JP2007013790A

JP2007013790A - 位相変調器および無線送信機

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Publication number: JP2007013790A
Application number: JP2005193983A
Authority: JP
Inventors: Takashi Kawakubo; 隆川久保; Toshihiko Nagano; 野利彦長; Kazuhide Abe; 部和秀阿; Michihiko Nishigaki; 垣亨彦西
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2005-07-01
Filing date: 2005-07-01
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2025-07-01
Also published as: JP4358160B2

Abstract

【課題】回路規模の縮小化と低消費電力化が可能で、広い周波数範囲をもつ位相変調器および無線送信機を提供する。
【解決手段】共振周波数を可変可能なタンク回路１１と、タンク回路１１の発振信号を増幅する増幅器（負性抵抗器）１２とを有する。タンク回路１１は、並列接続されたインダクタ素子１３および圧電駆動による可変容量素子１４からなる共振回路１５と、この共振回路１５のリアクタンスを変化させるか否かを制御するリアクタンス制御部１６とを有する。リアクタンス制御部１６は、共振回路１５に並列に接続されており、直列接続されたスイッチ回路１７および固定容量素子１８を有する。タンク回路１１に可変容量素子１４を用いて周波数可変範囲を大幅に広げるとともに、スイッチ回路１７の切替により発振周波数を瞬時に切り替えて位相の切替を行うため、きわめて高速に位相の切替を行うことができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、位相変調を行う位相変調器と、位相変調器を内蔵する無線送信機とに関する。

携帯電話などの携帯無線通信分野で使用されているQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）を始めとして、位相変調を行う多数の方式が存在する。これらの方式のほとんどは、直交変調方式とも呼ばれる。

直交変調方式は、QPSKの２ビットの信号をそれぞれＩ信号とＱ信号に割り当てて、互いに直交する二系統の高周波信号をＩ信号ないしはＱ信号により振幅変調を行い、二系統の信号の和を得ることで変調動作を行っている。

従来の直交変調方式では、変調回路が二系統必要で回路規模が大きくなり、消費電力も増大するという問題がある。これに加えて、Ｉ信号とＱ信号を掛け合わせる乗算器（ミキサ）で大きな高調波雑音が発生するため、下段にバンドパスフィルタが不可欠であるという問題もある。

一方、直交変調方式に代わって、高周波信号に直接位相変調を行う極変調（ポーラ変調）技術の検討も行われている（特許文献１参照）。
特開平6-169328号公報

極変調方式の無線送信機は、電圧制御発振器とPLL回路により、位相変調された高周波信号を生成する。

この種の極変調方式の無線送信機は、内部構成を簡略化できるため、回路規模の縮小化が図れる。また、電圧制御発振器から正弦波に近い波形の発振信号を出力できるため、電圧制御発振器の後段側に配置されるバンドパスフィルタを省略できる可能性もある。

しかしながら、発振周波数範囲が電圧制御発振器内のバリキャップダイオードの容量可変範囲に制限されてしまい、発振周波数の範囲が狭いという問題がある。このため、一系統の無線送信機だけでは、マルチバンド化に対応できないおそれがある。また、電圧制御発振器内のバリキャップダイオードのＱ値は20〜30と低いため、送信波形の歪みも大きくなる。

本発明の目的は、回路規模の縮小化と低消費電力化が可能で、広い周波数範囲をもつ位相変調器および無線送信機を提供することにある。

本発明の一態様によれば、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器で生成された発振信号の発振周波数を調整するPLL（Phase Locked Loop）回路と、を備え、前記電圧制御発振器は、共振周波数を可変可能なタンク回路と、前記タンク回路の共振信号を増幅する負性抵抗器と、を有し、前記タンク回路は、インダクタ素子およびMEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータを使用した可変容量素子を有する共振回路と、前記共振回路に並列接続され、前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを制御するリアクタンス制御部と、を有し、前記リアクタンス制御部は、リアクタンス値が固定のリアクタンス素子と、前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを切り替えるスイッチ回路と、を有することを特徴とする位相変調器が提供される。

本発明によれば、回路規模の縮小化と低消費電力化が可能で、広い周波数範囲をもつ位相変調器および無線送信機を実現できる。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態に係る無線送受信機の概略構成を示すブロック図である。図１の無線送受信機は、アンテナ１（ANT）と、方向性結合器２（DUP）と、受信部３（RX）と、送信部４（TX）と、制御回路５と、ベースバンド処理部６とを備えている。

図１の無線送受信機は、極変復調方式の無線信号を送受信するものであり、ベースバンド処理部６は、送信時には図２に示す直交座標系のＩ信号およびＱ信号を図３に示す極座標系のθ信号およびｒ信号に変換する。θ信号は、例えば図４に示すように、位相が互いにπ/2ずつ異なる４種類の位相差信号成分を含んでいる。逆に、受信時にはθ信号およびｒ信号をＩ信号およびＱ信号に変換する。QPSK変調では、４相の位相に対応して４値のθ信号に置き換えるが、帯域幅を狭めるために振幅成分ｒの制御も行われる。

受信部３は、アンテナ１で受信された位相変調信号を増幅する低雑音増幅器７（LNA：Low Noise Amplifier）と、LNA７の出力信号から所定の周波数帯域の信号のみを抽出するチャネルフィルタ（ChF）８と、チャネルフィルタ８の出力信号に基づいて位相復調を行う位相復調器９と、位相復調器９の出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換器１０とを有する。

位相復調器９は、電圧制御発振器（VCO：Voltage Controlled Oscillator）５１と、VCO５１の発振周波数を帰還制御するPLL回路５２とを有し、PLL回路５２には、基準発振器５３（TCXO）で生成された基準発振信号が供給される。

送信部４は、θ信号を位相制御信号に変換するための位相制御回路（ＰＣ：Phase Controller）５４と、ｒ信号をアナログｒ信号に変換するD/A変換器５５と、アナログｒ信号の低域成分のみを通過させるローパスフィルタ５７（LPF）と、位相制御回路５４の出力信号に基づいて位相変調を行う位相変調器５８と、位相変調器５８の出力信号の利得をLPF５７の出力信号に基づいて調整する振幅変調器５９（PA）とを有する。

位相変調器５８は、電圧制御発振器６１（VCO）と、VCO６１の発振周波数を帰還制御するPLL回路６２とを有する。PLL回路６２は、PLL回路５２と同じ基準発振器５３から基準発振信号の提供を受ける。

図５（ａ）および図５（ｂ）はVCO６１の内部構成の一例を示すブロック図である。図示のVCO６１は、共振周波数を可変可能なタンク回路１１と、タンク回路１１の発振信号を増幅する増幅器（負性抵抗器）１２とを有する。タンク回路１１は、並列接続されたインダクタ素子１３および圧電駆動MEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータ１４からなる共振回路１５と、この共振回路１５のリアクタンスを変化させるか否かを制御するリアクタンス制御部１６とを有する。リアクタンス制御部１６は、共振回路１５に並列に接続されており、直列接続されたスイッチ回路１７および固定容量素子１８を有する。図５（ａ）はスイッチ回路１７がオフの状態、図５（ｂ）はスイッチ回路１７がオンの状態を示している。

圧電駆動MEMSアクチュエータ１４には、圧電駆動される種々の可変リアクタンス素子が適用可能であり、一例として、図６および図７に示すような薄膜圧電アクチュエータを用いたバリアブルキャパシタが考えられる。

図６は圧電駆動MEMSアクチュエータ１４の一例であるバリアブルキャパシタの上面図、図７は図６のＡ−Ａ’線断面図である。これらの図に示すように、図示のバリアブルキャパシタは、例えばSi基板３１上に形成される固定電極３２と、この固定電極３２の上面に形成される誘電体膜３３と、この誘電体膜３３の上方に対向配置される可動電極３４とを有する。

可動電極３４の左右には、バイモルフ型薄膜圧電アクチュエータ３５，３６が形成されている。この薄膜圧電アクチュエータ３５，３６は、Si基板３１上にアンカー３７を介して形成される第１電極３８と、この第１電極３８の上面に形成される圧電膜３９と、この圧電膜３９上に形成される第２電極４０と、この第２電極４０の上面に形成される支持梁４１とを有する。

第１電極３８と第２電極４０の間に電圧を印加することにより、バイモルフ動作が生じてアクチュエータ３５，３６が変位し、可動電極３４と誘電体膜３３が接触したときに最大容量が得られ、可動電極３４が最も離れたときに最小の容量が得られる。固定電極３２の上面に形成された誘電体膜３３により、固定電極３２と可動電極３４の短絡が防止される。

図６および図７に示すバリアブルキャパシタは、通常のバリアブルキャパシタに比べて１０倍以上の可変容量範囲と５０以上のＱ値を持つため、タンク回路１１を構成したときに、通常のバリアブルキャパシタを用いる場合と比べて、３倍以上の周波数可変範囲を持ち、かつ高調波雑音等の少ない高周波送信が可能となる。より具体的には、図６および図７に示すバリアブルキャパシタを用いることにより、800MHzから2.4GHzの周波数帯域の携帯電話や無線LANをカバーする広範な周波数帯域の無線送信信号を１つのVCO６１で生成可能である。VCO６１の具体的な回路構成は特に問わないが、コルピッツ型や平衡型などの既存の回路を適用できる。

ところが、図６および図７に示すバリアブルキャパシタを初めとする各種のMEMSアクチュエータ１４は、電極間距離を機械的に変動させてリアクタンスを可変させるため、応答速度が遅く、そのままでは位相変調速度には追随できない。そこで、本実施形態では、圧電駆動MEMSアクチュエータ１４を用いた共振回路１５に並列にリアクタンス制御部１６を接続し、位相を切り替えるときだけ短時間リアクタンス制御部１６内のスイッチ回路１７をオンして発振周波数を変化させるようにし、タンク回路１１の応答速度の向上を図っている。

リアクタンス制御部１６内のスイッチ回路１７の内部構成は特に問わないが、MOSFETやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチを用いて構成することができる。

図８はスイッチ回路１７の切替タイミングを示す図である。図８の時刻ｔ１〜ｔ２の期間と時刻ｔ３〜ｔ４の期間のみスイッチ回路１７がオンになり（図５（ｂ））、それ以外はスイッチ回路１７はオフである（図５（ａ））。VCO６１は、時刻ｔ０〜ｔ１の期間は、位相Ａで発振動作を行い、発振信号Ａを出力する。時刻ｔ１〜ｔ２の期間内はスイッチ回路１７がオンであるため、タンク回路１１の共振周波数が一時的に下がり、位相も遅れる。この期間内は、VCO６１は発振信号Ａよりも周波数の遅い発振信号を出力する。時刻ｔ２になると、スイッチ回路１７がオフして、タンク回路１１の共振周波数は元通りになり、以降、時刻ｔ３まで、VCO６１は位相Ｂで発振動作を行い、発振信号Ｂを出力する。

時刻ｔ３になると、再度スイッチ回路１７がオンし、タンク回路１１の共振周波数は一時的に下がり、位相も遅れる。時刻ｔ４になると、スイッチ回路１７がオフしてタンク回路１１の共振周波数は元通りになり、以降、VCO６１は位相Ｃで発振動作を行い、発振信号Ｃを出力する。

このように、図５のVCO６１は、位相を切り替えるときだけ、リアクタンス制御部１６内のスイッチ回路１７をオンして、タンク回路１１の共振周波数を一時的に変化させて位相を変化させ、位相の調整が終了すると、スイッチ回路１７をオフして、一定の共振周波数で位相を変えながら発振動作を行う。すなわち、図８の発振信号Ａ，Ｂ，Ｃの発振周波数は同じである。

スイッチ回路１７をオフにしている時間が長ければ長いほど、位相の変化量は大きくなる。図８では、徐々に位相が遅れる例を示しているが、やがて位相が２π遅れると、元の位相に復帰する。

また、図８では、スイッチ回路１７をオフにすると周波数を下げて位相を遅らせる例を説明したが、固定容量素子１８の代わりに、固定インダクタ素子を設けてスイッチ回路１８をオンオフさせることにより、周波数を上げることも可能である。この場合、位相は進むことになる。

なお、スイッチ回路１７をオンすると、スイッチ回路１７のオン抵抗によりタンク回路１１のＱ値が劣化するが、スイッチ回路１７がオンしている間はVCO６１の発振信号を無線送信信号として利用しないため、実用上は問題は起きない。

以下、リアクタンス制御部１６内の固定容量素子１８の容量について考察する。例えばW-CDMA方式の場合、搬送波周波数が２GHzで、ベースバンド周波数が５MHzであるため、ベースバンド信号の周期は200nsで、1/10の時間で位相切替を行うとすると20nsで切り替える必要がある。20nsの間に搬送波は40サイクル進むため、その間に１サイクル変化した場合には位相が２π変化することになる。これはすなわち、周波数が1/40＝0.025（2.5％）変化することを示しており、固定容量素子１８の容量の平方根で周波数が変化するため、容量を約５％変化すればよいことになる。

一般の電圧制御発振器に使用されているバリキャップキャパシタの容量は0.5pF〜２pF程度であるため、MEMSバリキャップキャパシタはその１０倍程度（0.2pF〜２pF程度）の容量範囲を持つ。したがって、固定容量素子１８の容量は、２pF×５％＝約100pfF程度であればよいことがわかる。

図９は図１のPLL回路６２の内部構成を示すブロック図である。図示のように、PLL回路６２は、VCO６１の発振信号を分周する主分周器２１と、基準発振器５３の基準発振信号を分周する基準信号分周器２２と、主分周器２１で生成された分周信号と基準発振信号との位相差に応じた位相差信号を生成する位相比較器２３と、位相差信号に含まれる低域成分のみを抽出するループフィルタ２５とを有する。

PLL回路６２内の主分周器２１、基準信号分周器２２、位相比較器２３およびループフィルタ２５は制御回路５により制御される。この制御回路５は、位相制御回路５４を通してVCO６１内のスイッチ回路１７の切替制御も行う。

VCO６１の発振周波数が無線送信信号の周波数にいったんロックアップした後、回路の温度ドリフト等によりVCO６１の発振周波数が変動する場合がありうる。この場合、VCO６１の発振信号を特定の位相に設定した状態で、PLL回路６２を用いたフィードバック制御により発振周波数の調整を行って再度ロックアップさせればよい。

また、位相切替時にスイッチ回路１７をオンさせる持続時間を微調整するとともに、MEMSアクチュエータ１４への駆動電圧を微調整することにより、送信周波数を近似的に微調整することも可能である。

このように、本実施形態では、VCO６１内のタンク回路１１にMEMSアクチュエータ１４を用いて周波数可変範囲を大幅に広げるとともに、スイッチ回路１７の切替によりVCO６１の発振周波数を瞬時に切り替えて位相の切替を行うようにしたため、きわめて高速に位相の切替を行うことができ、構成が簡易で、低消費電力で、かつ広い周波数可変範囲をもつ位相変調器５８を実現できる。

上述した図１は無線送受信機の概略構成を示しているが、本発明は無線送信機や位相変調器にも適用可能である。また、適用する無線方式も特に問わない。

本発明の一実施形態に係る無線送受信機の概略構成を示すブロック図。直交座標系のＩ信号およびＱ信号を説明する図。極座標系のθ信号およびｒ信号を説明する図。 θ信号の波形の一例を示す図。図５（ａ）および図５（ｂ）はVCO６１の内部構成の一例を示すブロック図。圧電駆動MEMSアクチュエータ１４の一例であるバリアブルキャパシタの上面図。図６のＡ−Ａ’線断面図。スイッチ回路１７の切替タイミングを示す図。図１のPLL回路６２の内部構成を示すブロック図。

符号の説明

３受信部
４送信部
５制御回路
５５ D/A変換器
５７ローパスフィルタ（LPF）
５８位相変調器
５９振幅変調器
６１電圧制御発振器（VCO）
６２ PLL回路

Claims

電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器で生成された発振信号の発振周波数を調整するPLL（Phase Locked Loop）回路と、を備え、
前記電圧制御発振器は、
共振周波数を可変可能なタンク回路と、
前記タンク回路の共振信号を増幅する負性抵抗器と、を有し、
前記タンク回路は、
インダクタ素子およびMEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータを使用した可変容量素子を有する共振回路と、
前記共振回路に並列接続され、前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを制御するリアクタンス制御部と、を有し、
前記リアクタンス制御部は、
リアクタンス値が固定のリアクタンス素子と、
前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを切り替えるスイッチ回路と、を有することを特徴とする位相変調器。
位相差信号に基づいて前記スイッチ回路を制御する位相制御回路を備え、
前記位相制御回路は、前記タンク回路の共振信号の位相切替時に一時的に前記スイッチ回路をオンして前記タンク回路の共振周波数を変化させることを特徴とする請求項１に記載の位相変調器。
前記位相制御回路は、共振信号の位相を遅くする際には、共振信号の位相切替時に一時的に共振信号の周波数を低くし、共振信号の位相を早める際には、共振信号の位相切替時に一時的に共振信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項２に記載の位相変調器。
前記位相制御回路は、共振信号の位相変化量に応じて、前記スイッチ回路のオン期間を調整することを特徴とする請求項２または３に記載の位相変調器。
前記MEMSアクチュエータは、圧電駆動アクチュエータであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の位相変調器。
前記リアクタンス素子のリアクタンス値は、無線送信信号の搬送波周波数と、ベースバンド周波数と、前記MEMSアクチュエータのリアクタンス値とにより設定されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の位相変調器。
極変調方式における互いに位相の異なる複数の位相信号からなるθ信号と、振幅成分であるｒ信号とを生成するベースバンド処理部と、
前記θ信号に基づいて動作する位相制御回路と、
電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の発振周波数を調整するPLL（Phase Locked Loop）回路と、
前記ｒ信号に基づいて、前記電圧制御発振器の発振信号のゲインを調整する振幅変調器と、を備え、
前記電圧制御発振器は、
共振周波数を可変可能なタンク回路と、
前記タンク回路の共振信号を増幅する負性抵抗器と、を有し、
前記タンク回路は、
インダクタ素子およびMEMS（Micro Electrical-Mechanical System）アクチュエータを有する共振回路と、
前記共振回路に並列接続され、前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを制御するリアクタンス制御部と、を有し、
前記リアクタンス制御部は、
リアクタンス値が固定のリアクタンス素子と、
前記位相制御回路の出力に基づき、前記共振回路のリアクタンスを変化させるか否かを切り替えるスイッチ回路と、を有することを特徴とする無線送信機。