖ〕の定電圧に保持することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 is an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits a signal using a photocoupler.
The photocoupler includes a light emitting diode to which the signal is applied, a photodiode that receives output light from the light emitting diode, and a transistor having a base connected to the photodiode,
The value of the load resistance connected at one end to the output terminal of the transistor is about 16.0 [kΩ] to about 20.0 [kΩ], and the other end of the load resistance is a constant voltage of about 11 [V]. It is characterized by holding.

また、請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した絶縁形信号伝送回路において、
前記フォトダイオードに印加される逆バイアス電圧が約１１〔Ｖ〕〜約２０〔Ｖ〕であることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the insulated signal transmission circuit according to the first aspect,
The reverse bias voltage applied to the photodiode is about 11 [V] to about 20 [V].

本発明によれば、−３０〔℃〕〜＋１００〔℃〕の環境下においてフォトカプラを連続使用した結果、ＣＴＲの低下やばらつきを生じたとしても、伝送信号により駆動される電力変換器の上下アームを短絡させることなく、信号を確実に伝送することができる。
これにより、長期にわたって高信頼性を維持する絶縁形信号伝送回路を実現することが可能である。 According to the present invention, even if the CTR decreases or varies as a result of continuous use of the photocoupler in an environment of −30 [° C.] to +100 [° C.], the upper and lower sides of the power converter driven by the transmission signal A signal can be reliably transmitted without short-circuiting the arm.
As a result, it is possible to realize an insulated signal transmission circuit that maintains high reliability over a long period of time.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、本発明の実施形態に係るＰＷＭ信号伝送回路の主要部を示す回路図である。図１において、１は、例えば前述した株式会社東芝製の「ＴＬＰ９１１４Ａ」等のフォトカプラであり、発光ダイオード１ａ、トランジスタ１ｂ、及び、このトランジスタ１ｂのベースにアノードが接続されたフォトダイオード１ｃ（トランジスタ１ｂ及びフォトダイオード１ｃはフォトトランジスタを構成する）からなっている。電源電圧（＋Ｖ_ｐ）とグラウンドとの間には、前記発光ダイオード１ａと、抵抗Ｒ_２，Ｒ_３と、ｎチャンネル形ＦＥＴ３との直列回路が接続され、発光ダイオード１ａの両端には抵抗Ｒ_１が接続されている。なお、この抵抗Ｒ_１は、ＦＥＴ３のオフ時に流れる漏れ電流やノイズ電流等の暗電流によって発光ダイオード１ａが点灯しないようにするためのものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of a PWM signal transmission circuit according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a photocoupler such as “TLP9114A” manufactured by Toshiba, for example. The light emitting diode 1 a, the transistor 1 b, and a photodiode 1 c (transistor) having an anode connected to the base of the transistor 1 b 1b and photodiode 1c constitute a phototransistor). Between the power supply voltage (+ V _p ) and the ground, a series circuit of the light emitting diode 1a, resistors R ₂ and R ₃ and an n-channel FET ₃ is connected, and a resistor R ₁ is connected to both ends of the light emitting diode 1a. Is connected. The resistor R1 is for preventing the light emitting diode 1a from being turned on by dark current such as leakage current or noise current that flows when the FET ₃ is turned off.

トランジスタ１ｂのコレクタには負荷抵抗Ｒ_Ｌを介して電源電圧（＋Ｖ_ｃｃ２）が供給され、フォトダイオード１ｃのカソードには電源電圧（＋Ｖ_ｃｃ１）が供給されている。また、トランジスタ１ｂのコレクタは、微小ノイズを除去するためのローパスフィルタ（その抵抗値をＲ_ＬＰＦとする）を介してＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の入力端子に接続されている。このＩＣ２には、電源電圧（＋Ｖ_ｃｃ１）が供給されている。 The collector of the transistor 1b is supplied with the supply voltage _{(+ V cc2)} via a load resistor _{R L,} the power supply voltage to the cathode of the photodiode 1c _{(+ V cc1)} is supplied. The collector of the transistor 1b is connected to the input terminal of the IGBT driving IC 2 through a low-pass filter for removing minute noise (the resistance value is R _LPF ). A power supply voltage (+ _Vcc1 ) is supplied to the IC2.

上記構成において、フォトカプラ１の発光ダイオード１ａに流れる電流Ｉ_ｆは数式２によって表される。
［数式２］
Ｉ_ｆ＝｛（Ｖ_ｐ−Ｖ_ｆ）／（Ｒ_２＋Ｒ_３＋Ｒ_ｏｎ）｝−Ｖ_ｆ／Ｒ_１
なお、Ｒ_ｏｎはＦＥＴ３のオン抵抗、Ｖ_ｆは発光ダイオード１ａの両端電圧である。 In the above configuration, the current _If flowing in the light emitting diode 1a of the photocoupler 1 is expressed by Equation 2.
[Formula 2]
_{_{_{_{I f = {(V p -V}}}} f) / (R 2 + R 3 + R on)} - V f / R 1
R _on is the on resistance of the FET 3, and V _f is the voltage across the light emitting diode 1a.

上記電流Ｉ_ｆによって流れるトランジスタ１ｂのコレクタ電流Ｉ_ｃは、数式３によって表される。
［数式３］
Ｉ_ｃ＝Ｉ_ｆ×初期保証ＣＴＲ×ＣＴＲ低下率
ここで、初期保証ＣＴＲは、最小保証値として９．５〔％〕、ＣＴＲ低下率は、前述したＣＴＲの経時的な低下を示す値である。 The collector current _{I c} of the transistor 1b flowing through the current _{I f} is represented by Equation 3.
[Formula 3]
I _c = I _f × initial guaranteed CTR × CTR reduction rate Here, the initial guaranteed CTR is 9.5 [%] as the minimum guaranteed value, and the CTR reduction rate is a value indicating the above-described decrease in CTR over time. .

ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の入力端子には、プルアップのための電流（ローパスフィルタを流れる電流）Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}が供給されているので、負荷抵抗Ｒ_Ｌに流れる電流はＩ_ｃ−Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}となり、トランジスタ１ｂのコレクタ電位Ｖ_ｃは数式４によって表される。
［数式４］
Ｖ_ｃ＝Ｖ_ｃｃ２−（Ｉ_ｃ−Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}）×Ｒ_Ｌ Since the current for pull-up (current flowing through the low-pass filter) I _LV-Ic is supplied to the input terminal of the IGBT driving IC 2, the current flowing through the load resistor _RL becomes I _c -I _LV-Ic The collector potential V _c of the transistor 1b is expressed by Equation 4.
[Formula 4]
_{_{_{_{V c = V cc2 - (I}}}} c -I LV-Ic) × R L

また、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の入力電圧Ｖ_ｉｎは、トランジスタ１ｂのコレクタ電位Ｖ_ｃにローパスフィルタの抵抗Ｒ_ＬＰＦによる電圧降下を加算して、数式５により表される。
［数式５］
Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｃｃ２−（Ｉ_ｃ−Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}）×Ｒ_Ｌ＋Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}×Ｒ_ＬＰＦ The input voltage _{V in} the IGBT drive IC2 adds the voltage drop due to the resistance _{R LPF} of the low-pass filter to the collector potential _{V c} of the transistor 1b, represented by Equation 5.
[Formula 5]
V _in = V _cc2 − (I _c −I _LV−Ic ) × R _L + I _LV−Ic × R _LPF

一方、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の出力信号Ｖ_ｏｕｔが「Ｌｏｗ」から「Ｈｉｇｈ」に反転する時の入力電圧Ｖ_ｉｎをＶ_ＩＮＬ、出力信号Ｖ_ｏｕｔが「Ｈｉｇｈ」から「Ｌｏｗ」に反転する時の入力電圧Ｖ_ｉｎをＶ_ＩＮＨとし、図２に示す如く、出力信号Ｖ_ｏｕｔの反転時に誤動作しないように、Ｖ_ＩＮＬ＜Ｖ_ＩＮＨとしてヒステリシスを設けている。図２から明らかなように、出力信号Ｖ_ｏｕｔが「Ｈｉｇｈ」になるにはＶ_ｉｎ≦Ｖ_ＩＮＬ、「Ｌｏｗ」になるにはＶ_ｉｎ≧Ｖ_ＩＮＨとなる必要がある。 On the other hand, the input voltage V _in when the output signal V _out of the IGBT driving IC 2 is inverted from “Low” to “High” is V _INL , and the input when the output signal V _out is inverted from “High” to “Low”. the voltage _{V in} and _{V INH,} as shown in FIG. 2, so as not to malfunction when reversing the output signal _{V _out,} is provided with a hysteresis as _V INL _{<V INH.} As is clear from FIG. 2, it is necessary that V _in ≦ V _INL for the output signal V _{out to} be “High”, and V _in ≧ V _INH for “Low”.

ここで、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の出力信号Ｖ_ｏｕｔを「Ｌｏｗ」にするには、電流Ｉ_ｆを零にすれば数式５の右辺第２項が零になり、数式５からＶ_ｉｎ＝Ｖ_ｃｃ２＋Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}×Ｒ_ＬＰＦとなってＶ_ｉｎは必ずＶ_ＩＮＨ以上の電圧となる。
これに対し、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の出力信号Ｖ_ｏｕｔを「Ｈｉｇｈ」にするには、Ｖ_ｉｎ≦Ｖ_ＩＮＬを満足するように電流Ｉ_ｆを流す必要があるが、回路素子のバラツキや温度特性、電源電圧の変動、フォトカプラ１のＣＴＲの経時的な低下を考慮した上で、周囲温度が１００〔℃〕の環境下で１５０００時間、連続稼働した後に、ＣＴＲが最も低下する動作保証温度の−３０〔℃〕においてもＶ_ｉｎ≦Ｖ_ＩＮＬを満足させなければならない。 Here, in order to set the output signal V _out of the IGBT driving IC 2 to “Low”, if the current _If is made zero, the second term on the right side of Equation 5 becomes zero, and from Equation 5, V _in = V _cc2 + I _{V in} will be always _{V INH} voltage equal to or higher than become the _LV-Ic × _{R LPF.}
On the other hand, in order to set the output signal V _out of the IGBT driving IC 2 to “High”, it is necessary to pass the current _If so that V _in ≦ V _INL is satisfied. Considering fluctuations in power supply voltage and CTR of the photocoupler 1 over time, the operation guaranteed temperature at which CTR is most reduced after continuous operation for 15000 hours in an environment where the ambient temperature is 100 [° C.] Even at 30 [° C.], V _in ≦ V _INL must be satisfied.

図３（ａ）は、この実施形態におけるフォトカプラ１（「ＴＬＰ９１１４Ａ」）の電流Ｉ_ｆ，Ｉ_ｃ，Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}，Ｉ_ｃ−Ｉ_{ＬＶ−Ｉｃ}及び抵抗Ｒ_ＬＰＦの取りうる最大値、最小値を−３０〔℃〕〜＋１００〔℃〕の範囲で示している。
また、図３（ｂ）は、負荷抵抗Ｒ_Ｌの一端に印加される電圧Ｖ_ｃｃ２をツェナーダイオード（定電圧素子）により生成して約１１（１０．９２〜１０．４）〔Ｖ〕，約８（７．８７〜７．４９）〔Ｖ〕，５（５．０６〜４．８２）〔Ｖ〕に設定し、負荷抵抗Ｒ_Ｌをそれぞれ１６．２〔ｋΩ〕，１１．３〔ｋΩ〕，６．８〔ｋΩ〕に設定したときの、駆動用ＩＣ２の入力電圧Ｖ_ｉｎ，Ｖ_ＩＮＬ等の取りうる値を−３０〔℃〕〜＋１００〔℃〕の範囲で示したものである。
この図から、負荷抵抗Ｒ_Ｌが１６．２〔ｋΩ〕，１１．３〔ｋΩ〕，６．８〔ｋΩ〕の何れのケースでも、−３０〔℃〕〜＋１００〔℃〕の全範囲においてＶ_ｉｎの最大値がＶ_ＩＮＬの最小値を下回っており、Ｖ_ｉｎ≦Ｖ_ＩＮＬを満足していることが分かる。 FIG. 3A shows the maximum and minimum values that can be taken by the currents I _f , I _c , I _LV-Ic , I _c -I _LV-Ic and the resistor R _LPF of the photocoupler 1 (“TLP 9114A”) in this embodiment. The value is shown in the range of −30 [° C.] to +100 [° C.].
Further, FIG. 3B shows that a voltage V _cc2 applied to one end of the load resistor _RL is generated by a Zener diode (constant voltage element) and about 11 (10.92 to 10.4) [V], about 8 (7.87-7.49) [V], 5 (5.06-4.82) [V], and load resistance _RL is 16.2 [kΩ], 11.3 [kΩ], respectively. , 6.8 [kΩ], the possible values of the input voltages V _in and _VINL of the driving IC 2 are shown in the range of −30 [° C.] to +100 [° C.].
From this figure, the load resistance R _L is 16.2 [kΩ], 11.3 [kΩ], and 6.8 [kΩ] in all cases from −30 [° C.] to +100 [° C.]. the maximum value of the _in is below the minimum value of _{V _INL,} it can be seen that satisfies _{V in} ≦ _{V INL.}

上記の結果によると、電源電圧Ｖ_ｃｃ２が約１１〔Ｖ〕の場合にはＲ_Ｌ≧１６．２〔ｋΩ〕、Ｖ_ｃｃ２が約８〔Ｖ〕の場合にはＲ_Ｌ≧１１．３〔ｋΩ〕、Ｖ_ｃｃ２が約５〔Ｖ〕の場合にはＲ_Ｌ≧６．８〔ｋΩ〕に設定すれば、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２は製品寿命まで確実に動作することになる。
しかし、前述したように、昇降圧コンバータの上下アームが短絡しないように予めデッドタイムｔ_ｄ（概略５〔μｓ〕）を設定する場合、このフォトカプラ１による信号伝送回路によってデッドタイムｔ_ｄが大幅に狭くなることは望ましくなく、Ｔ_ｐＨＬ，Ｔ_ｐＬＨがほぼ等しく伝搬時間差ΔＴ＝｜Ｔ_ｐＨＬ−Ｔ_ｐＬＨ｜ができるだけ零に近い方が好ましい。 According to the above result, when the power supply voltage V _cc2 is about 11 [V], R _L ≧ 16.2 [kΩ], and when V _cc2 is about 8 [V], R _L ≧ 11.3 [kΩ]. ] When V _cc2 is about 5 [V], if R _L ≧ 6.8 [kΩ] is set, the IGBT driving IC 2 will operate reliably until the product lifetime.
However, as described above, when the dead time t _d (approximately 5 [μs]) is set in advance so that the upper and lower arms of the buck-boost converter are not short-circuited, the dead time t _d is greatly increased by the signal transmission circuit using the photocoupler 1. _However , it is preferable that T _pHL and T _pLH are substantially equal and that the propagation time difference ΔT = | T _pHL −T _pLH | is as close to zero as possible.

ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２の入力電圧Ｖ_ｉｎが「Ｌｏｗ」でＩＧＢＴがオンするので、Ｔ_ｐＨＬ≧Ｔ_ｐＬＨならデッドタイムｔ_ｄが増加する方向、Ｔ_ｐＨＬ＜Ｔ_ｐＬＨならデッドタイムｔ_ｄが減少する方向となる。フォトカプラ１の伝搬時間差ΔＴは、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２における伝搬時間差やＩＧＢＴのスイッチング時間差等を総合的に考慮して、全温度範囲で少なくとも２〔μｓ〕以下に抑制する必要がある。 Since the input voltage _{V in} the IGBT drive IC2 is IGBT is turned on in the _"Low", and the direction direction if _{_T pHL} ≧ _{T pLH} dead time _{t d} is _increased, if _T pHL _<T pLH the dead time _{t d} is reduced Become. It is necessary to suppress the propagation time difference ΔT of the photocoupler 1 to at least 2 [μs] or less in the entire temperature range in consideration of the propagation time difference in the IGBT driving IC 2 and the switching time difference of the IGBT.

図４は、本実施形態が適用されるＩＰＭの構成図であり、Ａは放熱フィン、Ｂは放熱ベース、ＣはＩＧＢＴチップ、Ｄは回路基板、Ｅはケース、Ｆは主回路端子である。前記回路基板Ｄにはフォトカプラ１や駆動用ＩＣ２を含む駆動回路が実装されており、運転によるＩＧＢＴのスイッチング損失による発熱で回路基板Ｄが熱せられるため、放熱ベースＢは冷却水が流れる冷却フィンＡに取り付けられている。ここで、連続運転時の冷却水の温度は７０〜８０〔℃〕になり、回路基板Ｄの温度は１００〔℃〕に近くなるので、１００〔℃〕付近におけるフォトカプラ１の伝搬時間が適切な値となるように考慮する必要がある。 FIG. 4 is a configuration diagram of an IPM to which the present embodiment is applied, in which A is a heat dissipation fin, B is a heat dissipation base, C is an IGBT chip, D is a circuit board, E is a case, and F is a main circuit terminal. A driving circuit including the photocoupler 1 and the driving IC 2 is mounted on the circuit board D, and the circuit board D is heated by heat generated by the switching loss of the IGBT during operation. It is attached to A. Here, the temperature of the cooling water during continuous operation is 70 to 80 [° C.], and the temperature of the circuit board D is close to 100 [° C.], so the propagation time of the photocoupler 1 near 100 [° C.] is appropriate It is necessary to consider so that it may become a proper value.

次に、図５は、図１におけるトランジスタ１ｂの負荷抵抗Ｒ_Ｌの一端に印加される電源電圧Ｖ_ｃｃ２を＋５〔Ｖ〕とした場合において、負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラ１の伝搬遅延時間及び時間差（（ａ）Ｔ_ｐＨＬ，（ｂ）Ｔ_ｐＬＨ，（ｃ）ΔＴ）の温度特性を、使用開始初期のＣＴＲ実力値（初期実力値）と、−３０〔℃〕でのＣＴＲを最低保障値の９．５〔％〕とし、かつ１００〔℃〕で１５０００時間連続使用した寿命劣化を考慮した最悪値について示したものである。
この場合、図３を参照して説明したように、負荷抵抗Ｒ_Ｌが６．８〔ｋΩ〕以上であれば、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２が全温度範囲（−３０〜＋１００〔℃〕）で動作可能であるが、図５のＣＴＲ初期実力値の（ｃ）によれば、負荷抵抗Ｒ_Ｌが６．８〔ｋΩ〕以上の時に周囲温度が約８０〔℃〕以上でΔＴが２．０〔μｓ〕を超えてしまうという問題がある。 Next, FIG. 5 shows the propagation of the photocoupler 1 using the load resistance _RL as a parameter when the power supply voltage _Vcc2 applied to one end of the load resistance _RL of the transistor 1b in FIG. 1 is +5 [V]. The temperature characteristics of the delay time and the time difference ((a) T _pHL , (b) T _pLH , (c) ΔT), CTR ability value at the beginning of use (initial ability value), and CTR at −30 [° C.] It shows the worst value in consideration of the lifetime deterioration when the minimum guaranteed value is 9.5 [%] and continuously used at 100 [° C.] for 15000 hours.
In this case, as described with reference to FIG. 3, if the load resistance _RL is 6.8 [kΩ] or more, the IGBT driving IC 2 can operate in the entire temperature range (-30 to +100 [° C.]). However, according to the CTR initial ability value (c) in FIG. 5, when the load resistance _RL is 6.8 [kΩ] or more, the ambient temperature is about 80 [° C.] or more and ΔT is 2.0 [μs]. ] Is exceeded.

また、図６は、電源電圧Ｖ_ｃｃ２を＋８〔Ｖ〕とした場合において、同じく負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラ１の伝搬遅延時間及び時間差（（ａ）Ｔ_ｐＨＬ，（ｂ）Ｔ_ｐＬＨ，（ｃ）ΔＴ）の温度特性を、使用開始初期のＣＴＲ実力値（初期実力値）と、−３０〔℃〕でのＣＴＲを最低保障値の９．５〔％〕とし、かつ１００〔℃〕で１５０００時間連続使用した寿命劣化を考慮した最悪値について示したものである。
この場合は、図３を参照して説明したように、負荷抵抗Ｒ_Ｌが１１．３〔ｋΩ〕以上であれば、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２が全温度範囲（−３０〜＋１００〔℃〕）で動作可能であるが、図６のＣＴＲ初期実力値の（ｃ）によれば、負荷抵抗Ｒ_Ｌが１１．３〔ｋΩ〕以上の時に周囲温度が約１００〔℃〕以上でΔＴが２．０〔μｓ〕を超えてしまうという問題がある。 FIG. 6 also shows the propagation delay time and time difference ((a) T _pHL , (b) T _pLH ) of the photocoupler 1 with the load resistance _RL as a parameter when the power supply voltage V _cc2 is +8 [V]. , (C) ΔT), the CTR ability value at the beginning of use (initial ability value), CTR at −30 ° C. is 9.5% of the minimum guaranteed value, and 100 ° C. ] Shows the worst value in consideration of the lifetime deterioration after 15000 hours of continuous use.
In this case, as described with reference to FIG. 3, if the load resistance _RL is 11.3 [kΩ] or more, the IGBT driving IC 2 operates in the entire temperature range (-30 to +100 [° C.]). Although it is possible, according to the CTR initial ability value (c) of FIG. 6, when the load resistance _RL is 11.3 [kΩ] or more, the ambient temperature is about 100 [° C.] or more and ΔT is 2.0 [ There is a problem of exceeding [μs].

次に、図７は、電源電圧Ｖ_ｃｃ２を＋１１〔Ｖ〕とした場合において、同じく負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラ１の伝搬遅延時間及び時間差（（ａ）Ｔ_ｐＨＬ，（ｂ）Ｔ_ｐＬＨ，（ｃ）ΔＴ）の温度特性を、使用開始初期のＣＴＲ実力値（初期実力値）と、−３０〔℃〕でのＣＴＲを最低保障値の９．５〔％〕とし、かつ１００〔℃〕で１５０００時間連続使用した寿命劣化を考慮した最悪値について示したものである。
この場合は、図３を参照して説明したように、負荷抵抗Ｒ_Ｌが１６．２〔ｋΩ〕以上であれば、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ２が全温度範囲（−３０〜＋１００〔℃〕）で動作可能であるが、図７の初期実力値の（ｃ）によれば、負荷抵抗Ｒ_Ｌが１６．２〔ｋΩ〕以上であっても約２０．０〔ｋΩ〕以下であれば、周囲温度が１００〔℃〕でもΔＴが２．０〔μｓ〕を超えていない。更に、負荷抵抗Ｒ_Ｌの値が上記範囲（１６．２〔ｋΩ〕以上で約２０．０〔ｋΩ〕以下）であれば、ΔＴに応じて後段のＩＧＢＴの上下アームのゲート信号に対するデッドタイムｔ_ｄを余裕を持たせて設定することが可能であり、上下アームを短絡を確実に防止することができる。
なお、発明者の実験によれば、負荷抵抗Ｒ_Ｌの値が約１６．０〔ｋΩ〕〜約２０．０〔ｋΩ〕の範囲であれば、ΔＴが概ね２．０〔μｓ〕を超えることがなく、デッドタイムｔ_ｄを適正な値に保つことが可能である。 Next, FIG. 7 shows the propagation delay time and time difference ((a) T _pHL , (b) T) of the photocoupler 1 using the load resistance _RL as a parameter when the power supply voltage V _cc2 is +11 [V]. _pLH , (c) ΔT), the CTR ability value at the beginning of use (initial ability value), CTR at −30 [° C.] is 9.5 [%] of the minimum guaranteed value, and 100 [ It shows the worst value in consideration of lifetime deterioration after continuous use for 15000 hours at [° C.].
In this case, as described with reference to FIG. 3, if the load resistance _RL is 16.2 [kΩ] or more, the IGBT driving IC 2 operates in the entire temperature range (-30 to +100 [° C.]). Although it is possible, according to (c) of the initial ability value of FIG. 7, even if the load resistance _RL is 16.2 [kΩ] or more and is about 20.0 [kΩ] or less, the ambient temperature is Even at 100 [° C.], ΔT does not exceed 2.0 [μs]. Further, if the value of the load resistance _RL is in the above range (16.2 [kΩ] or more and about 20.0 [kΩ] or less), the dead time t with respect to the gate signals of the upper and lower arms of the subsequent IGBT according to ΔT. It is possible to set _d with a margin, and it is possible to reliably prevent the upper and lower arms from being short-circuited.
According to the experiment by the inventors, if the value of the load resistance _{RL is in} the range of about 16.0 [kΩ] to about 20.0 [kΩ], ΔT generally exceeds 2.0 [μs]. no, it is possible to keep the dead time t _d to an appropriate value.

また、図８は、図１におけるフォトカプラ１内のフォトダイオード１ｃの逆バイアス電圧（Ｖ_ｃｃ１）による伝搬遅延時間特性を示したものであり、（ａ）はＴ_ｐＬＨのＶ_ｃｃ１依存性を、（ｂ）はＴ_ｐＨＬのＶ_ｃｃ１依存性を表している。
これらの図によれば、逆バイアス電圧（Ｖ_ｃｃ１）が高いほど伝搬遅延時間Ｔ_ｐＨＬが小さくなる傾向にあり、逆バイアス電圧（Ｖ_ｃｃ１）が１１〜１２〔Ｖ〕以上の範囲でＴ_ｐＨＬが飽和してほぼ一定値に維持されていることから、上記逆バイアス電圧（Ｖ_ｃｃ１）としては約１１〔Ｖ〕〜約２０〔Ｖ〕の範囲を選定することが望ましいと言える。 FIG. 8 shows the propagation delay time characteristic due to the reverse bias voltage (V _cc1 ) of the photodiode 1c in the photocoupler 1 in FIG. 1, and (a) shows the dependence of T _pLH on V _cc1 . (B) represents the dependence of T _pHL on V _cc1 .
According to these figures, as the reverse bias voltage (V _cc1 ) increases, the propagation delay time T _pHL tends to decrease, and when the reverse bias voltage (V _cc1 ) is 11 to 12 [V] or more, T _pHL is Since it is saturated and maintained at a substantially constant value, it can be said that it is desirable to select a range of about 11 [V] to about 20 [V] as the reverse bias voltage ( _Vcc1 ).

上記実施形態では、フォトカプラ１を用いてＰＷＭ信号を伝送する場合につき説明したが、本発明は、変調されていないパルス信号やＰＦＭ（パルス周波数変調）信号の伝送にも適用可能である。 In the above embodiment, the case where the PWM signal is transmitted using the photocoupler 1 has been described. However, the present invention is also applicable to transmission of an unmodulated pulse signal or a PFM (pulse frequency modulation) signal.

本発明の実施形態の主要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of embodiment of this invention. 本発明の実施形態におけるＩＧＢＴ駆動用ＩＣの入出力電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the input-output voltage waveform of IC for IGBT drive in embodiment of this invention. 本発明の実施形態における回路定数を示す図である。It is a figure which shows the circuit constant in embodiment of this invention. 本発明の実施形態が適用されるＩＰＭの構成図である。It is a block diagram of IPM to which an embodiment of the present invention is applied. 本発明の実施形態において、Ｖ_ｃｃ２が＋５〔Ｖ〕の時に負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラの伝搬遅延時間等の温度特性を、初期実力値及び最悪値について示した図である。In the embodiment of the present invention, when V _cc2 is +5 [V], the temperature characteristics such as the propagation delay time of the photocoupler using the load resistance _RL as a parameter are shown for the initial ability value and the worst value. 本発明の実施形態において、Ｖ_ｃｃ２が＋８〔Ｖ〕の時に負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラの伝搬遅延時間等の温度特性を、初期実力値及び最悪値について示した図である。In the embodiment of the present invention, when V _cc2 is +8 [V], temperature characteristics such as propagation delay time of the photocoupler using the load resistance _RL as a parameter are shown with respect to the initial ability value and the worst value. 本発明の実施形態において、Ｖ_ｃｃ２が＋１１〔Ｖ〕の時に負荷抵抗Ｒ_Ｌをパラメータとしたフォトカプラの伝搬遅延時間等の温度特性を、初期実力値及び最悪値について示した図である。In the embodiment of the present invention, when V _cc2 is +11 [V], temperature characteristics such as a propagation delay time of a photocoupler using a load resistance _RL as a parameter are shown for an initial ability value and a worst value. 本発明の実施形態におけるフォトカプラ内のフォトダイオードの、逆バイアス電圧による伝搬遅延時間特性を示す図である。It is a figure which shows the propagation delay time characteristic by the reverse bias voltage of the photodiode in the photocoupler in embodiment of this invention. 車両駆動システムのブロック図である。It is a block diagram of a vehicle drive system. 図９における昇降圧コンバータの構成図である。It is a block diagram of the buck-boost converter in FIG. 昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形を示す図である。It is a figure which shows the electric current waveform which flows into a reactor at the time of pressure | voltage rise operation. 昇降圧コンバータ用のＩＰＭのブロック図である。It is a block diagram of IPM for buck-boost converters. フォトカプラの後段に設けられるＩＧＢＴ駆動用ＩＣの構成図である。It is a block diagram of IGBT drive IC provided in the back | latter stage of a photocoupler. フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」に関し、２０〔℃〕における順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲのＶ_ｃｅ依存性を示す図である。It is a figure which shows the _Vce dependence of CTR which made the forward current _If in 20 [degreeC] the parameter regarding photocoupler "TLP9114A". フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」に関し、順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲの温度特性を示す図である。It is a figure which shows the temperature characteristic of CTR which made the forward current _{If the} parameter regarding the photocoupler "TLP9114A." フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」に関し、周囲温度１００〔℃〕における順電流Ｉ_ｆをパラメータにしたＣＴＲの経時特性を示す図である。It is a figure which shows the time-dependent characteristic of CTR which made the forward current _{If the} parameter in ambient temperature 100 [degreeC] regarding the photocoupler "TLP9114A". フォトカプラの伝搬遅延時間Ｔ_ｐＨＬ，Ｔ_ｐＬＨの定義を示す図である。It is a figure which shows the definition of the propagation delay time _TpHL , _TpLH of a photocoupler. フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」の伝搬遅延時間−負荷抵抗特性を示す図である。It is a figure which shows the propagation delay time-load resistance characteristic of photocoupler "TLP9114A". フォトカプラ「ＴＬＰ９１１４Ａ」の伝搬遅延時間−周囲温度特性を示す図である。It is a figure which shows the propagation delay time-ambient temperature characteristic of photocoupler "TLP9114A". ＩＧＢＴのゲート信号のデッドタイムを示す図である。It is a figure which shows the dead time of the gate signal of IGBT.

Explanation of symbols

１：フォトカプラ
１ａ：発光ダイオード
１ｂ：トランジスタ
１ｃ：フォトダイオード
２：ＩＧＢＴ駆動用ＩＣ
３：ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３：抵抗
Ｒ_Ｌ：負荷抵抗
1: Photocoupler 1a: Light-emitting diode 1b: Transistor 1c: Photodiode 2: IGBT driving IC
3: MOSFET
R ₁ , R ₂ , R ₃ : Resistance R _L : Load resistance

Claims

In an insulated signal transmission circuit that insulates and transmits signals with a photocoupler,
The photocoupler includes a light emitting diode to which the signal is applied, a photodiode that receives output light from the light emitting diode, and a transistor having a base connected to the photodiode,
The value of the load resistance connected at one end to the output terminal of the transistor is about 16.0 [kΩ] to about 20.0 [kΩ], and the other end of the load resistance is a constant voltage of about 11 [V]. An insulated signal transmission circuit characterized in that it is held in

In the insulated signal transmission circuit according to claim 1,
An insulated signal transmission circuit, wherein a reverse bias voltage applied to the photodiode is about 11 [V] to about 20 [V].