JP2007124822A - 過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 電界効果トランジスタのＯＮ抵抗に基づき電流供給線路のソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用して、より正確に過電流を検出することが可能な過電流検出回路を提供する。
【解決手段】 電流供給線路Ｓに介在し、電流供給回路Ｓにソース及びドレインが接続された電界効果トランジスタ１と、電界効果トランジスタ１のソース側の接続点Ｐ４とドレイン側の接続点Ｐ３とで電流供給線路Ｓの電圧を検出し、検出した電圧の差が所定の基準値以上になったときに過電流検出信号を出力するコンパレータ３とを有する過電流検出回路１００であって、ドレイン側の電流供給線路Ｓを分割して間に抵抗器Ｒ３を実装し、抵抗器Ｒ３に対してさらに並列にＮＴＣサーミスタ７を実装するとともに、並列に実装された抵抗器Ｒ３とＮＴＣサーミスタ７とにより発生する電圧をコンパレータ３に印加し、電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、過電流検出回路に関し、特に電界効果トランジスタのソース、ドレイン間に過電流が流れた場合に、この過電流を検出する過電流検出回路に関する。

近年、音声をディジタル信号のまま入力、増幅し、スピーカを駆動する直前にアナログ信号に変換するディジタルアンプが実用化されている。このディジタルアンプによれば、従来のアナログアンプと比較して、より高効率で高出力を得られる。特にディジタルアンプに関し、この周辺回路についても無駄な電力消費を抑えて、効率改善を図るための種々の技術が提案されている。

図３は、センシング抵抗器を用いた一般的な過電流検出回路を示す図である。図３において破線で囲われた回路がこの過電流検出回路である。電流供給線路Ｓは、一端が接地され、他端が電源ＶＣＣに接続されている。この電流供給線路Ｓには電界効果トランジスタ１及び２が介在し、電源ＶＣＣ側をソースにして、ソースとドレインとがそれぞれ電流供給線路Ｓに接続されている。電界効果トランジスタ１、２間の電流供給線路Ｓには、コイルＬ１を介してスピーカ６の一方の電源端子が接続点Ｐ１で接続されている。他方の電源端子は接地され、これら電源端子各々はコンデンサＣ１を介して接続されている。また、電源ＶＣＣと電界効果トランジスタ２との間の電流供給線路Ｓには抵抗器Ｒ１が、電界効果トランジスタ１のドレイン側の電流供給線路Ｓには、抵抗器Ｒ２、Ｒ３及びＲ４がそれぞれ介在している。電界効果トランジスタ１、２は、それぞれが接続されているディジタルアンプＰＷＭ４、５からの入力信号によりＯＮになり、これよって電流がスピーカ６に供給される。

コンパレータ３の一方の入力端子は、抵抗器Ｒ５を介して抵抗器Ｒ２、電界効果トランジスタ１間の電流供給線路Ｓに接続点Ｐ２で接続され、他方の入力端子は、抵抗器Ｒ３、Ｒ４間の電流供給線路Ｓに接続点Ｐ３で接続されている。すなわち、コンパレータ３の入力端子各々は抵抗器Ｒ２を間に挟む接続点Ｐ２、Ｐ３で電流供給回路Ｓに接続されており、この抵抗器Ｒ２が過電流検出のためのセンシング抵抗器として機能する。コンパレータ３は、上述の入力端子各々に印加される電圧の大きさを比較し、電圧差が所定値以上であれば過電流検出信号を出力する。

上述のセンシング抵抗を用いた過電流検出回路においては、過電流検出のために実装した抵抗器Ｒ２で消費される電力が効率改善のための妨げとなってしまう。そのため、センシング抵抗を用いる代わりに、図４に示すような電界効果トランジスタ１のＯＮ抵抗に基づき、電流供給線路Ｓのソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用した過電流検出回路（以下、単にＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路という）も一般的に知られている。図４において破線で囲われた回路がこの過電流検出回路である。なお、ＯＮ抵抗とは、電界効果トランジスタがＯＮのときのドレイン、ソース間の抵抗値である。

図４に示すＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路は、上述の図３に示すセンシング抵抗を用いた過電流検出回路と比較して以下の構成が異なる以外同一である。このＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路では、抵抗器Ｒ１と、センシング抵抗器としての抵抗器Ｒ２を電流供給線路Ｓに実装しない。また、コンパレータ３の他方の入力端子は抵抗器Ｒ５を介して、電流供給線路Ｓに接続点Ｐ４で接続されている。すなわち、コンパレータ３の入力端子各々は電界効果トランジスタ１を間に挟む接続点Ｐ３、Ｐ４で電流供給回路Ｓに接続されており、コンパレータ３は電界効果トランジスタ１のＯＮ抵抗に基づき電流供給回路Ｓのソース側とドレイン側とに発生する電圧を検出する。

例えば特許文献１が提案する過電流保護回路には、上述のＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路が適用されている。この過電流保護回路によれば、センシング抵抗を使用しない分、損失の発生を低減して効率改善を図ることが可能である。

特開平６−２７６６６０号公報

しかしながら、上述のＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路にあっても以下に示す課題が存在する。図５は電界効果トランジスタのＯＮ抵抗と温度との関係の一例を示す図である。図５に示すように電界効果トランジスタでは、温度変化とともにＯＮ抵抗が変化することがわかる。このように温度によりＯＮ抵抗が変化すると電界効果トランジスタに流れる電流の大きさも変化する。これは、温度によりコンパレータ３が検出する電圧の差も変化することを意味し、それにもかかわらずＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路では、検出する電圧の差が所定値以上であればコンパレータ３は過電流検出信号を出力してしまう。そのため、上述のＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路では過電流を正確に検出できない虞がある。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、電界効果トランジスタのＯＮ抵抗に基づき電流供給線路のソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用して、より正確に過電流を検出することが可能な過電流検出回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、電流供給線路に介在し、該電流供給回路にソース及びドレインが接続された電界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのソース側とドレイン側とで電流供給線路の電圧を検出し、検出した電圧の差が所定の基準値以上になったときに過電流検出信号を出力する過電流検出手段とを有する過電流検出回路であって、ドレイン側の前記電流供給線路を分割して間に抵抗器を実装し、該抵抗器に対してさらに並列にサーミスタを実装するとともに、並列に実装された該抵抗器と該サーミスタとにより発生する電圧を、ドレイン側で検出する前記電圧として前記過電流検出手段に印加し、前記電界効果トランジスタと前記サーミスタとを熱的に結合することを特徴とする。

本発明ではドレイン側で検出する電圧が、電界効果トランジスタと熱的に結合されたサーミスタによって補正されるので、過電流検出手段が検出する電圧の差をある程度一定に保つことが可能である。本発明によれば、過電流検出手段は、所定の基準値に基づいてもより正確に過電流を検出することが可能である。

また、本発明は、同一のヒートシンクに固定することにより、前記電界効果トランジスタと前記サーミスタとを熱的に結合してもよい。例えば、このようにして電界効果トランジスタとサーミスタとを熱的に結合することが可能である。

また、本発明は、前記ドレインが接続されたパターン線路上に前記サーミスタを実装することにより、該電界効果トランジスタと該サーミスタとを熱的に結合してもよい。例えば、このようにして電界効果トランジスタとサーミスタとを熱的に結合することも可能である。

本発明によれば、電界効果トランジスタのＯＮ抵抗に基づき電流供給線路のソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用して、より正確に過電流を検出することが可能な過電流検出回路を提供できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面と共に詳細に説明する。

図１は、本実施例に係る過電流検出回路１００の構成を示す図である。過電流検出回路１００は、電界効果トランジスタ１、コンパレータ３、ＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタ７、抵抗器Ｒ３、Ｒ４及びＲ５を含む、破線で囲まれた回路である。過電流検出回路１００は、図４に示すＯＮ抵抗を利用した過電流検出回路と以下に示す構成が異なる以外同一であるため、ここでは異なる構成についてのみ説明する。なお、本実施例において、コンパレータ３が過電流検出手段である。

過電流検出回路１００では、抵抗器Ｒ３に対して並列にＮＴＣサーミスタ７が実装されている。またこのＮＴＣサーミスタ７は、図１に模式的に示すように電界効果トランジスタ１と熱的に結合されている。電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合するには、例えば次に示す方法がある。

図２は、電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合する方法の具体例を示す図である。図２（ａ）に示すように、例えば電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを同一のヒートシンクにねじなどによって固定することで、電界効果トランジスタ１で発生した熱をＮＴＣサーミスタ７に伝えること、すなわち電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合することが可能である。これは、電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とが面実装タイプでない場合に有効な方法である。

また、電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とが面実装タイプである場合には、図２（ｂ）に示すように、ドレインが接続されたパターン線路上にＮＴＣサーミスタ７を実装することで、電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合することが可能である。

上述の構成で、次に過電流検出回路１００が過電流を検出する過程について図１を用いて詳述する。ディジタルアンプＰＷＭ４及び５からの入力信号により、電界効果トランジスタ１及び２がＯＮになると電流供給線路Ｓに電流が流れる。これによりスピーカ６に電流が供給され、ディジタルアンプＰＷＭ４からの信号に基づきスピーカ６が音声を出力する。なお、ディジタルアンプＰＷＭ４とスピーカ６とを接続する配線については図示を省略している。また、ディジタルアンプＰＷＭ４と同様に、ディジタルアンプＰＷＭ５にも対応するスピーカが存在するが、このスピーカについても図示を省略している。

電流供給線路Ｓに電流が流れると、電界効果トランジスタ１の温度が発熱により次第に上昇する。前述した図５に示すように、ＯＮ抵抗は電界効果トランジスタ１の温度上昇とともに大きくなる。ＯＮ抵抗が大きくなると、電界効果トランジスタ１のソースとドレインとの電圧の差が大きくなる。

一方、抵抗器３と並列に接続されたＮＴＣサーミスタ７の温度も、電界効果トランジスタ１の温度上昇とともに上昇する。このＮＴＣサーミスタ７は、温度が上昇するとともに抵抗が減少する。これにより、並列接続された抵抗器３とＮＴＣサーミスタ７とにより接続点Ｐ３に発生する電圧は温度上昇とともに次第に大きくなる。なお、この抵抗器３とＮＴＣサーミスタ７の抵抗の大きさは、熱結合する電界効果トランジスタ１のＯＮ抵抗の温度変化特性に合わせて適宜選択可能である。

上述のように、電界効果トランジスタ１の温度上昇にともないソースとドレインとの電圧の差が大きくなっても、それに伴い接続点３の電圧も大きくなるので、温度変化があってもコンパレータ３で検出する電圧の差をある程度一定にすることが可能である。これによって、コンパレータ３は所定の基準値に基づき、より正確に過電流を検出することが可能である。以上により、電界効果トランジスタ１のＯＮ抵抗に基づき電流供給線路のソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用して、より正確に過電流を検出することが可能な過電流検出回路１００を実現可能である。

上述した実施例は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

本実施例に係る過電流検出回路１００の構成を示す図である。 電界効果トランジスタ１とＮＴＣサーミスタ７とを熱的に結合する方法の具体例を示す図である。 センシング抵抗器を用いた一般的な過電流検出回路を示す図である。 電界効果トランジスタ１のＯＮ抵抗に基づき電流供給線路Ｓのソース側とドレイン側とに発生する電圧を利用した過電流検出回路を示す図である。 電界効果トランジスタのＯＮ抵抗と温度との関係の一例を示す図である。

符号の説明

１、２ 電界効果トランジスタ
３ コンパレータ
４、５ ディジタルアンプＰＷＭ
６ スピーカ
７ ＮＴＳサーミスタ
１００ 過電流検出回路

Claims (3)

1. 電流供給線路に介在し、該電流供給回路にソース及びドレインが接続された電界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのソース側とドレイン側とで電流供給線路の電圧を検出し、検出した電圧の差が所定の基準値以上になったときに過電流検出信号を出力する過電流検出手段とを有する過電流検出回路であって、
   ドレイン側の前記電流供給線路を分割して間に抵抗器を実装し、該抵抗器に対してさらに並列にサーミスタを実装するとともに、並列に実装された該抵抗と該サーミスタとにより発生する電圧を、ドレイン側で検出する前記電圧として前記過電流検出手段に印加し、
   前記電界効果トランジスタと前記サーミスタとを熱的に結合することを特徴とする過電流検出回路。
2. 同一のヒートシンクに固定することにより、前記電界効果トランジスタと前記サーミスタとを熱的に結合することを特徴とする請求項１記載の過電流検出回路。
3. 前記ドレインが接続されたパターン線路上に前記サーミスタを実装することにより、該電界効果トランジスタと該サーミスタとを熱的に結合することを特徴とする請求項１記載の過電流検出回路。
   

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