JP2007059456A - 電波吸収体 - Google Patents

Abstract

【課題】 厚さを薄型化しつつ電磁波の吸収範囲を広帯域化することができる電波吸収体を提供する。
【解決手段】 電磁波の入射面から見て順に、多孔磁性体層２、抵抗体層３、及び多孔磁性体層４からなる損失層と、導体層５とを略板状に積層した。また、多孔磁性体層２，４は、多孔質の誘電体からなる多孔質バインダーに磁性体微粒子を分散して構成した。
【選択図】 図５

Description

本発明は、広帯域の電波吸収体に関する。

近年、無線ＬＡＮ（Local Area Network）等、無線通信による情報伝送技術がオフィス、工場、倉庫等において利用されている。このようなオフィス等においては、外部からの電磁波を遮蔽して電波妨害、干渉、あるいは盗聴等を防止するために、導体板を用いた電磁波の遮蔽材を壁、天井、及び床に配設することにより電磁遮蔽が行われている。

しかし、導体板は電磁波の反射体であるために、遮蔽材として導体板のみを用いた場合には、屋内において電気機器から生じた不要輻射等の電磁波や無線機器から送信された無線信号は、ほとんど減衰しないまま導体板により反射を繰り返す結果、電波障害を生じることとなる。特に、無線信号が壁面等の導体板で反射すると、導体板に入射する電磁波と反射される電磁波とが干渉して電界の低下点が発生したり、デジタル無線の無線信号が導体板で多重反射することにより分散遅延が生じてデジタル誤り率が増大する等の通信障害が発生することとなる。

そこで、このような障害を回避するために、反射導体による遮蔽材ではなく、損失誘電体を用いた電波吸収体を遮蔽材として壁、天井、及び床に用いる方法が知られている。このような遮蔽材として用いられる電波吸収体は、無線ＬＡＮ等の無線通信に用いられる２．４５ＧＨｚや、４．９ＧＨｚ〜５．７ＧＨｚの周波数帯において、電磁波を吸収するようにされたものが知られている。

一方、２０１１年には、テレビ放送のデジタル化が予定されており、デジタル放送化によって不要となる周波数帯域が通信用に開放され、無線通信に割り当てられる周波数帯域が１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの広帯域になることが予想される。そうすると、上述のような特定の周波数帯において電磁波を吸収するようにされた電波吸収体は、広帯域化された無線通信の周波数帯域に対応することができない。

そこで、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数範囲の大部分、例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの７０％以上の周波数範囲で電磁波を吸収する広帯域の電波吸収体の実現が望まれている。このような広帯域で電磁波を吸収する電波吸収体としては、図１６に示すように、発泡ウレタンにカーボングラファイトを混入して得られた発泡損失誘電体を、楔形にした部材を反射導体の前面に配置したものがある（例えば、特許文献１参照。）。このような電波吸収体は、主に電界強度の測定を行う電波暗室に用いられており、その厚みは約６００ｍｍにされている。
特開平９−１９９８８５号公報

ところで、図１６に示すような電波吸収体は、一般のオフィス等においては、その厚みによってオフィス等の容積が大きく占有されるため、設置が困難であるという不都合があった。

本発明は、このような問題に鑑みて為された発明であり、厚さを薄型化しつつ電磁波の吸収範囲を広帯域化することができる電波吸収体を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するために、本発明に係る電波吸収体は、略板状の形状を有し、一方面から入射した電磁波を吸収する電波吸収体であって、前記一方面から順に、誘電体、磁性体及び抵抗体を含む損失層と導体層とを備えることを特徴としている。

上記構成によれば、電波吸収体に入射した電磁波は、導体層によって反射されると共に抵抗体によって周波数依存性が低減された状態で誘電体による誘電損失と磁性体による磁気損失とで減衰されるので、厚さを薄型化しつつ電磁波の吸収範囲を広帯域化することができる。

また、上述の電波吸収体において、前記抵抗体は、前記導体層と対向して層状に設けられていることを特徴としている。上記構成によれば、層状の抵抗体は所望の抵抗値を均一に得ることが容易であるので、周波数依存性の安定的な低減が容易となる。

また、上述の電波吸収体において、前記抵抗体は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを以下の式で表した場合における単位厚さ当たりの損失項αの値を、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚのうち大部分の周波数範囲において１０以上とするべく抵抗値が設定されているものであることを特徴としている。

上記構成によれば、上記Ｔａｎｈの項の、周波数に対する振動が低減されるので、入射面インピーダンスＺｉの周波数依存性が低減される。

また、上述の電波吸収体において、前記誘電体は、多孔質の誘電体素材からなり、前記磁性体は、前記多孔質の誘電体素材内部に分散された磁性体微粒子からなるものであることを特徴としている。上記構成によれば、磁性体の表面積を増大させることにより高周波の電磁波に対して磁性体が機能し得ると共に、誘電率を低下させることができる。

また、上述の電波吸収体において、前記損失層は、前記一方面から順に、低誘電率の低誘電率層と高透磁率の高透磁率層とが積層されて構成されていることを特徴としている。上記構成によれば、導体層近傍の磁界強度が増大する位置に高透磁率層が配置され、導体層から離れた電界強度が増大する位置に低誘電率層が配置されるので、電波吸収体全体の等価的な透磁率が上昇し、誘電率が低下して複素透磁率μ_ｒ／複素誘電率ε_ｒが増大される結果、損失層の入射面インピーダンスＺｉが大気の波動インピーダンスに近づけられ、電波吸収体に入射した電磁波の減衰率が増大される。

また、上述の電波吸収体において、前記高透磁率層は、誘電体素材に磁性体微粒子が分散されたものであることを特徴としている。上記構成によれば、導体層近傍の磁界強度が増大する位置に、表面積が増大されて高周波の電磁波に対して機能する磁性体が配置されるので、磁気損失により電波吸収体に入射した電磁波の減衰率が増大される。

また、上述の電波吸収体において、前記高透磁率層は、前記低誘電率層側に、多孔質の誘電体素材に磁性体微粒子が分散された層を備えることを特徴としている。上記構成によれば、高透磁率層における電界強度の高い位置に多孔質にされて低誘電率にされた誘電体素材が配置されるので、電波吸収体全体の等価的な誘電率の上昇が抑制されることにより複素透磁率μ_ｒ／複素誘電率ε_ｒの低下が抑制される。

また、上述の電波吸収体において、前記低誘電率層は、発泡性の合成樹脂材料を用いて構成されていることを特徴としている。上記構成によれば、低誘電率層が低誘電率にされる。

また、上述の電波吸収体において、前記損失層は、前記一方面側に抵抗層をさらに備え、前記抵抗層は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスと実質的に同一にさせるべく抵抗値が設定されていることを特徴としている。上記構成によれば、抵抗層に設定する抵抗値によって、損失層の入射面インピーダンスＺｉのインピーダンスを調整することができるので、入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスに近似させ、電波吸収体に入射した電磁波の減衰率を増大させることが容易である。

また、上述の電波吸収体において、前記抵抗体は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスと実質的に同一にさせるべく前記損失層中に分散されていることを特徴としている。上記構成によれば、損失層中に分散された抵抗体によって、入射面インピーダンスＺｉのインピーダンスを調整することができるので、上記抵抗層を設ける必要がない。

このような構成の電波吸収体によれば、電波吸収体に入射した電磁波は、導体層によって反射されると共に抵抗体によって周波数依存性が低減された状態で誘電体による誘電損失と磁性体による磁気損失とで減衰されるので、厚さを薄型化しつつ電磁波の吸収範囲を広帯域化することができる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。まず、本発明に係る電波吸収体における実施形態の具体的な構成を説明する前に、各実施形態に共通する基本原理について説明する。

板状の電波吸収体における入射面インピーダンスＺｉは、下記の式（１），（２）によって示される（例えば、オーム社刊 内藤嘉之著 電波吸収体、森北出版 橋本修著 高周波領域に於ける材料定数測定法）。

式（１）において、Ｚ_０は大気の波動インピーダンスで３７７Ω、μ_ｒは電波吸収体の材料の複素透磁率で、μ_ｒ＝μ’−ｊμ”であり、ε_ｒは電波吸収体の材料の複素誘電率で、ε_ｒ＝ε’−ｊε”であり、λは入射する電磁波の波長である。そして、式（１）において、扱いを単純化するために（μ_ｒε_ｒ）の平方根を（α＋ｊβ）とすると、式（１）は、式（２）のように表される。式（２）において、αは電波吸収体の単位厚さ当たりの損失項、βは電波吸収体の単位厚さ当たりの位相項である。以下の説明において、電波吸収体の単位厚さ当たりの損失項α、及び位相項βを単に損失項α、位相項βと略記する。

また、Ｚｉ＝Ｚ_０となれば電波吸収体は完全吸収体となるが、その実現は工学的に容易ではないので、通常このような電波吸収体に入射する電磁波の反射減衰量Γは、下記の式（３）で表される。

式（３）は、ＺｉとＺ_０とが近似すれば電波吸収体に入射した電磁波の反射量が低減し、電波吸収体による電磁波の減衰量が増大することを示している。

次に、式（２）におけるＴａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝の振る舞いについて説明する。図１は、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝の周波数応答を示すグラフである。図１において、実線はＴａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝によって示される入射面正規化インピーダンスＺｍの実数項Ｒｅ（Ｚｍ）を示し、破線は入射面正規化インピーダンスＺｍの虚数項Ｉｍ（Ｚｍ）を示している。また、図１（ａ）は、損失項αが小さい場合、例えば損失項α＝３の場合を示しており、図１（ｂ）は、損失項αが大きい場合、例えば損失項α＝３０の場合を示している。

図１（ａ）に示すように、損失項αが例えば３のように小さい値をとる材料を用いて電波吸収体を構成した場合には、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝は周期関数に近く、周波数に対して大きく振動する。

そして、電波吸収体として従来用いられている損失誘電体においては、損失項αは小さく、例えば３に近い値となり、図１に示すように、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝が周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）に対して大きく振動することとなる。そうすると、式（２）から、入射面インピーダンスＺｉもまた周波数に対して大きく振動するから、広い周波数範囲（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの大部分、例えば７０％以上）において、Ｚｉ＝Ｚ_０、あるいはＺｉとＺ_０とを近似させた状態を維持することができず、従って、このような損失誘電体を用いて広帯域の電波吸収体を構成することは困難である。

一方、図１（ｂ）に示すように、損失項αが例えば３０のように大きい値をとる材料を用いて電波吸収体を構成することができれば、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝は、例えば１ＧＨｚにおいて図１（ａ）に示すα＝３の場合よりも振動が低減され、例えば周波数３ＧＨｚ以上の領域において、ほぼ入射面正規化インピーダンスＺｍの実数項Ｒｅ（Ｚｍ）は「１」に収斂し、入射面正規化インピーダンスＺｍの虚数項Ｉｍ（Ｚｍ）は「０」に収斂する。すなわち、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝は、損失項αを増大させると周波数に対する依存性が低減され、特に周波数が高くなるほど周波数の依存性が低下する。

従って、式（２）から、損失項αを増大させることにより、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝はおよそ「１」に収斂するから、入射面インピーダンスＺｉの周波数依存性が低減され、広い周波数範囲に渡って入射面インピーダンスＺｉと大気の波動インピーダンスＺ_０とを近似させた状態を維持することができ、広帯域に渡って電波吸収体における減衰量を増大させることができる。

なお、図１（ｂ）では、損失項αが３０の場合において入射面インピーダンスＺｉの周波数依存性が低減される例を示したが、式（２）から損失項αが２０以上であれば、、実用上十分な広帯域化の効果が得られることが予測され、さらに後述するように損失項αを１０以上にすることにより実用上十分な広帯域化の効果が得られることが、実験的に確認できた。

しかし、従来、広い周波数範囲（１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの大部分である例えば７０％以上、例えば４ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数範囲）に渡って損失項αが１０以上となる電波吸収体を得ることは困難であった。そこで、本発明は、電波吸収体における損失項αを増大させる手段、及び入射面インピーダンスＺｉと大気の波動インピーダンスＺ_０とを近似させる手段を提供することにより、電波吸収体の広帯域化を実現するものである。

次に、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚのような高周波、いわゆるマイクロ波帯における電波吸収体について説明する。図２は、反射導体に電磁波が入射した場合における反射導体近傍の電磁界分布を概念的に示す説明図である。図２に示すように、反射導体に入射した電磁波の電界成分は反射導体によって短絡されるため、反射導体面においてゼロとなり、反射導体面からλ（波長）／４だけ離れた位置において最大となる。一方、磁界成分は、反射導体面において最大となることが知られている。

そうすると、従来の電波吸収体に用いられている損失誘電体は、電界に対して作用するものであるから厚さを薄くして反射導体の前面に配置すると、電界が弱い領域に配置されることとなり、誘電体が機能せず、入射した電磁波を十分減衰させることができない。例えば、オフィス等の壁面に電波吸収体を配設する場合、実用的には電波吸収体の厚さを３０ｍｍ以下にする必要があると考えられる。ところが、例えば１ＧＨｚにおけるλ／４は７５ｍｍとなるから、厚さ３０ｍｍの損失誘電体を反射導体の前面に配置しても、電界が弱い領域に配置され、誘電体が機能せず、入射した電磁波を十分減衰させることができない。

そこで、反射導体の前面、すなわち磁界が最大となる位置に強磁性体を配置し、磁気損失により電磁波を減衰させることが考えられる。しかし、マイクロ波中に強磁性体を配置すると、表皮効果によって強磁性体のミクロン以下の表面にしか電磁界が作用せず、磁性体として機能しない。

そのため、誘電体素材に強磁性体の微粒子が分散されたシート部材を磁界が最大となる反射導体の前面位置に配置することが考えられる。図３は、このような強磁性体微粒子を誘電体バインダーで固定した磁性体微粒子シート１０１の構成の一例を示す説明図である。図３に示す磁性体微粒子シート１０１は、例えば、鉄やアモルファス合金等の強磁性体からなる微粒子１０２と、誘電体からなるバインダー１０３とから構成される。そして、微粒子１０２と微粒子１０２との間には、バインダー１０３が入り込んで微粒子１０２同士が非接触にされ、磁性体微粒子シート１０１全体として、誘電体（絶縁体）になるようにされている。

この磁性体微粒子シート１０１は、例えば、磁気テープ等と同様の公知の方法により製造が可能であり、例えば、微粒子１０２に対して濡れ性の良い液状のバインダー１０３の中に所定の重量比、例えば９０％程度の重量比で直径が２０〜３０μｍ程度の微粒子１０２を入れることにより、バインダー１０３が濡れによって微粒子１０２の表面をコーティングしつつその隙間に入り込んで微粒子１０２同士が非接触にされた材料が得られる。さらにこの材料をローラ等を用いてシート状に引き伸ばした後に、液状のバインダー１０３を硬化させることによって、シート状にされた磁性体微粒子シート１０１を得ることができる。

一般に、強磁性体はマイクロ波に対して反射導体として働くため、マイクロ波は強磁性体材料の中に浸入することができない。一方、磁性体微粒子シート１０１は、強磁性体である微粒子１０２を含みながら、全体としては絶縁体であるため、マイクロ波が磁性体微粒子シート１０１の中まで浸入可能にされている。また、微粒子１０２の微粒子化によって強磁性体の表面積が増大するため、表皮効果が作用しても磁性体として機能する表皮層１０４の体積を増大させて、磁性体微粒子シート１０１に入射した電磁波を磁気損失により減衰させることができる。

図４は、微粒子１０２の平均直径を２０μｍ、厚さ２μｍの扁平鉄微粒子とし、バインダー１０３との重量比を８：１として磁性体微粒子シート１０１を構成した場合における複素誘電率ε_ｒ＝ε’−ｊε”と、複素透磁率μ_ｒ＝μ’−ｊμ”とを周波数０．１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの範囲で測定したデータを示すグラフである。図４に示すグラフ中、「ｏ」は実測値であり、実線はその線形回帰による近似関数を示している。図４（ａ）はε’、図４（ｂ）はε”、図４（ｃ）はμ’、図４（ｄ）はμ”を示し、図４（ａ）の縦軸は比誘電率、図４（ｃ）の縦軸は比透磁率を示している。

そうすると、例えば図４（ａ）と図４（ｃ）とから、周波数１ＧＨｚにおいて、μ’は約１０であるのに対し、ε’は約９０となり、上述のように構成された磁性体微粒子シート１０１におけるμ_ｒ／ε_ｒは、「１」よりも非常に小さい。

従って、式（２）において、（μ_ｒ／ε_ｒ）の平方根は、「１」よりも非常に小さい値となる結果、Ｔａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝が「１」となる条件（損失項αが３０以上になる条件）においてもＺｉとＺ_０とを近似させることはできず、磁性体微粒子シート１０１を反射導体の前面に配置しても、広帯域で十分な減衰量を得られる電波吸収体を構成することはできない。

例えばオフィス等に用いられる電波吸収体に必要とされる電磁波の減衰量は、実用的には１０ｄＢ程度と想定されるが、実験によれば、図４に示す特性の磁性体微粒子シート１０１を反射導体の前面に配置した構成によっては、１０ｄＢの減衰量が得られる比帯域幅（帯域巾／動作中心周波数）が０．５％〜３％となり、目標とする１〜１０ＧＨｚの大部分の周波数範囲において十分な減衰量（１０ｄＢ）が得られるような広帯域の電波吸収体は実現できない。

また、単一の材料からなる電波吸収体の電波吸収体の単位厚さ当たりの損失項αは、以下のようにして求められる。すなわち、上記式（１）（２）から、下記の式（４）（５）（６）が得られ、電波吸収体の単位厚さ当たりの損失項αが式（７）によって近似される。

そうすると、電波吸収体の複素透磁率μ_ｒ＝μ’−ｊμ”及び複素誘電率ε_ｒ＝ε’−ｊε”を例えば、ベクトル・ネットワーク・アナライザ（Vector Network Analyzer）を用いて測定し、μ”とε”とから式（７）を用いて電波吸収体の単位厚さ当たりの損失項αを得ることができる。

そこで、以下に示す本発明の実施形態に係る電波吸収体によって、電波吸収体における損失項αを増大させると共に、入射面インピーダンスＺｉと大気の波動インピーダンスＺ_０と近似させることにより、電波吸収体の広帯域化が可能となる。

（第１実施形態）
図５は、本発明の第１の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。図５に示す電波吸収体１は、電磁波の入射方向から見て多孔磁性体層２、抵抗体層３（抵抗体）、多孔磁性体層４、及び導体層５の順に積層されて構成されている。導体層５は、略板状の金属板等により構成された反射導体である。抵抗体層３は、例えばカーボン等を用いて構成された抵抗シートであり、導体層５との間に多孔磁性体層４を挟んで導体層５と対向するように層状に設けられている。また、多孔磁性体層２の厚さは１０ｍｍ、抵抗体層３の抵抗値は３７０Ω、多孔磁性体層４の厚さは５ｍｍにされている。

抵抗体層３は、例えば薄い布やプラスチックシートにカーボン塗料を吹き付けた抵抗シートで、数百Ω程度の抵抗値ではマイクロ波での表皮効果はほとんど現れないので、ミリ波程度の周波数までは純抵抗と近似することができ、直流で測定してマイクロ波に適用することができる。抵抗体層３の抵抗値は、シート抵抗であり、Ω／口、すなわち縦横同一寸法（非定尺基準（Dimensionless））で表された抵抗値である。

また、抵抗体層３の抵抗値としては、３７０Ωのものを用いる例を示したが、大気の波動インピーダンス３７７Ωの１／２である１８８．５Ωから、大気の波動インピーダンス３７７Ωの２倍である７５４Ωまでの間の抵抗値のものを用いることができる。

多孔磁性体層２，４は、図６に示すように、多孔質の誘電体からなる多孔質バインダー２１に磁性体微粒子２２が分散されたものであり、例えばフジ化成（米子市）製のＥＭパネルを用いることができる。ＥＭパネルは、熱可塑性の合成樹脂からなるテープ状の基材表面にフェライト等の軟磁性体の微粉末を塗布して構成される録音テープや録画テープ等の種々の磁気テープ（すなわち、熱可塑性の合成樹脂と軟磁性体とを含んだもの）を細かく切断し、この切断物をカールさせて小さな中空円筒状にした後に加熱圧縮成型することにより、合成樹脂中に空気と磁性体微粒子粉とが混在するようにされている。この場合、多孔磁性体層２，４と抵抗体層３とが、請求項における損失層に相当している。

これにより、多孔磁性体層２，４は、図３に示す磁性体微粒子シート１０１と同様、磁性体微粒子２２の表皮層２３の体積を増大させて、多孔磁性体層２，４に入射したマイクロ波を磁気損失により減衰させることができる。また、誘電体の多孔質バインダー２１が多孔質であることから誘電率εｄが低下して透磁率（約２．４）の約１／２となり、εｄ＝１．３となっている。そのため、例えば図３、図４に示す磁性体微粒子シート１０１よりも（μ_ｒ／ε_ｒ）が増大し、式（２）において入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスＺ_０に近づけることができる結果、式（３）において反射減衰量Γが低下し、すなわち多孔磁性体層２，４における電磁波の減衰量を増大させることができる。

また、抵抗体層３によって、損失項αが増大されることにより、式（２）における入射面インピーダンスＺｉの周波数依存性が低減され、広い周波数範囲に渡って入射面インピーダンスＺｉと大気の波動インピーダンスＺ_０とを近似させた状態を維持することができ、従って広帯域に渡って電波吸収体における減衰量を増大させることができる。

図７（ａ）は、図５に示す電波吸収体１における１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。なお、比較のため、電波吸収体１において抵抗体層３を設けない場合の減衰量の測定結果を図７（ｂ）に示す。

図７（ａ）に示すように、電波吸収体１によって、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚのおよそ９０％の周波数範囲であるおよそ２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数帯域において、実用的に十分な減衰量である１０ｄＢ程度以上の減衰量が得られることが確認された。これにより、図１６に示す背景技術に係る電波吸収体より薄い約１５ｍｍの厚さで、電磁波の吸収範囲を広帯域化することができた。なお、電波吸収体１の厚さは１５ｍｍ程度に限られず、さらに厚みを増せば、電磁波の減衰量を増大し得る。

また、図７（ｂ）に示すように、抵抗体層３を設けない場合には、周波数に対して減衰量が振動し、およそ４．４ＧＨｚ〜７ＧＨｚの周波数範囲で減衰量が１０ｄＢを下回り、広帯域の電磁波吸収特性を得ることができなかった。すなわち抵抗体層３を設けない場合には、損失項αが小さいため式（２）において入射面インピーダンスＺｉが周波数λに対して振動する結果、式（３）における反射減衰量Γもまた振動し、すなわち減衰量が振動するので、電磁波の吸収範囲を広帯域化することができない。

しかし、図５に示す電波吸収体１では、抵抗体層３によって損失項αが増大され、式（２）における入射面インピーダンスＺｉの振動が低減されるので、広い周波数範囲に渡って入射面インピーダンスＺｉと大気の波動インピーダンスＺ_０とを近似させた状態を維持することができ、従って広帯域に渡って電波吸収体における減衰量を増大させることができる。

なお、多孔磁性体層２，４としてＥＭパネルを用いたが、例えば誘電性素材である発泡スチロールや発泡ウレタン等の発泡性の合成樹脂材料に所定量のフェライト微粉末等の磁性付与素材を混在させて成型することにより多孔質にしたものを用いてもよい。

また、抵抗体として抵抗シートで構成された抵抗体層３を用いたが、抵抗体によって損失項αを増大させ、例えば損失項αを１０以上にするべく損失を増大させることができればよいので、例えば抵抗体層３を設けず、多孔磁性体層２，４を一体にしたものに例えばカーボン等の抵抗体の微粉末を混入、分散することで、損失項αを増大させてもよい。但し、抵抗体の微粉末を発泡性の合成樹脂材料等に混入することで所定の抵抗値を均一に得ることは、製造上の困難性を伴う。一方、抵抗体層３に用いる抵抗シートは、所定の抵抗値を均一かつ精度よく製造することが、抵抗体の微粉末を発泡性の合成樹脂材料等に混入する場合よりも容易である。

（第２実施形態）
図８は、本発明の第２の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。図８に示す電波吸収体１ａは、電磁波の入射方向から見て抵抗体層６（抵抗層）、低誘電率層７、抵抗体層８（抵抗体）、多孔磁性体層４、磁性体微粒子層９、及び導体層５の順に積層されて構成されている。この場合、抵抗体層６、低誘電率層７、抵抗体層８、多孔磁性体層４及び磁性体微粒子層９が損失層に相当し、多孔磁性体層４及び磁性体微粒子層９が高透磁率層に相当している。また、磁性体微粒子層９は誘電体素材に磁性体微粒子が分散された例えば図３に示す磁性体微粒子シート１０１によって構成され、多孔磁性体層４は多孔質の誘電体素材に磁性体微粒子が分散された例えばＥＭパネルによって構成されている。

抵抗体層６，８は、例えばカーボン等を用いて構成された抵抗シートであり、抵抗体層６は損失層における電磁波の入射側に設けられ、抵抗体層８は導体層５との間に多孔磁性体層４と磁性体微粒子層９とを挟んで導体層５と対向するように層状に設けられている。

低誘電率層７は、低誘電率の材料によって構成され、例えば比誘電率εが約１．０５の発泡スチロールや発泡ウレタン等の発泡性の合成樹脂材料を用いて構成されている。

また、抵抗体層６，８の抵抗値は５２０Ω、低誘電率層７の厚さは２０ｍｍ、多孔磁性体層４の厚さは５ｍｍ、磁性体微粒子層９の厚さは０．２ｍｍにされている。

図９は、図８に示す電波吸収体１ａの動作原理を説明するための説明図である。図９において、反射導体に電磁波が入射した場合における反射導体近傍の電磁界分布を概念的に示している。そして、図９に示すように、反射導体に入射した電磁波の電界成分は反射導体によって短絡されるため、反射導体面においてゼロとなり、反射導体面からλ（波長）／４だけ離れた位置において最大となる。一方、磁界成分は、反射導体面において最大となる。

そこで、電波吸収体１ａは、反射導体となる導体層５と接する位置、すなわち磁界成分が最大、電界成分が略ゼロとなる位置に極めて薄い厚さ０．２ｍｍのシート状の磁性体微粒子層９を設けている。そうすると、磁性体微粒子層９として用いられる磁性体微粒子シート１０１は、上述したように、材料としては比透磁率よりも比誘電率が大きいためにμ_ｒ／ε_ｒが「１」よりも小さいが、磁界成分が最大となる位置に配置されることによって比透磁率が等価的に高められる一方、電界成分が略ゼロとなる位置に配置されることにより比誘電率が等価的に小さくなり、磁性体微粒子層９におけるμ_ｒ／ε_ｒが等価的に「１」より大きくなる。

また、導体層５から磁性体微粒子層９を介して設けられた多孔磁性体層４は、導体層５から離れることによって電界が上昇する位置に配置されているが、多孔質バインダー２１によって低誘電率にされているので等価的に比誘電率が減少し、磁性体微粒子２２によって比透磁率が増大し、μ_ｒ／ε_ｒを等価的に増大させる。

そして、低誘電率層７は、多孔磁性体層４よりもさらに電界強度が上昇する位置に配置されているが、比誘電率の低い材料で構成されているため、電波吸収体１ａ全体の誘電率の上昇を低減することができる。このように、電磁波の入射面から順に、低誘電率の低誘電率層７、低誘電率であってかつ透磁率の高い多孔磁性体層４、多孔磁性体層４より透磁率の高い磁性体微粒子層９を積層することにより、全体としてμ_ｒ／ε_ｒを等価的に「１」より大きくすることができる。

また、磁性体微粒子層９は、透磁率が高く、特に１ＧＨｚ近傍における電磁波の吸収特性を補強する作用があるが、誘電率もまた高いので、厚みが大きいと図６，図７に示すようにμ_ｒ／ε_ｒが減少する。しかし、電波吸収体１ａにおいては、磁性体微粒子層９を極めて薄い厚さ０．２ｍｍのシート状にすることによって、磁界成分が最大かつ電界成分が略ゼロとなる位置に配置し、電波吸収体１ａ全体の等価的なμ_ｒ／ε_ｒを低下させることなく磁性体微粒子層９の磁気損失により電磁波を減衰させることができる。

ここで、電波吸収体１ａにおける抵抗体層６を除く低誘電率層７、抵抗体層８、多孔磁性体層４、磁性体微粒子層９及び導体層５における入射面インピーダンスをＺｉ’とする。そうすると、電波吸収体１ａにおいては、図５に示す電波吸収体１と同様に、抵抗体層８によって損失項αが増大し、式（２）におけるＴａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝はおよそ「１」に収斂するから、μ_ｒ／ε_ｒが等価的に「１」より大きくなれば、Ｚｉ’＞Ｚ_０となる。

そして、抵抗体層６の抵抗をＲとすると、抵抗体層６を除く部分の入射面インピーダンスＺｉ’と並列接続される関係にあるから、インピーダンスＺｉは、以下の式（８）で表される。

すなわち、Ｚｉ’＞Ｚ_０とすれば、抵抗体層６を設けることにより入射面インピーダンスＺｉをＺｉ’より小さくして、大気の波動インピーダンスＺ_０（３７７Ω）と一致させることができる。例えば、低誘電率層７、抵抗体層８、多孔磁性体層４、磁性体微粒子層９及び導体層５によってＺｉ’＝１３７０Ωとなれば、５２０Ωの抵抗体層６によって、入射面インピーダンスＺｉをほぼ大気の波動インピーダンスＺ_０（３７７Ω）と一致させることができる。

これにより、電波吸収体１ａは、図１６に示す背景技術に係る電波吸収体より薄い例えば約２５ｍｍの厚さで損失項αを増大させ、かつ入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスＺ_０と近似させることにより、広帯域に渡って電磁波の減衰量を増大させることができる。

図１０は、図８に示す電波吸収体１ａにおける０．８ＧＨｚ〜３．２ＧＨｚの入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。図１０に示すように、０．９ＧＨｚ以上の周波数帯域において、比帯域２００％で１０ｄＢ以上の減衰量を確保できることが確認できた。なお、図１０には、３．２ＧＨｚまでの測定結果しか示していないが、１０ＧＨｚまでの周波数範囲においても１０ｄＢ以上の減衰量を確保できる。

また、将来的に無線通信に割り当てられる見込みの１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数帯域に限定されず、例えばレーダー等で使用される１４ＧＨｚの周波数に対しても同程度の減衰量を確保することができ、さらに理論上、損失項αを増大させた状態で周波数が増大すれば、式（２）におけるＴａｎｈ｛（２π／λ）・（α＋ｊβ）｝はおよそ「１」に収斂するから周波数の依存性がなくなるので、本発明に係る電波吸収体の適用範囲に周波数の上限はない。

なお、低誘電率層７として、発泡性の合成樹脂材料を用いる例を示したが、例えば誘電率の低いＥＭパネル等、多孔磁性体層４と同様の材料を用いて構成してもよく、石膏等、他の低誘電率の材料を用いてもよい。また、高透磁率層を多孔磁性体層４と磁性体微粒子層９とによって構成する例を示したが、図１１に示す電波吸収体１ｂのように、高透磁率の磁性体層１１を多孔磁性体層４及び磁性体微粒子層９のうちいずれか一つによって構成し、電磁波の入射方向から順に、抵抗体層６、低誘電率層７、抵抗体層８、磁性体層１１、及び反射導体である導体層５の順に積層してもよい。

また、損失項αを増大させる抵抗体層８を一層のみ備える構成を示したが、抵抗体層８を複数設けてもよい。また、図１２に示す電波吸収体１ｃのように、電磁波の入射方向から順に、抵抗体層６、低誘電率層７、磁性体層１１、及び導体層５の順に積層し、抵抗体層８のような層間の抵抗層を設けず、低誘電体層７や磁性体層１１に例えばカーボン等の抵抗体の微粉末を混入、分散することで、損失項αを増大させてもよい。

また、図８，図１１，図１２に示す電波吸収体１ａ，１ｂ，１ｃにおいて、電磁波入射面の抵抗体を備えず、損失層（低誘電体層、磁性体層）に例えばカーボン等の抵抗体の微粉末を混入、分散することで入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスＺ_０と近似させるようにしてもよい。例えば、損失層の入射面インピーダンスが大気の波動インピーダンスＺ_０と実質的に同一、例えば±２０％の範囲内であれば、電磁波入射面に抵抗体を備えなくても実用上十分な減衰量が得られる。

上述したように、図１１、図１２に示すように反射導体から離れた位置に低誘電体層を配置し、反射導体近傍に磁性体を配置すること、あるいはバインダを多孔質にすることによって低誘電率にしたＥＭパネルのような磁性体を反射導体の前面に配置することによって、電波吸収体全体の総合的な誘電率を低下せしめる方法は、電波吸収体を広帯域化するために有効である。

例えば、図３に示す磁性体微粒子シート１０１や、図６に示す多孔磁性体層２，４は、図４（ｂ），（ｄ）に示すような損失項ε”，μ”を有しているが、製造上損失項ε”，μ”を制御することは困難であり、また損失項ε”，μ”は周波数により変動する。

一方、抵抗体層８のような抵抗シートは周波数の依存性がないので、図８に示すように電波吸収体の層間に抵抗体層８を設けて損失項αを増大させ、式（２）における入射面インピーダンスＺｉの周波数依存性を低下させることが、電波吸収体を広帯域化するための有効な手段となる。

さらに、電界の強い位置に低誘電率の誘電体を配置し、磁界の強い位置に高透磁率の磁性体を配置することで電波吸収体の総合的な（μ_ｒ／ε_ｒ）を増大させることにより、入射面インピーダンスを増大させて大気の波動インピーダンスより大きくし、その入射面に抵抗シートを配置して合成入射面インピーダンスを大気の波動インピーダンスと近似させることで電磁波の減衰量を増大させ、実質的に同一、例えば±２０％の範囲とすることで、効果的に電磁波の減衰量を増大させることができる。

（第３実施形態）
図１３は、本発明の第３の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。図１３に示す電波吸収体１ｄは、電磁波の入射方向から見て抵抗体層６ａ（抵抗層）、低誘電率層１２、抵抗体層８ａ、低誘電率層１３、磁性体微粒子層９ａ、及び導体層５の順に積層されて構成されている。この場合、抵抗体層６、低誘電率層１２、抵抗体層８、低誘電率層１３及び磁性体微粒子層９ａが損失層に相当し、磁性体微粒子層９ａが高透磁率層に相当している。

抵抗体層６ａ，８ａは、抵抗体層６，８と同様の抵抗シートにより構成されており、シート抵抗が４３０Ωにされている。磁性体微粒子層９ａは、２ＧＨｚ近傍の電波吸収特性を補強するもので、磁性体微粒子層９と同様の磁性体微粒子シートにより構成されており、厚さが０．４ｍｍにされている。低誘電率層１２，１３は、ＪＩＳ Ａ ６９０１の石膏ボード（いわゆる建築用のプラスターボード）であり、比誘電率ε＝１．６、厚さがそれぞれ１０ｍｍの低誘電体である。その他の構成は図８に示す電波吸収体１ａと同様であるのでその説明を省略する。

図５に示す電波吸収体１の多孔磁性体層２，４、及び図８に示す電波吸収体１ａの多孔磁性体層４として用いられているＥＭパネルは、種々の磁気テープの切断物をカールさせて小さな中空円筒状にした後に加熱圧縮成型したものであり、パネルの厚さ方向に比重が不均一、すなわち複素透磁率μ_ｒ及び複素誘電率ε_ｒが不均一な材料となっている。

そして、このように厚さ方向に不均一な材料については上述のベクトル・ネットワーク・アナライザにより複素透磁率μ_ｒ及び複素誘電率ε_ｒを測定することが困難であるため、電波吸収体１，１ａについては、複素透磁率μ_ｒ及び複素誘電率ε_ｒを測定して式（７）を用いて実際の損失項αを取得することが困難である。

そこで、低誘電率層１２，１３として石膏ボードを用いた電波吸収体１ｄの例によって、抵抗体層８と損失項αとの関係を説明する。図１３に示す電波吸収体１ｄのように、多層構造により構成された電波吸収体の伝送マトリクス（対称四端子網）は、以下の式（９）によって示される。

ここで、ｄは誘電体である低誘電率層１２，１３の厚さ、ε_ｄは低誘電率層１２，１３の比誘電率、λは波長、ｔは磁性体微粒子層９ａの厚さ、Ｒは抵抗体層８ａのシート抵抗である。

式（９）において、（i）項は低誘電率層１２の伝送マトリクスであり、（ii）項は、抵抗体層８ａの伝送マトリクスであり、（iii）項は低誘電率層１３の伝送マトリクスであり、（iv）項は磁性体微粒子層９ａの伝送マトリクスである。このように、層構造により構成された電波吸収体の伝送マトリクスは、各層の伝送マトリクスを乗算することによって得られ、図１３に示す電波吸収体１ｄと異なる構成の電波吸収体であっても、その層構造を各層の伝送マトリクスの積として表すことができる。

そして、式（９）で表される伝送マトリクス（対称四端子網）の単位厚さ当たりの損失項αは、以下の式（１０）で示される。

ここで、図１３に示す電波吸収体１ｄと、比較のため電波吸収体１ｄから抵抗体層８ａを除いた場合とにおける複素透磁率μ_ｒ及び複素誘電率ε_ｒを実験的に測定し、得られた複素透磁率μ_ｒ及び複素誘電率ε_ｒに基づき式（９）（１０）から求めた単位厚さ当たりの損失項αを、図１４に示す。図１４において、実線は図１３に示す電波吸収体１ｄ（抵抗体層８ａ有り）の損失項αであり、破線は電波吸収体１ｄから抵抗体層８ａを除いた場合（抵抗体層８ａ無し）の損失項αである。

図１４に示すように、抵抗体層８ａ無しの場合には、５．２ＧＨｚ〜８．０ＧＨｚの周波数範囲において損失項αが１０を下回っている。一方、電波吸収体１ｄ（抵抗体層８ａ有り）の場合には、２．６ＧＨｚ〜１０ＧＨｚを超える周波数範囲において損失項αが１０以上となり、抵抗体層８ａによる損失項αの増大効果が確認された。

図１５は、図１３に示す電波吸収体１ｄ（抵抗体層８ａ有り）と、電波吸収体１ｄから抵抗体層８ａを除いたもの（抵抗体層８ａ無し）について、２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。電波吸収体１ｄ（抵抗体層８ａ有り）の減衰量を実線で、電波吸収体１ｄから抵抗体層８ａを除いたもの（抵抗体層８ａ無し）の減衰量を破線で示している。

図１５に示すように、抵抗体層８ａ無しの場合には、３．８ＧＨｚ〜８．６ＧＨｚの周波数範囲において減衰量が１０ｄＢを下回り、１０ｄＢの減衰量が確保できる周波数範囲は、１．９ＧＨｚ〜３．８ＧＨｚ及び８．６ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの不連続かつ１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚにおける３０％程度の周波数範囲にすぎない。一方、電波吸収体１ｄ（抵抗体層８ａ有り）の場合には、２．５ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数範囲、すなわち１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚにおける７５％程度の周波数範囲において実用的な減衰量である１０ｄＢ以上の減衰量が得られ、抵抗体層８ａによる電磁波の吸収範囲の広帯域化の効果が確認された。

また、図１４に示すように、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚのうち大部分である３ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数範囲において損失項αの値を１０以上とするように抵抗体層８ａの抵抗値を設定すること（図１４の例では４３０Ω）により、電波吸収体の電磁波の吸収範囲を広帯域化できることが確認できた。なお、図１３に示す電波吸収体１ｄでは、３ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数範囲において損失項αの値を１０以上とするようにしたが、損失項αを１０以上とする周波数範囲は３ＧＨｚ〜１０ＧＨｚに限られず、電波吸収体に要求される仕様上の周波数範囲に応じて損失項αを１０以上とする周波数範囲を設定すればよい。また、電波吸収体１ｄは、厚さが略２５ｍｍであり、図１６に示す電波吸収体よりも厚さを薄型化しつつ電磁波の吸収範囲を広帯域化することができた。

式（２）の周波数応答を示すグラフである。 反射導体に電磁波が入射した場合における反射導体近傍の電磁界分布を概念的に示す説明図である。 強磁性体微粒子を誘電体バインダーで固定した磁性体微粒子シートの構成の一例を示す断面図である。 図３に示す磁性体微粒子シートの複素誘電率と複素透磁率とを示すグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。 図５に示す多孔磁性体層の構成の一例を示す断面図である。 （ａ）は、図５に示す電波吸収体における１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。（ｂ）は、図５に示す電波吸収体において抵抗体層を設けない場合の減衰量の測定結果を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。 図８に示す電波吸収体の動作原理を説明するための説明図である。 図８に示す電波吸収体における０．８ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。 図８に示す電波吸収体の変形例を示す断面図である。 図８に示す電波吸収体の変形例を示す断面図である。 本発明の第２の実施形態に係る電波吸収体の構成の一例を示す断面図である。 図１３に示す電波吸収体の損失項αを示すグラフである。 図１３に示す電波吸収体における入射電磁界に対する減衰量を実験的に測定した結果を示すグラフである。 背景技術に係る電波吸収体の断面図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ 電波吸収体
２，４ 多孔磁性体層
３，６，６ａ，８，８ａ 抵抗体層
５ 導体層
７ 低誘電率層
９ 磁性体微粒子層
２１ 多孔質バインダー
２２ 磁性体微粒子
２３ 表皮層
１０１ 磁性体微粒子シート
１０２ 微粒子
１０３ バインダー
１０４ 表皮層

Claims (10)

1. 略板状の形状を有し、一方面から入射した電磁波を吸収する電波吸収体であって、前記一方面から順に、誘電体、磁性体及び抵抗体を含む損失層と導体層とを備えることを特徴とする電波吸収体。
2. 前記抵抗体は、前記導体層と対向して層状に設けられていることを特徴とする請求項１記載の電波吸収体。
3. 前記抵抗体は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを以下の式で表した場合における単位厚さ当たりの損失項αの値を、１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚのうち大部分の周波数範囲において１０以上とするべく抵抗値が設定されているものであることを特徴とする請求項１又は２記載の電波吸収体。
   

   
4. 前記誘電体は、多孔質の誘電体素材からなり、前記磁性体は、前記多孔質の誘電体素材内部に分散された磁性体微粒子からなるものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電波吸収体。
5. 前記損失層は、前記一方面から順に、低誘電率の低誘電率層と高透磁率の高透磁率層とが積層されて構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電波吸収体。
6. 前記高透磁率層は、誘電体素材に磁性体微粒子が分散されたものであることを特徴とする請求項５記載の電波吸収体。
7. 前記高透磁率層は、前記低誘電率層側に、多孔質の誘電体素材に磁性体微粒子が分散された層を備えることを特徴とする請求項５又は６記載の電波吸収体。
8. 前記低誘電率層は、発泡性の合成樹脂材料を用いて構成されていることを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の電波吸収体。
9. 前記損失層は、前記一方面側に抵抗層をさらに備え、前記抵抗層は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスと実質的に同一にさせるべく抵抗値が設定されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電波吸収体。
10. 前記抵抗体は、前記損失層の入射面インピーダンスＺｉを大気の波動インピーダンスと実質的に同一にさせるべく前記損失層中に分散されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電波吸収体。

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