JP2007005970A - 半導体回路装置および高周波電力増幅モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 ＳＰＤＴスイッチにおけるスイッチ特性を改善し、高調波歪みを大幅に低減する。
【解決手段】 ＳＰＤＴスイッチ２において、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４は、２つのゲートが設けられたデュアルゲートＦＥＴよりなり、これらトランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４には、ゲート間の電位供給用抵抗である抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ４，Ｒｄ５〜Ｒｄ８がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ３，Ｒｄ５，Ｒｄ７は、アンテナ端子２ａと逆の端子側から分配配線されており、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４におけるゲート−ゲート間中間電位の電圧を大幅に増加させることができる。それにより、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４のゲート−ソース間容量を小さくすることができるので高調波歪み量を低減させる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、移動体通信機器などに搭載される半導体回路装置に関し、特に送受信信号の歪みの低減に有効な技術に関する。

近年、移動体通信の１つとして、携帯電話が広く普及しており、その機能に対しても多様性が求められている。特に、ＥＧＳＭ（Ｅｘｔｅｎｄ Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）／ＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）／ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）などの異なる周波数帯域の通信方式を利用できるマルチバンド化に伴い、小型で高性能な送受信切り替え用のＳＰＤＴ（Ｓｉｇｌｅ−Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ−Ｔｈｒｏｗ）スイッチが求められている。

このＳＰＤＴスイッチにおいては、１）高次高調波、特に２次高調波歪み、および３次高調波歪みの低減、２）低損失、３）チップサイズの縮小、ならびにコストの低減などの要求がある。

これらの要求を満たすためには、ＳＰＤＴスイッチを構成するＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のＯＮ抵抗の低減、スイッチオフ時におけるアイソレーション特性の向上、およびスイッチＯＦＦ時の最大許容入力電力（ＯＦＦしているＦＥＴが入力電力でＯＮしてしまう電力）の増加などが必要である。

たとえば、スイッチＯＦＦ時の最大許容入力電力を増加させる技術として、ＳＰＤＴスイッチを構成するＦＥＴを多段接続して低損失なスイッチを構成したものがある（特許文献１参照）。

これは、ＳＰＤＴスイッチを構成するＦＥＴをマルチゲート化することによって受信機とアンテナとの間に接続されているＦＥＴがＯＮすることを防止し、送信機から送られる大電力をアンテナ側に切り替える際に該電力が受信系に漏れることを大幅に低減し、低損失なＳＰＤＴスイッチを実現するものである。

また、上記したＦＥＴのマルチゲート化でのさらなる高周波改善技術として、デュアルゲートＦＥＴのゲート−ゲート間の中点に電位供給用の回路を設け、中間電位を安定化させて高調波歪みを低減するものがある（特許文献２参照）。
特許第３１６９７７５号公報 特願２００４−３５３７１５号

ところが、上記のようなＳＰＤＴスイッチにおける特性向上化技術では、次のような問題点があることが本発明者により見い出された。

携帯電話のマルチバンド化などの高性能化に伴い、スプリアス信号の抑制などの要求が高くなる傾向にあり、ＳＰＤＴスイッチの特性向上が今まで以上に望まれており、特に、高調波歪み特性をより改善する技術が高く求められている。

しかし、前記したＳＰＤＴスイッチを構成するＦＥＴをマルチゲート化では、ＳＰＤＴスイッチの特性向上の改善が今まで以上に要求された際に、その要求性能を満足することができなくなってしまう恐れがある。

また、デュアルゲートＦＥＴのゲート−ゲート間の中点に電位供給用の回路を設ける技術では、ＳＰＤＴスイッチにおけるＯＦＦ側のＦＥＴのゲートリーク電流によって、ＯＦＦしているＦＥＴのゲート−ゲート間電位が低下してしまう。

そのため、ＯＦＦしているＦＥＴのゲート−ソース間容量Ｃｇｓ、およびゲート−ドレイン間容量Ｃｇｄが増加し、高周波歪み増加の要因となってしまうという問題がある。

本発明の目的は、ＳＰＤＴスイッチにおけるゲート−ゲート間電位の低下を抑えることによって、高調波歪みを大幅に低減することのできる技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本発明の半導体回路装置は、アンテナに結合される第一端子と、信号処理回路と結合される第二端子と、該第一端子と該第二端子の間に設置され、第一端子と第二端子の接続切り替えを行う切り替えトランジスタと、該切り替えトランジスタの制御信号を生成する制御回路に結合される第三端子と、切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に電位を供給するゲート間電位供給抵抗とを具備し、該ゲート間電位供給抵抗は、一方の接続部が、切り替えトランジスタの一方の入力端子に接続され、他方の接続部が、切り替えトランジスタの他方の入力端子に接続された第１の電位供給抵抗と、一方の接続部が、切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に接続され、他方の接続部が、第二端子側に接続されたトランジスタの入力端子に接続された、第１の電位供給抵抗とは異なる第２の電位供給抵抗とよりなるものである。

また、本願のその他の発明の概要を簡単に示す。

本発明の半導体回路装置は、前記切り替えトランジスタが、制御端子を複数持つマルチゲート電界効果型トランジスタよりなるものである。

また、本発明の半導体回路装置は、前記切り替えトランジスタを２以上含み、該切り替えトランジスタはそれぞれにゲート間電位供給抵抗が接続され、切り替えトランジスタは従属接続されているものである。

さらに、本発明は、高周波電力増幅モジュールが高周波電力増幅器と前記アンテナ接続切り替えスイッチを含んで構成されたものである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

（１）ゲート間電位供給抵抗を設けたことにより、アンテナ接続切り替えスイッチの高周波歪み特性を大幅に改善することができる。

（２）また、ゲート間電位供給抵抗を設けたアンテナ接続切り替えスイッチを用いて高周波電力増幅モジュールを構成することにより、通信機器などの電子システムの信頼性を向上させることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

図１は、本発明の一実施の形態による高周波電力増幅モジュールのブロック図、図２は、図１の高周波電力増幅モジュールに設けられたＳＰＤＴスイッチの回路図、図３は、本発明者が検討したＳＰＤＴスイッチの構成の一例を示す回路図、図４は、図３のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部の簡易等価回路図、図５は、図２のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部に設けられたトランジスタのゲート−ソース間容量の電圧依存性を示す説明図、図６は、図２のＳＰＤＴスイッチの送信信号切り替え部の簡易等価回路図、図７は、図６における効果の検証結果を示した説明図、図８は、高調波歪みの評価系を示す説明図、図９は、図８の評価系による本発明のＳＰＤＴスイッチと従来技術のＳＰＤＴスイッチとの測定結果を示す説明図、図１０は、図２のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部のデバイスのレイアウト図、図１１は、図１０のレイアウト図に示した抵抗、およびその近傍の拡大図、図１２〜図１４は、図１１におけるＡ−Ａ’断面におけるプロセスフローを示した断面図である。

本実施の形態において、高周波電力増幅モジュール１は、たとえば、通信システムである携帯電話の送信用電力増幅モジュールである。高周波電力増幅モジュール１は、図１に示すように、ＳＰＤＴスイッチ２、制御部３、高周波電力増幅器（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐ）４，５、およびローパスフィルタ６，７から構成されている。

ＳＰＤＴスイッチ２は、制御部３の制御に基づいて送受信する信号の切り替えを行う。このＳＰＤＴスイッチ２は、アンテナ用端子２ａ、送信信号端子２ｂ，２ｃ、受信信号端子２ｄ〜２ｇ、制御端子２ｈ〜２ｎが備えられている。

アンテナ用端子２ａには、信号電波の送受信を行う送受信用アンテナＡＮＴが接続されている。送信信号端子２ｂ，２ｃには、ローパスフィルタ６，７がそれぞれ接続されている。受信信号端子２ｄ〜２ｇには、受信系回路に設けられたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）８〜１１がそれぞれ接続されている。

これらＳＡＷ８〜１１は、圧電体の弾性表面波を利用し、伝播した特定周波数の信号を高周波信号として選び出す。

また、ＳＡＷ８〜１１の後段には、低雑音増幅器であるＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐ）１２〜１５がそれぞれ接続されている。ＬＮＡ１２〜１５は、ＰＣＳ、ＤＳＣ、（１８００ＭＨｚ、１９００ＭＨｚ）、およびＧＳＭ（８００ＭＨｚ、９００ＭＨｚ）における各周波数帯域の受信信号を増幅する。

制御部３は、ベースバンド回路から出力される制御信号によって、ＳＰＤＴスイッチ２の動作制御を行う。

高周波電力増幅器４は、送信回路１９から供給されるＰＣＳ／ＤＣＳにおける周波数帯域の送信信号を増幅し、高周波電力増幅器５は、送信回路２０から供給されるＧＳＭにおける周波数帯域の送信信号を増幅する。ローパスフィルタ６，７は、高周波電力増幅器４，５から出力された送信信号における送信周波帯をそれぞれ通過させる。

図２は、ＳＰＤＴスイッチ２の一例を示した回路図である。

図示するように、ＳＰＤＴスイッチ２は、送信信号切り替え部１６，１７、および受信信号切り替え部１８から構成されている。

送信信号切り替え部１６は、トランジスタ（切り替え用トランジスタ）Ｑｔｘ１，Ｑｔｘ２、抵抗Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ５、抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ４、ならびに静電容量素子Ｃ１，Ｃ２から構成されている。

送信信号切り替え部１７は、トランジスタ（切り替え用トランジスタ）Ｑｔｘ３，Ｑｔｘ４、抵抗Ｒｇｇ６〜Ｒｇｇ１０、抵抗Ｒｄ５〜Ｒｄ８、および静電容量素子Ｃ３，Ｃ４から構成されている。

また、受信信号切り替え部１８は、トランジスタＱｒｘ１〜Ｑｒｘ５、抵抗Ｒｇｇ１１〜Ｒｇｇ１８、抵抗Ｒｄ９〜Ｒｄ１５、および静電容量素子Ｃ５，Ｃ６から構成されている。

これらトランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２，Ｑｔｘ３，Ｑｔｘ４，Ｑｒｘ１〜Ｑｒｘ５は、たとえば、ＦＥＴからなる。また、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４は、２つのゲートが設けられたデュアルゲートＦＥＴよりなり、トランジスタ（切り替え用トランジスタ）Ｑｒｘ１は、３つのゲートが設けられたマルチゲートＦＥＴよりなる。

トランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ４，Ｑｒｘ１の一方の接続部、静電容量素子Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６の一方の接続部、および抵抗Ｒｄ４，Ｒｄ８，Ｒｄ９の一方の接続部には、アンテナ用端子２ａがそれぞれ接続されている。

また、抵抗Ｒｇｇ５の一方の接続部には、制御端子２ｈが接続されており、該抵抗Ｒｇｇ５の他方の接続部には、抵抗Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ４の一方の接続部がそれぞれ接続されている。

抵抗Ｒｇｇ４の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ１の一方のゲート、および静電容量素子Ｃ２の他方の接続部がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｇｇ３の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ１の他方のゲートが接続されている。

抵抗Ｒｇｇ１の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ２の一方のゲート、および静電容量素子Ｃ１の一方の接続部がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｇｇ２の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ２の他方のゲートが接続されている。

トランジスタＱｔｘ１の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ２の一方の接続部、および抵抗Ｒｄ２〜Ｒｄ４の他方の接続部がそれぞれ接続されている。トランジスタＱｔｘ２の他方の接続部、静電容量素子Ｃ１の他方の接続部、および抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２の一方の接続部には、送信信号端子２ｂがそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｄ１は、トランジスタＱｔｘ２のゲート−ゲート間に接続されており、抵抗Ｒｄ３は、トランジスタＱｔｘ１のゲート−ゲート間に接続されている。

抵抗Ｒｇｇ１０の一方の接続部には、制御端子２ｉが接続されており、該抵抗Ｒｇｇ１０の他方の接続部には、抵抗Ｒｇｇ６〜Ｒｇｇ９の一方の接続部がそれぞれ接続されている。

抵抗Ｒｇｇ６の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ３の一方のゲート、および静電容量素子Ｃ３の他方の接続部がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｇｇ７の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ３の他方のゲートが接続されている。

抵抗Ｒｇｇ９の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ４の一方のゲート、および静電容量素子Ｃ４の他方の接続部がそれぞれ接続されており、抵抗Ｒｇｇ８の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ４の他方のゲートが接続されている。

トランジスタＱｔｘ３の他方の接続部には、トランジスタＱｔｘ４の一方の接続部、および抵抗Ｒｄ６〜Ｒｄ８の他方の接続部がそれぞれ接続されている。トランジスタＱｔｘ３の一方の接続部、静電容量素子Ｃ３の他方の接続部、および抵抗Ｒｄ５，Ｒｄ６の一方の接続部には、送信信号端子２ｃがそれぞれ接続されている。

抵抗Ｒｄ５は、トランジスタＱｔｘ３のゲート−ゲート間に接続されており、抵抗Ｒｄ７は、トランジスタＱｔｘ４のゲート−ゲート間に接続されている。

また、抵抗Ｒｇｇ１４の一方の接続部には、制御端子２ｊが接続されている。この抵抗Ｒｇｇ１４の他方の接続部には、抵抗Ｒｇｇ１１〜Ｒｇｇ１３の一方の接続部がそれぞれ接続されている。

これら抵抗Ｒｇｇ１１〜Ｒｇｇ１３の他方の接続部には、トランジスタＱｒｘ１の３つのゲート（第１〜第３のゲート）がそれぞれ接続されている。また、抵抗Ｒｇｇ１１の他方の接続部には、静電容量素子Ｃ６の他方の接続部が接続されており、抵抗Ｒｇｇ１３の他方の接続部には、静電容量素子Ｃ５の他方の接続部が接続されている。

抵抗Ｒｄ９〜Ｒｄ１１は、トランジスタＱｒｘ１の一方の接続部と他方の接続部との間に直列接続されている。抵抗Ｒｄ９と抵抗Ｒｄ１０との接続部は、トランジスタＱｒｘ１の第１のゲートと第２のゲートにおけるゲート−ゲート間に接続されている。

また、抵抗Ｒｄ１０と抵抗Ｒｄ１１との接続部は、トランジスタＱｒｘ１の第２のゲートと第３のゲートにおけるゲート−ゲート間に接続されている。静電容量素子Ｃ５の一方の接続部には、トランジスタＱｒｘ１の他方の接続部、トランジスタＱｒｘ２〜Ｑｒｘ５の一方の接続部、および抵抗Ｒｄ１２〜Ｒｄ１５の一方の接続部がそれぞれ接続されている。

トランジスタＱｒｘ２の他方の接続部、および抵抗Ｒｄ１２の他方の接続部には、受信信号端子２ｄがそれぞれ接続されている。トランジスタＱｒｘ３の他方の接続部、および抵抗Ｒｄ１３の他方の接続部には、受信信号端子２ｅが接続されている。

トランジスタＱｒｘ４の他方の接続部、および抵抗Ｒｄ１４の他方の接続部には、受信信号端子２ｆが接続されており、トランジスタＱｒｘ５の他方の接続部、ならびに抵抗Ｒｄ１５の他方の接続部には、受信信号端子２ｇが接続されている。

また、トランジスタＱｒｘ２〜Ｑｒｘ５のゲートには、抵抗Ｒｇｇ１５〜Ｒｇｇ１８の一方の接続部がそれぞれ接続されている。これら抵抗Ｒｇｇ１５〜Ｒｇｇ１８の他方の接続部には、制御端子２ｋ〜２ｎがそれぞれ接続されている。

抵抗Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ１３は、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４，Ｑｒｘ１の制御信号供給用抵抗である。静電容量素子Ｃ１〜Ｃ６は、トランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４，Ｑｒｘ１の耐電力用容量素子として用いられる。

また、抵抗（第２の電位供給抵抗）Ｒｄ１、抵抗（第１の電位供給抵抗）Ｒｄ２、抵抗（第２の電位供給抵抗）Ｒｄ３、抵抗（第１の電位供給抵抗）Ｒｄ４は、トランジスタＱｔｘ１のゲート間の電位供給用抵抗として用いられる。

抵抗（第２の電位供給抵抗）Ｒｄ５、抵抗（第１の電位供給抵抗）Ｒｄ６、抵抗（第２の電位供給抵抗）Ｒｄ７、抵抗（第１の電位供給抵抗）Ｒｄ８は、トランジスタＱｔｘ２のゲート間の電位供給用抵抗として用いられている。

これら抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ８によってトランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２のゲート−ゲート間電位を上昇させることができ、その結果、該トランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２のゲート−ソース間容量Ｃｇｓ、およびゲート−ドレイン間容量Ｃｇｄを小さくすることができる。

図３は、本発明者が検討したＳＰＤＴスイッチ５０の従来構成の一例を示す回路図であり、図２に示すＳＰＤＴスイッチ２の送信信号切り替え部１６，１７に相当するＳＰＤＴスイッチ５０の送信信号切り替え部５１，５２のみを示している。

送信信号切り替え部５１は、トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１、抵抗Ｒｇｇ５０〜Ｒｇｇ５４，Ｒｄ５０〜Ｒｄ５３、ならびに静電容量素子Ｃ５０，Ｃ５１から構成されている。

送信信号切り替え部５２は、トランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３、抵抗Ｒｇｇ５５〜Ｒｇｇ５９，Ｒｄ５４〜Ｒｄ５７、および静電容量素子Ｃ５２，Ｃ５３から構成されている。

これら送信信号切り替え部５１，５２の接続構成は、直列接続された抵抗Ｒｄ５０〜Ｒｄ５３が直列接続されたトランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１の接続部にそれぞれ接続されている。直列接続された抵抗Ｒｄ５４〜Ｒｄ５７は、直列接続されたトランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３の接続部にそれぞれ接続されている。

抵抗Ｒｄ５０と抵抗Ｒｄ５１の接続部は、トランジスタＱｔｘ５０のゲート−ゲート間に接続されており、抵抗Ｒｄ５２と抵抗Ｒｄ５３の接続部は、トランジスタＱｔｘ５１のゲート−ゲート間に接続されている。抵抗Ｒｄ５１と抵抗Ｒｄ５２の接続部は、トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１の接続部に接続されている。

抵抗Ｒｄ５４と抵抗Ｒｄ５５の接続部は、トランジスタＱｔｘ５２のゲート−ゲート間に接続されており、抵抗Ｒｄ５６と抵抗Ｒｄ５７の接続部は、トランジスタＱｔｘ５３のゲート−ゲート間に接続されている。抵抗Ｒｄ５５と抵抗Ｒｄ５６の接続部は、トランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３の接続部に接続されている。

また、図３において、その他の接続構成については、図２と同様となっているので、説明は省略する。

図３のＳＰＤＴスイッチ５０においては、トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１がＯＦＦで、トランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３がＯＮとなっており、制御端子２ｉに電圧Ｖｃｔｌ（３Ｖ程度）を印加し、制御端子２ｈを０Ｖとしている。

また、トランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３のゲートに印加された電圧Ｖｃｔｌは、ゲートのショットキを介して、ドレイン（ソース）電極、アンテナ用端子２ａ、およびトランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１のドレイン（ソース）にそれぞれ印加される。

トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１のゲートは０Ｖとなっているので、トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１のゲート−ソース（ドレイン）電圧は、しきい値電圧Ｖｔｈ（約−１Ｖ程度）以下となりＯＦＦする。

ＲＦ信号は、送信信号端子２ｃからトランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３を介してアンテナＡＮＴを通過し、送信信号端子２ｂは、ＤＣカット容量を介して５０Ωの抵抗により終端されている。

図４は、以上の条件におけるＳＰＤＴスイッチ５０の送信信号切り替え部５１，５２の簡易等価回路である。

図示するように、ＯＮ状態のトランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３は１つにまとめてＯＮ抵抗をＲｏｎ、ゲートバイアス供給用抵抗をＲｇＴｘ２、ゲート−ソース（ドレイン）をダイオードで示し、電位供給用の抵抗Ｒｄ５４〜Ｒｄ５７はＲｄＴｘ２として示した。

また、ＯＦＦ状態のトランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１は、シングルゲートＦＥＴの２段構成としており、デュアルゲートＦＥＴ２段であるのでシングルゲートＦＥＴの４段構成となっている。

ＦＥＴのゲート−ソース（ドレイン）間は、ゲート−ソース（ドレイン）間容量Ｃｇｓ（Ｃｇｄ）とリーク電流相当分の抵抗（Ｒｇｓ，Ｒｇｄ＝〜４００ＫΩ）の並列構成で表しており、ドレイン−ソース間はドレイン−ソース間容量Ｃｄｓで表している。

アンテナ用端子２ａの電圧Ｖａｎｔは、ダイオードの順方向降下電圧Ｖｆを用いて、電圧Ｖａｎｔ＝Ｖｃｔｌ−Ｖｆとなる。ここで、リーク電流がない場合には、トランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２、および端子電圧Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ４はほぼ同じ電圧の電圧Ｖａｎｔとなる。

制御端子２ｈが０Ｖであるので、ゲート−ソース（ドレイン）間容量Ｃｇｓ（Ｃｇｄ）にかかるＤＣバイアスは、−Ｖａｎｔとなる。

図５は、トランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２におけるゲート−ソース（ドレイン）間容量の電圧依存性を示す説明図である。

図示するように、逆バイアスが大きくなるに従ってゲート−ソース（ドレイン）間容量は減少する。高調波歪みは、ＯＦＦしているトランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２の容量値が減少することによって小さくなる。また、リーク電流のない場合のゲート−ソース（ドレイン）間容量のバイアス点は図中○印で示したところになる。

実際のトランジスタでは、１０μＡ（ゲート幅Ｗｇ＝２ｍｍ、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ＝４Ｖ、Ｒｇｓ，Ｒｇｄ＝４００ＫΩ程度）程度のリーク電流がある。このため、図４の回路構成においては、抵抗Ｒｄ５３に、略すべてのリーク電流が流れてしまうことになり、該抵抗Ｒｄ５３による電圧降下のために、端子電圧Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ４が電圧Ｖａｎｔから低下し、ゲート−ソース（ドレイン）容量の印加電圧が減少してしまうことになる。

それにより、バイアス点が、図５の●印に移動することになり、容量値が大きくなる。このことは、高調波を大きくすることになる。

そこで、図３に示したように、抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ８によってトランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４におけるゲート−ゲート間の中間電位を供給することによって、端子電圧Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ４の電圧Ｖａｎｔからの電圧降下を抑えることによって高調波歪みを改善することが可能となる。

図６は、図２のＳＰＤＴスイッチ２の送信信号切り替え部１６，１７において、トランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２がＯＦＦで、トランジスタＱｔｘ３，Ｑｔｘ４がＯＮとなっている時の簡易等価回路図である。

図６においては、図４と同様に、ＯＮ状態のトランジスタＱｔｘ３，Ｑｔｘ４を１つにまとめており、そのＯＮ抵抗をＲｏｎ、ゲートバイアス供給用抵抗をＲｇＴｘ２、ゲート−ソース（ドレイン）をダイオードで示し、電位供給用の抵抗Ｒｄ５〜Ｒｄ８はＲｄＴｘ２として示した。

また、ＯＦＦ状態のトランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２は、シングルゲートＦＥＴの２段構成としており、デュアルゲートＦＥＴ２段であるのでシングルゲートＦＥＴの４段構成となっている。

この場合、従来図（図４）に示したように、ゲート−ゲート間の電位供給用抵抗（Ｒｄ５０〜Ｒｄ５３，Ｒｄ５４〜Ｒｄ５７）を直列接続するのではなく、図２や図６に示したようにトランジスタＱｔｘ１〜Ｑｔｘ４において、アンテナ用端子２ａとは逆の接続部からゲート−ゲート間の電位供給用抵抗（Ｒｄ１〜Ｒｄ４，Ｒｄ５〜Ｒｄ８）を分配してそれぞれ接続する。

この接続によって、端子電圧Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ４の電圧分布が変化することになり、電圧降下を低く抑えることができる。

効果の検証のため、図６において、ＤＣシミュレーションにより端子電圧を求めた。抵抗値は、抵抗Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ２＝Ｒｇｇ３＝Ｒｇｇ４＝Ｒｇｇ１２＝１５ＫΩ、抵抗Ｒｄ１＝Ｒｄ２＝Ｒｄ３＝Ｒｄ４＝１５ＫΩ、電圧Ｖａｎｔ＝３Ｖにて検証を行った。

図７は、図６における効果の検証結果を示した図である。図７の上段は、図４における検証結果を示し、図７の下段は、図６の検証結果を示している。

図示するように、端子電圧Ｖｄｄ４の電圧レベルが従来（図７の上段）よりも低下しているが、その以外の端子電圧Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ３は大幅に増加していることがわかる。これにより、逆バイアスが大きくなるので、ゲート−ソース（ドレイン）容量が減少して高調波歪みを低下させることができる。

以上のシミュレーション結果を本発明のＳＰＤＴスイッチ２（図２）と従来技術のＳＰＤＴスイッチ５０（図３）との試作デバイスにて検証を行った。

動作モードは、トランジスタＱｔｘ３，Ｑｔｘ４（図３、トランジスタＱｔｘ５２，Ｑｔｘ５３）がＯＮであり、その他のトランジスタＱｔｘ１，Ｑｔｘ２（図３、トランジスタＱｔｘ５０，Ｑｔｘ５１）がＯＦＦである。よって、高周波信号は、送信信号端子２ｃからトランジスタＱｔｘ３，Ｑｔｘ４を介してアンテナＡＮＴを通過する。

図８は、高調波歪みの評価系を示す説明図である。

図示するように、高周波信号は、ローパスフィルタＬＰＦ、位相器Ｐｈを経てＳＰＤＴスイッチ２の送信信号端子２ｃに入力（入力パワー＝３４ｄＢｍ）される。アンテナ用端子２ａには、スペクトラムアナライザＳＡが接続され、基本波、２倍高調波（２ＨＤ：２ｎｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ ｗａｖｅ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、および３倍高調波（３ＨＤ：３ｒｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ ｗａｖｅ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）をそれぞれ測定する。

高調波歪みは、信号源のインピーダンスで変化するため、位相器Ｐｈにて高周波信号の位相を変化させ、これによるインピーダンスを変化を利用して測定を行う。

図９は、図８の評価系による本発明のＳＰＤＴスイッチ２と従来技術のＳＰＤＴスイッチ５０との測定結果を示す説明図であり、図９（ａ）は、２ＨＤにおける信号源インピーダンスの依存性を示し、図９（ｂ）は、３ＨＤにおける信号源インピーダンスの依存性を示している。この図９において、横軸は、インピーダンスを変化させた位相器Ｐｈの位相を示し、縦軸は、高調波歪み（２ＨＤ、３ＨＤ）を示している。

図９（ａ）に示すように、２ＨＤにおいては、ＳＰＤＴスイッチ２とＳＰＤＴスイッチ５０との高調波歪みがほぼ同程度となっているが、図９（ｂ）に示すように、３ＨＤでは、ＳＰＤＴスイッチ２が５ｄＢ〜７ｄＢ程度の改善を実現している。

図１０は、ＳＰＤＴスイッチ２における送信信号切り替え部１６の半導体基板上でのレイアウト図である。

図１０の中央部には、上方から下方にかけてトランジスタＱｔｘ２，Ｑｔｘ１がそれぞれレイアウトされている。トランジスタＱｔｘ２の右側には、抵抗Ｒｄ２がレイアウトされている。そして、抵抗Ｒｄ２の右側には、抵抗Ｒｄ１がレイアウトされている。トランジスタＱｔｘ２の左側には、抵抗Ｒｇｇ２がレイアウトされており、該抵抗Ｒｇｇ２の左側には、抵抗Ｒｇｇ１がレイアウトされている。

トランジスタＱｔｘ１の右側には、抵抗Ｒｄ３がレイアウトされており、該抵抗Ｒｄ３の右側には、抵抗Ｒｄ４がレイアウトされている。トランジスタＱｔｘ１の左側には、抵抗Ｒｇｇ３がレイアウトされており、該抵抗Ｒｇｇ３の左側には、抵抗Ｒｇｇ４がレイアウトされている。

トランジスタＱｔｘ２の左上方には、制御端子２ｈが位置しており、該トランジスタＱｔｘ２の右上方には、送信信号端子２ｂが位置している。トランジスタＱｔｘ１の左下方には、静電容量素子Ｃ２がレイアウトされており、該トランジスタＱｔｘ１の右下方には、アンテナ用端子２ａがレイアウトされている。

図１１は、図１０の○印に示した抵抗Ｒｄ３，Ｒｄ４、およびその近傍のレイアウト拡大図である。

図１１の上方、および下方には、ソース／ドレイン配線Ｈ１，Ｈ２がそれぞれレイアウトされている。ソース／ドレイン配線Ｈ１は、トランジスタＱｔｘ２に接続され、ソース／ドレイン配線Ｈ２は、トランジスタＱｔｘ１に接続される。

ソース／ドレイン配線Ｈ１の下方には、該ソース／ドレイン配線Ｈ１に抵抗Ｒｄ３，Ｒｄ４の一方の接続部がそれぞれ接続されるようにレイアウトされている。

抵抗Ｒｄ４の他方の接続部には、下方に位置するソース／ドレイン配線Ｈ２が接続されており、該ソース／ドレイン配線Ｈ２は、ソース／ドレイン配線Ｈ２の下方に位置するアンテナ用端子２ａに接続される。

抵抗Ｒｄ３の下方には、ｎ＋給電パッドＳＰがレイアウトされており、該抵抗Ｒｄ３の他方の接続部が接続されている。ｎ＋給電パッドＳＰは、トランジスタＱｔｘ１のゲート−ゲート間の中間電位を供給する給電配線ＳＨに接続された電極である。

ｎ＋給電パッドＳＰに接続された給電配線ＳＨの上方には、トランジスタＱｔｘ１の一方のゲートに接続されるゲート配線Ｇ１が形成されており、該給電配線ＳＨの下方には、トランジスタＱｔｘ１の他方のゲートに接続されるゲート配線Ｇ２が形成されている。

図１２〜図１３は、図１１におけるＡ−Ａ’断面におけるプロセスフローを示した断面図である。

まず、図１２に示すように、半絶縁性ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）からなる基板２１上にＧａＡｓのエピタキシャル層２２が形成されており、該エピタキシャル層２２の上面には、バッファ層２３が形成されている。

そして、バッファ層２３の上面には、アルミニウムガリウムヒ素（ＡｌＧａＡｓ）層２４が形成されており、その上面には、ｎ型ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）層２５が形成されている。

そして、図１２の右側のＡｌＧａＡｓ層２４、およびｎ型ＧａＡｓ層２５をエッチングした後、ＰＳＧ（ＰｈｏｓｐｈｏＳｉｌｉｃａｔｅ Ｇｌａｓｓ）／ＳｉＯからなる絶縁膜２６を形成する。そして、絶縁膜２６上において、ＡｌＧａＡｓ層２４、およびｎ型ＧａＡｓ層２５をエッチングした位置に、たとえば、ＷＳｉＮからなる抵抗Ｒｄ３を形成する。

続いて、ソース／ドレイン配線Ｈ１，Ｈ２が配線される位置の絶縁膜２６をエッチングし、メタル配線などによって該ソース／ドレイン配線Ｈ１，Ｈ２を形成する。

そして、図１３に示すように、ソース／ドレイン配線Ｈ１，Ｈ２に挟まれた領域において、第１ゲートと第２ゲートとが配線される位置の絶縁膜２６をエッチングし、同じくメタル配線などによって２つのゲートにそれぞれ接続されるゲート配線Ｇ１，Ｇ２、および該ゲート配線Ｇ１，Ｇ２に挟まれたｎ＋給電パッドＳＰが接続される給電配線ＳＨを形成する。

それにより、本実施の形態によれば、ゲート−ゲート間の電位供給用抵抗である抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ８を設けることにより、ＳＰＤＴスイッチ２における高調波歪みを大幅に低減することができ、信頼性を向上させることができる。

また、高調波歪みを大幅に低減したＳＰＤＴスイッチ２を用いて高周波電力増幅モジュール１を構成することにより、該高周波電力増幅モジュール１を低コスト化、および小型化を実現することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

本発明は、携帯電話などの通信システムに用いられるＳＰＤＴスイッチにおける高調波の歪みの低減化技術に適している。

本発明の一実施の形態による高周波電力増幅モジュールのブロック図である。 図１の高周波電力増幅モジュールに設けられたＳＰＤＴスイッチの回路図である。 本発明者が検討したＳＰＤＴスイッチの構成の一例を示す回路図である。 図３のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部の簡易等価回路図である。 図２のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部に設けられたトランジスタのゲート−ソース間容量の電圧依存性を示す説明図である。 図２のＳＰＤＴスイッチの送信信号切り替え部の簡易等価回路図である。 図６における効果の検証結果を示した説明図である。 高調波歪みの評価系を示す説明図である。 図８の評価系による本発明のＳＰＤＴスイッチと従来技術のＳＰＤＴスイッチとの測定結果を示す説明図である。 図２のＳＰＤＴスイッチにおける送信信号切り替え部のデバイスのレイアウト図である。 図１０のレイアウト図に示した抵抗、およびその近傍の拡大図である。 図１１のＡ−Ａ’断面におけるプロセスフローを示した断面図である。 図１２に続くプロセスフローを示した断面図である。 図１３に続くプロセスフローを示した断面図である。

符号の説明

１ 高周波電力増幅モジュール
２ ＳＰＤＴスイッチ
２ａ アンテナ用端子
２ｂ，２ｃ 送信信号端子
２ｄ〜２ｇ 受信信号端子
２ｈ〜２ｎ 制御端子
３ 制御部
４，５ 高周波電力増幅器
６，７ ローパスフィルタ
８〜１１ ＳＡＷ
１２〜１５ ＬＮＡ
１６，１７ 送信信号切り替え部
１８ 受信信号切り替え部
１９ 送信回路
２０ 送信回路
２１ 基板
２２ エピタキシャル層
２３ バッファ層
２４ アルミニウムガリウムヒ素（ＡｌＧａＡｓ）層
２５ ｎ型ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）層
２６ 絶縁膜
ＡＮＴ 送受信用アンテナ
Ｑｔｘ１〜Ｑｔｘ４ トランジスタ（切り替え用トランジスタ）
Ｑｒｘ１〜Ｑｒｘ５ トランジスタ
Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ１８ 抵抗
Ｒｄ１ 抵抗（第２の電位供給抵抗）
Ｒｄ２ 抵抗（第１の電位供給抵抗）
Ｒｄ３ 抵抗（第２の電位供給抵抗）
Ｒｄ４ 抵抗（第１の電位供給抵抗）
Ｒｄ５ 抵抗（第２の電位供給抵抗）
Ｒｄ６ 抵抗（第１の電位供給抵抗）
Ｒｄ７ 抵抗（第２の電位供給抵抗）
Ｒｄ８ 抵抗（第１の電位供給抵抗）
Ｒｄ９〜Ｒｄ１５ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ６ 静電容量素子
Ｈ１，Ｈ２ ソース／ドレイン配線
ＳＰ ｎ＋給電パッド
Ｇ１，Ｇ２ ゲート配線
ＳＨ 給電配線
５０ ＳＰＤＴスイッチ
５１，５２ 送信信号切り替え部
Ｑｔｘ５０〜Ｑｔｘ５３ トランジスタ
Ｒｇｇ５０〜Ｒｇｇ５９ 抵抗
Ｒｄ５０〜Ｒｄ５７ 抵抗
Ｃ５０〜Ｃ５３ 静電容量素子

Claims (6)

1. アンテナに結合される第一端子と、
   信号処理回路と結合される第二端子と、
   前記第一端子と前記第二端子の間に設置され前記第一端子と前記第二端子の接続切り替えを行う切り替えトランジスタと、
   前記切り替えトランジスタの制御信号を生成する制御回路に結合される第三端子と、
   前記切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に電位を供給するゲート間電位供給抵抗とを具備し、
   前記ゲート間電位供給抵抗は、
   一方の接続部が、前記切り替えトランジスタの一方の入力端子に接続され、他方の接続部が、前記切り替えトランジスタの他方の入力端子に接続された第１の電位供給抵抗と、
   一方の接続部が、前記切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に接続され、他方の接続部が、前記第二端子側に接続されたトランジスタの入力端子に接続された、前記第１の電位供給抵抗とは異なる第２の電位供給抵抗とよりなることを特徴とする移動体通信機器に用いられる半導体回路装置。
2. 請求項１記載の半導体回路装置において、
   前記切り替えトランジスタは制御端子を複数持つマルチゲート電界効果型トランジスタであることを特徴とする移動体通信機器に用いられる半導体回路装置。
3. 請求項１記載の半導体回路装置において、
   前記切り替えトランジスタを２以上含み、前記切り替えトランジスタはそれぞれに前記ゲート間電位供給抵抗が接続され、
   前記切り替えトランジスタは従属接続されていることを特徴とする移動体通信機器に用いられる半導体回路装置。
4. 第一端子と、
   第二端子と、
   前記第一端子と前記第二端子の間に設置され前記第一端子と前記第二端子の接続切り替えを行う切り替えトランジスタと、
   前記切り替えトランジスタの制御信号を生成する制御回路に結合される第三端子と、
   前記切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に電位を供給するゲート間電位供給抵抗とを具備するアンテナ接続切り替え回路と、
   送信回路から送信信号を受取り増幅された前記送信信号を前記第二端子に供給する高周波電力増幅器とを具備し、
   前記ゲート間電位供給抵抗は、
   一方の接続部が、前記切り替えトランジスタの一方の入力端子に接続され、他方の接続部が、前記切り替えトランジスタの他方の入力端子に接続された第１の電位供給抵抗と、
   一方の接続部が、前記切り替えトランジスタのゲート−ゲート間に接続され、他方の接続部が、前記第二端子側に接続されたトランジスタの入力端子に接続された、前記第１の電位供給抵抗とは異なる第２の電位供給抵抗とよりなることを特徴とする高周波電力増幅モジュール。
5. 請求項４記載の高周波電力増幅モジュールにおいて、
   前記アンテナ接続切り替え回路に含まれる切り替えトランジスタは制御端子を複数持つマルチゲート電界効果型トランジスタであることを特徴とする高周波電力増幅モジュール。
6. 請求項４記載の高周波電力増幅モジュールにおいて、
   前記アンテナ接続切り替え回路は前記切り替えトランジスタを２以上含み、前記切り替えトランジスタはそれぞれに前記ゲート間電位供給抵抗が接続され、
   前記切り替えトランジスタは従属接続されていることを特徴とする高周波電力増幅モジュール。

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