JP2007037378A - スイッチング電源の停電検出回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】 スイッチング電源の停電検出回路の総電力損失を減らし、より正確な停電検出ができるようにする。
【解決手段】 交流電源ＡＣの停電検出のため、トランスＴの一次側に設けられた発光ダイオードＤ１とトランスＴの二次側に設けられたフォトトランジスタＱ１とからなるフォトカプラＰＣを有し、発光ダイオードＤ１とスイッチング素子の制御回路２とが直列に接続され、発光ダイオードＤ１のカソード側にコンデンサＣ１を接続し、コンデンサＣ１に流れる充電電流を交流電源ＡＣの停電を検出する検出電流とする。
【選択図】 図３

Description

本発明は、スイッチング電源における停電検出回路に関する。
マイコン搭載機器などの電子機器にけるスイッチング電源において、フォトカプラを用いた停電検出回路が良く使用される（例えば、特許文献１参照）。
図１は、従来のスイッチング電源の停電検出回路の一例である。
図１に示すように、スイッチング電源の停電検出回路１０１は、交流電源ＡＣの停電検出のため、トランスＴの一次側の発光ダイオードＤ１と二次側のフォトトランジスタＱ１とからなるフォトカプラＰＣが設けられている。
一次側において、交流電源ＡＣの交流の極性を一方向に揃えるブリッジ整流器（ダイオードＤｐ３，Ｄｐ４，Ｄｐ５，Ｄｐ６で構成されている）のダイオードＤｐ３，Ｄｐ４のカソードが抵抗Ｒ１の一端に接続され、この抵抗Ｒ１の他端が発光ダイオードＤ１のアノードに接続されている。
一方、整流ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２の出力は、トランスＴの一次側巻線の一端に接続され、トランスＴの一次側巻線の他端はスイッチング素子であるトランジスタＱ２に接続されている。また、整流ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２の出力は、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子であるトランジスタＱ２のオン／オフを制御する制御回路１０２の入力端子に接続される。なお、Ｃｐは電流を平滑化するための電解コンデンサである。
また、トランスＴの二次側巻線の一端はダイオードＤ２のアノードに接続されている。このダイオードＤ２のカソードは出力電圧Ｖ０の出力端子に接続されるとともに、電解コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３とに接続され、抵抗Ｒ３の他端は検出出力電圧Ｖ３に接続されるとともに、フォトトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。なお、トランスＴの二次側巻線の他端は接地電位に接続されている。
特開２００２−１７０８４号公報
しかしながら、従来の停電検出回路における交流電源ＡＣの停電検出は、検出出力電圧Ｖ３のパルスを波形成形して直流へ変換後、スイッチング電源を搭載した電子機器（の入力回路）へ導出することにより行われる。また、スイッチング電源には、起動のための起動抵抗Ｒ２が必要で、停電検出回路と共に電力損失を生ずる。
正確な交流電源ＡＣの停電検出のためには、抵抗Ｒ１に流れる電流ｉ１はある程度大きな電流が必要であり、例えば、そのピーク値を１ｍＡとすると、ＶＡＣ＝１００Ｖｒｍｓのとき、
Ｒ１＝１４０ＫΩが必要であり、このＲ１での電力損失Ｐ１は、Ｐ１＝ＶＡＣ ２／Ｒ１＝７１ｍＷとなる。
一方、制御回路２の起動電流は一般的には０．４ｍＡ程度であるので、Ｒ２は３５０ｋΩが用いられ、このＲ２での電力損失Ｐ２は、Ｐ２＝ｉ２ ２×Ｒ２＝ＶＡＣ ２／Ｒ２＝５６ｍＷとなる。よって、総電力損失ＰはＰ＝Ｐ１＋Ｐ２＝１２７ｍＷとなる。なお、ここでは各ダイオードのＶＦ、制御回路の電源電圧ＶＩＣ等による電力損失に関しては省略する。
上記のように、従来のスイッチング電源の停電検出回路では、総電力損失は停電検出回路と起動抵抗の和となっているので待機電力が大きくなっていた。
図２は、従来の停電検出回路におけるＶ１、ｉ１、Ｖ３（Ｒ１がＲ３より大きい場合、Ｒ１がＲ３より小さい場合）の各波形の模式図である。
図２に示すように、検出信号の波形は正のゼロクロスパルスであり、ブリッジ整流器の導通角とずれている。即ち、検出信号のパルス位置がゼロクロス検知のため、整流ブリッジの導通角とズレており正確な検出とならない。例えば、交流位相角０°（ゼロクロス点）で瞬断した場合、パルスは出力されているが整流直流電圧Ｖｃｃは既に減少している。
本発明が解決しようとする課題としては、スイッチング電源の停電検出回路の総電力損失を減らし、より正確な停電検出が可能なスイッチング電源の停電検出回路を提供することが一例として挙げられる。
請求項１に記載のスイッチング電源の停電検出回路は、交流電源の停電検出のため、トランスの一次側に設けられた発光ダイオードと該トランスの二次側に設けられたフォトトランジスタとからなるフォトカプラを有するスイッチング電源の停電検出回路であって、
前記発光ダイオードとスイッチング素子の制御回路とが直列に接続され、
前記発光ダイオードのカソード側にコンデンサを接続し、該コンデンサに流れる充電電流を前記交流電源ＡＣの停電を検出する検出電流とすることを特徴とする。
本発明に係る停電検出回路の実施の形態は、交流電源ＡＣの停電検出のため、トランスの一次側に設けられた発光ダイオードと該トランスの二次側に設けられたフォトトランジスタとからなるフォトカプラを有するスイッチング電源の停電検出回路であり、発光ダイオードとスイッチング素子の制御回路とが直列に接続されており、この発光ダイオードのカソード側にコンデンサを接続し、該コンデンサに流れる充電電流を前記交流電源ＡＣの停電を検出する検出電流とすることにより、大きなピークの検出電流であっても、その平均値を小さくすることができる。また、その検出タイミングは、ブリッジ整流器の導通タイミングと合うようにすると共に、平均検出電流をそのまま起動抵抗に流すことにより、総損失電力を小さくすることができる。
以下、本発明に係る停電検出回路の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図３は、本発明の実施の形態に係る停電検出回路の回路図である。
図３に示すように、スイッチング電源の停電検出回路１は、交流電源ＡＣの停電検出のため、トランスＴの一次側の発光ダイオードＤ１と二次側のフォトトランジスタＱ１とからなるフォトカプラＰＣが設けられている。
一次側において、交流電源ＡＣの交流の極性を一方向に揃えるブリッジ整流器（ダイオードＤｐ３，Ｄｐ４，Ｄｐ５，Ｄｐ６で構成されている）のダイオードＤｐ３，Ｄｐ４のカソードが発光ダイオードＤ１のアノードに直接接続されている。
そして、発光ダイオードＤ１のカソードは起動手段である抵抗Ｒ２の一端に接続され、抵抗Ｒ２の他端はスイッチング素子であるトランジスタＱ２を制御する制御回路２の入力端子に接続される。
また、発光ダイオードＤ１のカソードにはコンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１を介して整流ブリッジのダイオードＤｐ５，Ｄｐ６のアノード及びトランジスタＱ２のソース側と接続されている。
また、整流ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２の出力は、トランスＴの一次側巻線の一端に接続され、トランスＴの一次側巻線の他端はスイッチング素子であるトランジスタＱ２に接続されている。なお、Ｃｐは電流を平滑化するための電解コンデンサである。
また、トランスＴの二次側巻線の一端はダイオードＤ２のアノードに接続されている。このダイオードＤ２のカソードは出力電圧Ｖ０の出力端子に接続されるとともに、電解コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３とに接続され、抵抗Ｒ３の他端は検出出力電圧Ｖ３の出力端子に接続されるとともに、フォトトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。なお、トランスＴの二次側巻線の他端は接地電位に接続されている。
図４は、本発明の実施の形態に係る停電検出回路におけるブリッジ整流器の出力電圧（発光ダイオードＤ１の入力電圧）Ｖ１、コンデンサＣ１の充電電流ｉＣ１（≒ｉｄ１）、検出電圧Ｖ３の各波形の模式図である。
図４に示す検出電圧Ｖ３の波形は、負のパルスであり、ブリッジ整流器の導通角と一致しているので、より正確な停電検出が可能である。
図４において、Ｖ２のリップル電圧ΔＶ２は、ΔＶ２＝Ｖｍ−Ｖｌであり、これを以下のようにして求める。
コンデンサＣ１は充電電流ｉＣ１のピーク値が１ｍＡ以上となるように決める。経験上、Ｃ１×Ｒ２≒１／ｆＡＣ（ｆＡＣは交流電源ＡＣの周波数）で求められることがわかっており、例えば、Ｃ１＝０．０６８μＦ、Ｒ２＝３００ｋΩとすると、Ｖ１とＶ２の交点までの時間Δｔは、
Figure 2007037378
より、Δｔ≒７．５msであるので、Ｖｌ＝９８Vとなり、Ｖ２の平均値は、
Figure 2007037378
 である。
よって、総電力損失Ｐは
Figure 2007037378
となる。
なお、ｉ２は
Figure 2007037378
で従来と同様である。
また、ｉＣ１のピーク値は、ｉｄ１のピーク値とほぼ等しく、
Figure 2007037378
となる。（ここで、ωＡＣ＝２πｆＡＣ）
このように、停電検出のためのｉｄ１の電流値は十分な値である。
したがって、本発明の実施の形態に係る停電検出回路における総電力損失Ｐは従来の約１／２．６となる。
このように、本実施の形態によれば、総電力損失Ｐは、従来の１／２〜１／３程度となり、待機電力は大幅に小さくなる。また、検出タイミングは、ブリッジ整流器の導通角と一致しているので、より正確な停電検出が可能である。
さらに、本実施の形態に係る停電検出回路の実測値の波形の一例を図５に示す。図５において、上から交流電源ＡＣの電圧値ＶＡＣ、発光ダイオードＤ１に流れる電流ｉｄ１、検出電圧Ｖ３である。この例では、抵抗Ｒ２は４５０ｋΩとした。図４に示した模式図と同様に、検出電圧Ｖ３の波形は、負のパルスであり、ブリッジ整流器の導通角と一致しており、正確な停電検出が可能であることがわかる。
なお、抵抗Ｒ２は定電流回路、または、定電流素子等であってもよい。
また、安全のため、Ｄｐ３，Ｄｐ４に直列抵抗を入れても良いし、ノイズ誤動作を防ぐためＤ１に並列コンデンサを入れても良い。
以上、詳述したように、本実施の形態に係る停電検出回路１は、交流電源ＡＣの停電検出のため、トランスＴの一次側に設けられた発光ダイオードＤ１とトランスＴの二次側に設けられたフォトトランジスタＱ１とからなるフォトカプラＰＣを有し、発光ダイオードＤ１とスイッチング素子の制御回路２とが直列に接続され、発光ダイオードＤ１のカソード側にコンデンサＣ１を接続し、コンデンサＣ１に流れる充電電流を交流電源ＡＣの停電を検出する検出電流とするものである。
これにより、スイッチング電源の停電検出回路の総電力損失を減らし、より正確な停電検出が可能なスイッチング電源の停電検出回路を得ることができる。
従来の停電検出回路の回路図である。 図１の停電検出回路におけるＶ１、ｉ１、Ｖ３（Ｒ１がＲ３より大きい場合、Ｒ１がＲ３より小さい場合）の各波形の模式図である。 本発明の実施の形態に係る停電検出回路の回路図である。 図３の停電検出回路におけるブリッジ整流器の出力電圧（発光ダイオードＤ１の入力電圧）Ｖ１、コンデンサＣ１に流れる電流ｉＣ１（≒ｉｄ１）、検出電圧Ｖ３の各波形の模式図である。 本実施の形態に係る停電検出回路の実測値の波形の一例である。
符号の説明
１ 停電検出回路
２ 制御回路
ＡＣ 交流電源
Ｃ１ コンデンサ
Ｃｐ、Ｃ２ 電解コンデンサ
Ｄ１ 発光ダイオード
Ｄｐ１，Ｄｐ２，Ｄｐ３，Ｄｐ４，Ｄｐ５，Ｄｐ６ ダイオード
Ｑ１ フォトトランジスタ
Ｑ２ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Ｔ トランス

Claims (4)

  1. 交流電源の停電検出のため、トランスの一次側に設けられた発光ダイオードと該トランスの二次側に設けられたフォトトランジスタとからなるフォトカプラを有するスイッチング電源の停電検出回路であって、
    前記発光ダイオードとスイッチング素子の制御回路とが直列に接続され、
    前記発光ダイオードのカソード側にコンデンサを接続し、該コンデンサに流れる充電電流を前記交流電源の停電を検出する検出電流とすることを特徴とするスイッチング電源の停電検出回路。
  2. 前記発光ダイオードのカソード側に、起動手段を介してスイッチング素子の制御回路を接続することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源の停電検出回路。
  3. 前記起動手段は抵抗であることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源の停電検出回路。
  4. 前記起動手段は定電流回路または定電流素子であることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源の停電検出回路。
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