JP2006523429A - 適応性共振スイッチング電力システム - Google Patents

適応性共振スイッチング電力システム Download PDF

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Abstract

２つの共振周波数で動作する共振スイッチング電力システム。第１周波数は、出力変圧器の二次側漏れインダクタンスとコンデンサとに依存する。第１周波数は、負荷が前記漏れインダクタンスを変化させるので、負荷と共に変化する。第２共振周波数は、回路中の２つのＭＯＳＦＥＴパワー・デバイスのゲート・ソース静電容量と回路の駆動変圧器の漏れインダクタンスとに依存する。これにより、常に負荷と同位相の電力が供給され、電源のスイッチングは、電流がゼロに近い状態で行われる。これによって高い熱効率が得られる。

Description

（関連出願の相互参照）
本出願は、２００２年１２月３１日に出願された米国仮特許出願第６０／４３７，５８４号に対する優先権を主張する。
（発明の分野）
本発明は、全体として電源回路、さらに具体的には、出力変圧器の漏れインダクタンス及びコンデンサに依存する第１共振周波数と、回路のパワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース静電容量及び駆動変圧器の漏れインダクタンスに依存する第２共振周波数とを持つ電力コンバータに関する。
（発明の背景）
オーデイオ用途及び他の多くの電子用途に電力を供給するために、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのような従来から知られている電力変換装置が使われている。良く知られた共振電力コンバータの種類は、周知のクラスＤ電力コンバータである。
クラスＤコンバータは、方形波スイッチング信号に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）の対が交互にオン、オフして動作する。ＭＯＳＦＥＴからの電流は、共振コンデンサと、パルス高圧ＭＯＳＦＥＴ出力を適切なより低電圧の出力電圧に効率的に変換する高周波変圧器の一次巻線とを通過する。高周波変圧器の二次コイルからの出力は、整流されろ波されて、多くの電子用途のため適切な大きさの平滑なＤＣ電圧を供給する。
これらＭＯＳＦＥＴへのスイッチング信号は、各ＭＯＳＦＥＴを通過する電流がゼロのときに、これをオフにするように調節され、ＭＯＳＦＥＴにかかる電圧がゼロのときに、これをオンにするよう調整されているので、理想的な条件の下では、共振電力コンバータは良好な温度効率を有する。理想的な条件の下で、各ＭＯＳＦＥＴは、５０％のデューティサイクルでスイッチされる。しかしながら、非理想的な条件の下では、入力電圧の変化に応じて電圧を制御するため、一般的にスイッチング・デューティサイクルは変化する。デューティサイクルが変化すると、少なくとも一つのＭＯＳＦＥＴは、ゼロでない電流が流れているときにオフになったり、又はゼロでない電圧が印加されているときにオンになったりして、熱損失を発生する。
スチュアート他の米国特許第５，９８６，８９５号は、共振電力コンバータにおいて、非理想的な条件下でＭＯＳＦＥＴのゼロ電流を維持する方法を開示している。この方法は、変圧器の一次電流及び出力電圧を検知し、デジタル論理を使ってＭＯＳＦＥＴスイッチング信号を変更する。このデジタル論理は、非対称なデューティサイクルのような非理想的条件下であっても、変更されたスイッチング信号がＭＯＳＦＥＴを電流ゼロ点でスイッチするよう設計されている。
スチュアート他の特許の中で開示されたような「強引な」方法では、基板やチップ上の物的資源消費の増加を含め、いくつかの設計上の妥協が必要となる。また、共振電力コンバータの中で、このようなデジタル・システムを高周波スイッチング部品に近接して配置するため、部品レイアウトに、かなりの余分な設計時間と複雑さとが加わる。これら各種の不都合があるため、この技術をコンバータに用いると、いずれの場合も大きなコスト増が加わり、多くの用途に対してその使用はひどく高価なものになりかねない。
（本発明の概要）
本発明の具体的な実施形態に従った適応性共振スイッチング電力システムは、２つの共振周波数によって動作する。第１の周波数は出力変圧器の漏れインダクタンスとコンデンサとに依存する。負荷の変化が漏れインダクタンスを変化させるので、第１周波数は負荷の変化と共に変化する。本発明の具体的な実施形態において、第１周波数は、負荷がコンバータの最大負荷量の約１０％を上回る場合に、電力コンバータのスイッチング周波数として使われる。
第２の共振周波数は、回路中の２つのＭＯＳＦＥＴ電力デバイスのゲート・ソース静電容量と回路の駆動変圧器の漏れインダクタンスとに依存する。この例証実施形態において、第２共振周波数は、負荷がコンバータの最大負荷量の約１０％を下回る場合に、電力コンバータのスイッチング周波数として使われる。
駆動変圧器は、駆動コイルの対とセンスコイルとを含む。センスコイルは出力変圧器の二次側回路中の負荷電流を検知する。駆動コイルは一対のＭＯＳＦＥＴの位相を１８０度違えて駆動するよう調整される。負荷依存性領域（最大負荷量の１０％を超える）で動作する場合、負荷電流の位相反転は、ＭＯＳＦＥＴの駆動の位相反転をもたらし、特定の負荷リアクタンスに関係なく、常に、交さ伝導がゼロに保たれ、ゼロ電流スイッチング及びゼロ電圧スイッチングが維持される。例証実施形態において、ゲート−ソース静電容量は、ベース周波数のオシレータの一部となる（最大負荷量の約１０％以下）。本発明に従って特別に設計された電流センス変圧器は、ゲート・チャージを２つのＭＯＳＦＥＴの間で（交互に）行き来させてＭＯＳＦＥＴを駆動し、これにより無負荷状態、すなわち二次負荷電流がなくても、ＭＯＳＦＥＴは常に作動する。本発明は、これにより、電力損失を最小化し、非常に小型で効率的なスイッチング電力変圧器の設計を可能にする。
本発明は、負荷のリアクタンスに依存する第１共振周波数を持つ電力コンバータを特色とする。本発明に従った電力コンバータの共振周波数の変化は、負荷の静電容量又はインダクタンスの変化によって生じ、周波数は、インダクタンスと静電容量との積の平方根に反比例する。さらに、出力変圧器のコア材料には、その相対透磁率が負荷電流の増加とともに減少し、漏れインダクタンスを低減させ、周波数を上昇させるものが選定される。必要に応じ、初期周波数を設定するために、外付け静電容量及びインダクタンスを選択することができる。
電力コンバータは、常に高い方の共振周波数で動作することになるので、負荷依存性周波数は、ＭＯＣＦＥＴゲート・ソース静電容量及び駆動電圧器にインダクタンスで決まるベース周波数よりも高いことが重要である。
これにより、本発明は、負荷電流ゼロの時点でスイッチするスイッチング電力コンバータを特色とする。スイッチング過渡期に電流が流れないので電力（ＩＲ）損失は極めて低い。本発明は、９０％以上の効率を特色とし、最小負荷がなくても動作する。
本発明の具体的な実施形態は、ゲート駆動変圧器を有する適応共振電力コンバータを含む。ゲート駆動変圧器は、第１センス一次巻線、第１二次巻線及び第２二次巻線を含む。また、この例証実施形態は、前記第１二次巻線に接続されたゲートを持つ第１ＭＯＳＦＥＴ及び第２二次巻線に接続されたゲートを持つ第２ＭＯＳＦＥＴを含む。第１及び第２ＭＯＳＦＥＴは、直流入力源の両端に、相互に直列に接続されており、両者の間の、第１ＭＯＳＦＥＴのソースと第２ＭＯＳＦＥＴのドレインにおいて、共通ＭＯＳＦＥＴノードを形成する。直流入力源をまたいで入力コンデンサが接続される。入力コンデンサは、第１ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続された第１コンデンサ・ノード及び第２ＭＯＳＦＥＴのソースに接続された第２コンデンサ・ノードを有する。
また、この例証実施形態は、一次巻線及び第１共振出力巻線を持つ主変圧器を含む。主変圧器の一次巻線は、共通ＭＯＳＦＥＴノードと第２コンデンサ・ノードとの間に接続される。第１共振出力巻線の第１タップは、第１センス一次巻線の第１タップに接続される。第１共振出力巻線の第２タップは、第１負荷の第１負荷端子に接続される。第１センス一次巻線の第２タップは、第１負荷の第２負荷端子に接続される。
具体的な実施形態において、ゲート駆動変圧器は、並列電圧制限ダイオードの対と並列に接続された保護ダイオード巻線を含み、電圧制限ダイオードは相互に反対方向に向いている。補償コンデンサを各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースの間に接続し、前記第１二次巻線及び第２二次巻線を共振発振させることができる。制動抵抗器を、ＭＯＳＦＥＴゲートの各々とそれに対応するゲート駆動変圧器の二次巻線との間に直列に接続することができる。
また、本発明は、その高効率による低い熱損失を特色とし、小さなヒートシンクが必要なだけである。これにより、本発明に従った電力コンバータを組み込んだデバイスは、所定の電力定格に対して、より小型で、より低コストのパッケージにこれを設計することができる。
また、本発明は、ゼロ電流でのスイッチング、及び従来技術のスイッチング電力コンバータに使用されている変圧器よりも小サイズで軽量である特色によって、電波干渉（ＲＦＩ）放出を非常に低くすることができる。
また、本発明は、製造の難しい高周波回路基板レイアウトの必要性を最小限に抑えることができる。例えば、本発明の回路基板レイアウトは、非共振設計よりも難度が低く、本発明で使える回路基板構成の難度は高くない。従って、製造が容易で製造コストは低下する。
また、本発明は、本発明に従ったスイッチング電力コンバータが、負荷に応じて共振周波数が変化することによる高速なダイナミック・レスポンスを持つので、オーデイオ用途に対する利点をその特色とする。
本発明の前記及び他の特色及び利点は、以下の例証実施形態の詳細な説明を添付図面と併せて解釈することにより、さらに十分に理解されよう。
（詳細な説明）
本発明の具体的な実施形態を、図１を参照しながら説明する。ゲート駆動変圧器１４は、コア２２、一次コイル２４、２つの二次コイル２０、１８及び補助コイル７を含む。一次コイル２４は、負荷と変圧器３６の二次側との間に接続されている。第１二次コイル２０は、第１ＭＯＳＦＥＴ １０のゲートとソースとの間に接続され、二次コイル１８は、第２ＭＯＳＦＥＴ １２のゲートとソースとの間に接続されている。補助コイル７は、整流ダイオード対８０、９０の両端に接続されている。ＡＣ入力３２からブリッジ整流器３４を通して整流された電力源が、第２ＭＯＳＦＥＴ １２のソースと第１ＭＯＳＦＥＴ １０のドレインとに接続されている。また、コンデンサの対３０、２８が、整流電力入力につながるように、相互に直列に接続され、ＭＯＳＦＥＴに対して並列になるよう接続されている。第１ＭＯＳＦＥＴ １０のソースは、共通ノード３８において第２ＭＯＳＦＥＴ １２のドレインと接続されている。センサコイル２４は、ゲート駆動変圧器１４の一次巻線の中に含まれている。センサコイル２４は負荷２６と直列になっている。センサコイル２４及び負荷２６は第２変圧器３６の二次巻線の両端に接続されている。第２変圧器３６の一次巻線の片側のタップは、共通ノード３８に接続されている。第２変圧器３６の一次巻線の他の側のタップは、コンデンサ３０、２８間のノードに接続されている。
この例証実施形態において、本発明による共振スイッチング電力コンバータが用いる周波数は変化する。パワーＭＯＳＦＥＴ １０、１２のゲート・ソース内在静電容量が、二次コイル２０及び１８により形成されるインダクタンスと併せ、発振素子として用いられる。一つの共振周波数、以降ベース周波数という、が、ゲート駆動変圧器１４の漏れインダクタンス及びパワーＭＯＳＦＥＴ １０、１２のゲート・ソース内在静電容量だけに依存する。当業者であればわかることであるが、このオシレータの周波数は、ｆ＝１／平方根（４Ｌ×１／２Ｃ）の関係に従い、個々の駆動コイルのインダクタンスの２倍とＭＯＳＦＥＴゲート−ソース静電容量との積の平方根に反比例する。ここで「ｆ」は、オシレータの秒あたりラジアン周波数、「Ｌ」はヘンリー単位の駆動コイル・インダクタンス、「Ｃ」はファラッド単位のＭＯＳＦＥＴゲート−ソース静電容量である。
もう一つの共振周波数、以降負荷周波数という、は、負荷と変圧器３６との等価回路の共振周波数、二次電流だけに依存する。この例証実施形態において、本発明による電力コンバータは、常に、前記２つの周波数のうちのより高い方で動作する。例えば、負荷電流が前もって定めた限度より低い場合には、電力コンバータはベース周波数でスイッチする。負荷周波数が前もって選定した限度を超える場合には、本電源は負荷周波数でスイッチングする。この周波数はベース周波数よりも高い。通常の稼働中、電源は、ほとんどの時間を負荷周波数でスイッチングし、負荷電流と同位相でスイッチングする。これにより熱損失が最小限に抑えられ、効率が最大になる。回路が負荷周波数で動作しているときは、ゲート駆動変圧器１４は、主変圧器３６の二次電流に駆動されてゼロ交差点でスイッチングしながら、ＭＯＳＦＥＴを駆動する。電源がベース周波数でスイッチングしているときも、ゲート駆動変圧器１４は、ＭＯＳＦＥＴ １０、１２を駆動している。
ゲート駆動変圧器１４は、２つのパワーＭＯＳＦＥＴ １０、１２を相互に異なった位相で駆動させるように特別に設計されている。２つのパワーＭＯＳＦＥＴの共振により、必要な駆動電力が非常に低く望ましい動作条件が生み出される。これにより、電源中の電力損失が最小限に抑えられ、非常に高い効率が得られ、電力コンバータは負荷電流なしでも動作できるようになる。
適切な動作のためには、漏れインダクタンスとＭＯＳＦＥＴ １０、１２入力静電容量とで形成されるベース周波数が、主変圧器３６の二次漏れインダクタンスと負荷のリアクタンスとで形成される負荷周波数よりも低くなるように、ゲート駆動変圧器のコア材料を選定することが重要である。さらに、主変圧器３６用として選定するコア材料は、磁束密度が高くなるに従って二次漏れインダクタンスが減少するような特性を備えていなければならない。すなわち、負荷電流が増加するにつれて負荷周波数は増加することになる。最大負荷量の約１０％でベース周波数と負荷周波数とが同一となり、動作モード間の円滑な切り替えが行われるように、両方の回路の特性を選定すべきである。
また、本発明に従ったスイッチング電源の負荷周波数は、負荷２６のリアクタンスの変化に応じて保持される。例えば、負荷が誘導性又は容量性を増した場合には、当電源のスイッチング周波数（負荷周波数）は減少するが、ゼロ電流でスイッチングする特色は維持される。電源のスイッチング周波数を負荷周波数と同位相に保持することによって、負荷電圧は常に負荷電流と同位相になる。これによって主変圧器３６のコア及びパワーＭＯＳＦＥＴ １０、１２における電力損失は最小に抑えられる。これにより、本発明に従ったスイッチング電源の主変圧器及びヒートシンクのサイズを縮小することができる。
補助コイル７は、整流ダイオード８０、９０と組み合わせて使われ、二次コイル１８、２０が発生できる電圧を制限する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ １０、１２のゲートとソースとの間に印加される電圧を制限して保護する。この特色によって、ＭＯＳＦＥＴゲートを電圧破壊から保護するための他のもっと費用のかかる手段をとる必要がなくなる。
起動回路１５は、２つのＭＯＳＦＥＴの間でベース周波数発振を開始するために必要である。起動回路は良く知られている。図１に図示された起動回路１５は、当業者が容易に構成できるものである。本明細書に記載された実施形態の各々に対して起動回路が必要であるが、見やすくするため、図２−７には起動回路を図示していない。
前に記した本発明の例証実施形態はＡＣ出力を供給するよう構成されている。当業者には、整流されたＤＣ出力に対しても、別の実施形態を構成することによって、本コンバータのすべての利点を維持することができるのは自明であろう。このような代替実施形態の一つを図２に示すが、この中では、第一整流ダイオード３９及び適切なフィルタ（図示せず）が、出力変圧器３６の二次側と負荷との間に配置され、容量性蓄電素子４０がダイオードの出力側に配置され、また、第２出力回路が追加されている。第２出力回路の中で、第１出力巻線４７と同じ巻数を持つ第２出力巻線４８が主変圧器３６に加えられ、第１センスコイル２４と同じ巻数を持つ第２センスコイル４２がゲート駆動変圧器１４に加えられている。第２出力回路は、センスコイル４２及び出力巻線４８の極性が反対であることを除き、第１出力回路と同様な構成でそれ自体の出力巻線４８及びセンスコイル４２に結合されている。第２整流ダイオード４１は、コンデンサ４０位置において、第１整流ダイオードと変圧器３６の第２出力巻線４８との間に、第１整流ダイオード３９と第２整流ダイオード４１とが負荷２６に対して同一方向に向くようにして接続されている。これにより、第１整流ダイオード３９と第２整流ダイオード４１とは、主変圧器３６へ反対の位相の駆動信号を伝導する。第１センスコイル２４及び第２センスコイル４２は、フイルタ中の容量性蓄電素子４０の、第１整流ダイオード３９と第２整流ダイオード４１とが共通して接続されている側の反対側に接続されている。ゲート駆動変圧器１４の第２センスコイル４２の接続の極性は、ＭＯＳＦＥＴ １０及び１２に対する適切な交互駆動が維持されるようになっている。
本発明の別の実施形態が図３に示されているが、ここでは、主変圧器３６に一つ以上の補助負荷コイル１００を加えて、一つ以上の追加負荷１０２に電力を供給することができる。当実施形態において、第１追加ゲート駆動コイル１０４が主変圧器に加えられ、抵抗器１０６を通して第１変圧器１４中の第２追加ゲート駆動コイル１０８に接続されている。
主変圧器中の一つ以上の補助負荷コイル１００は、変圧器３６からの追加電力タップ又は電圧を提供する。このような電力タップは、この産業で一般に必要なものである。このように、追加の負荷を、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング制御を駆動する主負荷２６と並列に主変圧器に接続することができる。
この実施形態において、第１及び第２追加ゲート駆動コイル１０４、１０８は、ＭＯＳＦＥＴゲートを駆動するために接続され、主出力が無負荷の場合、すなわち、負荷２６を流れる電流がゼロである場合に、追加された負荷を効率的に駆動するために用いられる。前記したように、主出力が無負荷の場合にコンバータがゲート・オシレータ周波数で動作するとしても、ＭＯＳＦＥＴ間の比較的小さな寄生エネルギー振動によって、ＭＯＳＦＥＴは、追加の負荷に効率的な電力スイッチングを提供しようにも十分な速さで遷移することができない。
このような実施形態において、主変圧器及びゲート駆動変圧器の双方に補助コイルを加えることによって、効率が向上する。このコイルの機能は、ゲート駆動回路に補助エネルギー及びフィードバックを供給して、ＭＯＳＦＥＴの状態の遷移速度を増大させることである。これにより、ＭＯＳＦＥＴは、十分なエネルギーで駆動され、迅速に遷移し、飽和動作領域（完全なオンもしくは完全なオフ）で最大限時間を過ごすので、最高の効率が得られる。これにより、ＭＯＳＦＥＴが補助負荷を駆動する際の、遷移遅延により主ずる熱損失が回避される。
一つの実施形態において、図４に示すように、追加ゲート駆動コイル１０４及び１０８及び抵抗器１０６が、主負荷２６及び第１センスコイル２４に代替して（補足するのでなく）具備されている。この実施形態において、主変圧器３６中に組み込んだ対応する数のコイル（Ｌｎ）を使って、一つ以上の負荷（Ｚｎ）１１０を並列に加えることができる。追加ゲート駆動コイル１０４、１０８がゲート駆動変圧器１４へ常時フィードバックを供給するので、これら負荷１１０のいずれについても、熱損失を発生させずにスイッチを開くことができる。
図５に示すように、本発明によれば、主負荷２６を常時回路に組み入れておく必要がある場合に、追加のゲート駆動コイルを備えることなく、追加負荷を効率的に駆動することもできる。このような制限が堅持される場合、ＭＯＳＦＥＴ １０、１２において熱損失を生ずることなく、追加負荷１０２の回路への断続を切り替えること、及び／又は、これに変化する電流又はゼロ電流を流すことができる。
図３−５に示された実施形態は、負荷へＡＣ電力を供給するように記載されているが、当業者は、本発明に従って、図２に示す回路のように、追加ゲート駆動コイル１０４、１０８及び抵抗器１０６を同様な方法で追加すれば、ＤＣ電力回路においても追加負荷の効率的な作動ができることをよく理解しているであろう。
図６に示すように、本発明の特定の実施形態において、入力整流ブリッジ３４と主変圧器３６の一次巻線との間に、ただ一つのコンデンサ３０が接続されている。例えば、本発明により約７００Ｗから約１０００Ｗまでの範囲の電力を供給する用途においては、図示のように、単一のコンデンサを入力整流ブリッジ３４と主変圧器３６の一次巻線との間に接続すれば十分である。当業者であればわかることであるが、これより高い電力においても、大きな単一コンデンサを使用することができるにせよ、そのようなサイズのコンデンサは、通常その使用が実際的でない。
一般に、一種類のゲート駆動変圧器１４を、特定の用途の電力要求に従って選択された多種類のＭＯＳＦＥＴ １０、１２と共に用いるのが有益である。当業者であればわかることであるが、各々特定のＭＯＳＦＥＴ対のゲート静電容量に見合う漏れインダクタンスを持つ新しいゲート駆動変圧器１４を設計するのでなく、前記のように、補償されたゲート／ソース静電容量がゲート駆動変圧器の漏れインダクタンスと整合するように、図７に示すような補償コンデンサ１１４、１１６をＭＯＳＦＥＴ １０、１２のゲートとソースとの間に組み込む方がコスト安である。
さらに別の本発明の実施形態において、制動抵抗器１１８、１２０を、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ １０、１２のゲートとゲート駆動変圧器１４との間に接続し、当該技術で周知のスプリアス発振を制動することができる。このような抵抗器は、一般的に約１オームより小さめから約２オームより大きめまでの範囲である。
図６−７に示された実施形態は、負荷へＡＣ電力を供給するように記載されているが、当業者は、図６に示すような単一入力コンデンサ３０、図７に示すような補償コンデンサ１１６、１１４及び低値抵抗器１１８、１２０を同様な方法で追加すれば、図２に示す回路のように、本発明に従いＤＣ電力回路における設計及び製造上の柔軟性が得られることをよく理解しているであろう。
本発明を、その典型的実施形態について示し、説明してきたが、本発明の精神及び範囲を逸脱することなく、その形態及び詳細に対して、別の様々な変更、省略及び追加を加えることができよう。
図１は、本発明の具体的な実施形態に従って、交流（以下「ＡＣ」）負荷を駆動する共振電力システムの回路略図である。 図２は、本発明の別の例証実施形態に従って、直流（以下「ＤＣ」）負荷を駆動する共振電力システムの回路略図である。 図３は、本発明の別の例証実施形態に従って、一つ以上の追加の負荷を駆動する共振電力システムの回路略図である。 図４は、本発明の別の例証実施形態に従って、一つ以上の追加の負荷を駆動する共振電力システムの回路略図である。 図５は、本発明の別の例証実施形態に従って、一つ以上の追加の負荷を駆動する共振電力システムの回路略図である。 図６は、本発明の別の例証実施形態に従って、単一の入力コンデンサを持つ共振電力システムの回路略図である。 図７は、本発明の別の例証実施形態に従って、任意の補償コンデンサ及び制動抵抗器を含む共振電力システムの回路略図である。

Claims (32)

  1. 適応共振電力コンバータであって、前記コンバータは、
    第１センス一次巻線、第１二次巻線、及び第２二次巻線を含むゲート駆動変圧器と、
    前記第１二次巻線に接続されたゲートを持つ第１ＭＯＳＦＥＴと、
    前記第２二次巻線に接続されたゲートを持つ第２ＭＯＳＦＥＴとを含み、
    前記第１及び第２ＭＯＳＦＥＴは、直流入力源につながるように相互に直列に接続され、前記第１ＭＯＳＦＥＴのソースと前記第２ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に共通ＭＯＳＦＥＴノードを形成しており、前記コンバータは、
    一次巻線及び第１共振出力巻線を含む主変圧器と、
    前記第１ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続された第１コンデンサ・ノード及び前記主変圧器の一次巻線に接続された第２コンデンサ・ノードを持つ入力コンデンサと、を含み、
    前記主変圧器の一次巻線は、前記共通ＭＯＳＦＥＴノードと前記第２コンデンサ・ノードとの間に接続されており、
    前記第１共振出力巻線の第１タップは、前記第１センス一次巻線の第１タップに接続され、前記第１共振出力巻線の第２タップは、第１負荷の第１負荷端子に接続され、前記第１センス一次巻線の第２タップは前記第１負荷の第２負荷端子に接続されている、
    コンバータ。
  2. 請求項１に記載のコンバータであって、前記スイッチング変圧器は、並列配置の電圧制限ダイオード対と並列に接続された保護ダイオード巻線をさらに含み、前記電圧制限ダイオードは相互に反対方向を向く、コンバータ。
  3. 請求項１に記載のコンバータであって、前記コンバータは、
    前記第１共振出力巻線と前記第１負荷端子との間に接続された第１整流ダイオードと、
    前記主変圧器上に、前記第１共振出力と同一の巻数を持つ第２出力巻線を有する第２出力回路と、
    前記ゲート駆動変圧器上の、前記第１一次出力巻線と同一の巻数を持つ第２センス一次巻線と、
    をさらに含み、前記第２共振出力巻線の第１タップは、前記第２センス一次巻線の第１タップに接続され、前記第２共振出力巻線の第２タップは、前記第２整流ダイオードを通して第１負荷端子に接続されており、前記第２センス一次巻線の第２タップは、前記第２負荷端子に接続されており、前記コンバータは、
    前記負荷に対し前記第１整流ダイオードと同一方向になるようにして、前記第１負荷端子と前記第２共振出力巻線との間に接続された第２整流ダイオード、及び
    前記第１及び第２ダイオードの出力に接続されたコンデンサ
    をさらに含に含むコンバータ。
  4. 請求項１に記載のコンバータであって、前記第１負荷を前記第１共振出力巻線及び前記第１センス一次巻線と共に閉回路に接続しておく必要があり、前記主変圧器上の対応する追加共振出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷をさらに含むコンバータ。
  5. 請求項１に記載のコンバータであって、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷、
    及び前記ゲート駆動変圧器上の対応する専用一次センス巻線に動作可能なように接続され前記主変圧器上にある専用共振出力巻線
    をさらに含むコンバータ。
  6. 請求項１に記載のコンバータであって、各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線と共に共振発振するための補償コンデンサをさらに含むコンバータ。
  7. 請求項１に記載のコンバータであって、前記ＭＯＳＦＥＴゲートの各々と前記ゲート駆動変圧器中の対応する二次巻線との間に直列に接続された制動抵抗器をさらに含むコンバータ。
  8. 適応共振電力コンバータであって、前記コンバータは、
    第１センス一次巻線、第１二次巻線、及び第２二次巻線を含むゲート駆動変圧器と、
    前記第１二次巻線に接続されたゲートを持つ第１ＭＯＳＦＥＴと、
    前記第２二次巻線に接続されたゲートを持つ第２ＭＯＳＦＥＴとを含み、
    前記第１及び第２ＭＯＳＦＥＴは、直流入力源につながるよう相互に直列に接続され、前記第１ＭＯＳＦＥＴのソースと前記第２ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に共通ＭＯＳＦＥＴノードを形成しており、前記コンバータは、
    前記直流入力源につながるよう接続され、前記第１ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続された第１コンデンサ・ノード及び前記第２ＭＯＳＦＥＴのソースに接続された第２コンデンサ・ノードを有する入力コンデンサと、
    一次巻線及び第１共振出力巻線を含む主変圧器とを含み、
    前記主変圧器の一次巻線は、前記共通ＭＯＳＦＥＴノードと前記第２コンデンサ・ノードとの間に接続されており、
    前記第１共振出力巻線の第１タップは、前記第１センス一次巻線の第１タップに接続され、前記第１共振出力巻線の第２タップは、第１負荷の第１負荷端子に接続され、前記第１センス一次巻線の第２タップは前記第１負荷の第２負荷端子に接続されており、
    前記ゲート駆動変圧器は、並列配置の電圧制限ダイオード対と並列に接続された保護ダイオード巻線をさらに含み、前記電圧制限ダイオードは相互に反対方向を向いており、前記コンバータは、
    各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線と共に共振発振するための補償コンデンサ、及び
    前記ＭＯＳＦＥＴゲートの各々と前記ゲート駆動変圧器中の対応する二次巻線との間に直列に接続された制動抵抗器
    を含むコンバータ。
  9. 請求項３に記載のコンバータであって、前記第１負荷を前記第１共振出力巻線及び前記第１センス一次巻線と共に閉回路に接続しておく必要があり、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷をさらに含むコンバータ。
  10. 請求項３に記載のコンバータであって、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷、
    及び、前記ゲート駆動変圧器上の対応する専用一次センス巻線に動作可能なように接続され前記主変圧器上にある専用共振出力巻線
    をさらに含むコンバータ。
  11. 請求項３に記載のコンバータであって、各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線と共に共振発振するための補償コンデンサをさらに含むコンバータ。
  12. 請求項３に記載のコンバータであって、前記ＭＯＳＦＥＴゲートの各々と前記ゲート駆動変圧器中の対応する二次巻線との間に直列に接続された制動抵抗器をさらに含むコンバータ。
  13. 請求項３に記載のコンバータであって、前記スイッチング変圧器は、並列配置電圧制限ダイオードの対と並列に接続された保護ダイオード巻線をさらに含み、前記電圧制限ダイオードは相互に反対方向を向く、コンバータ。
  14. 適応共振電力コンバータであって、前記コンバータは、
    第１センス一次巻線、第１二次巻線、及び第２二次巻線を含むゲート駆動変圧器と、
    前記第１二次巻線に接続されたゲートを持つ第１ＭＯＳＦＥＴと、
    前記第２二次巻線に接続されたゲートを持つ第２ＭＯＳＦＥＴとを含み、
    前記第１及び第２ＭＯＳＦＥＴは、直流入力源を横断して相互に直列に接続され、前記第１ＭＯＳＦＥＴのソースと前記第２ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に共通ＭＯＳＦＥＴノードを形成しており、前記コンバータは、
    前記直流入力源につながるように相互に直列に接続され、その間に共通コンデンサノードを形成している第１及び第２入力コンデンサと、
    一次巻線及び第１共振出力巻線を含む主変圧器と、
    を含み、
    前記一次巻線は前記共通ＭＯＳＦＥＴノードと前記共通コンデンサ・ノードとの間に接続されており、及び
    前記第１共振出力巻線の第１タップは、前記第１センス一次巻線の第１タップに接続され、前記第１共振出力巻線の第２タップは、第１負荷の第１負荷端子に接続され、前記第１センス一次巻線の第２タップは前記第１負荷の第２負荷端子に接続されている、
    コンバータ。
  15. 請求項１４記載のコンバータであって、前記コンバータは、
    前記第１共振出力巻線と前記第１負荷端子との間に接続された第１整流ダイオードと、
    前記第１負荷端子から前記第２負荷端子へ前記負荷を横断するように接続されたコンデンサと、
    前記主変圧器上に、前記第１共振出力巻線と同じ巻数を持つ第２共振出力巻線を有する第２出力回路と、
    前記ゲート駆動変圧器上の、前記第１一次出力巻線と同一の巻数を持つ第２センス一次巻線とを含み、
    前記第２共振出力巻線の第１タップは、前記第２センス一次巻線の第１タップに接続され、前記第２共振出力巻線の第２タップは、前記第２整流ダイオードを通して第１負荷端子に接続され、前記第２センス一次巻線の第２タップは、前記第２負荷端子に接続されており、
    前記負荷に対して前記第１整流ダイオードと同一方向になるようにして、前記第１負荷端子と前記第２共振出力巻線との間に接続された第２整流ダイオード
    をさらに含むコンバータ。
  16. 請求項１４に記載のコンバータであって、前記第１負荷を前記第１共振出力巻線及び前記第１センス一次巻線と共に閉回路に接続しておく必要があり、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷をさらに含むコンバータ。
  17. 請求項１４に記載のコンバータであって、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷、
    及び、前記ゲート駆動変圧器上の対応する専用一次センス巻線に動作可能なように接続され前記主変圧器上にある専用共振出力巻線
    をさらに含むコンバータ。
  18. 請求項１４に記載のコンバータであって、各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線と共に共振発振するための補償コンデンサをさらに含むコンバータ。
  19. 請求項１４に記載のコンバータであって、前記ＭＯＳＦＥＴゲートの各々と前記ゲート駆動変圧器中の対応する二次巻線との間に直列に接続された制動抵抗器をさらに含むコンバータ。
  20. 請求項１４に記載のコンバータであって、前記スイッチング変圧器は、並列配置の電圧制限ダイオード対と並列に接続された保護ダイオード巻線をさらに含み、前記電圧制限ダイオードは相互に反対方向を向く、コンバータ。
  21. 請求項１５に記載のコンバータであって、前記第１負荷を前記第１共振出力巻線及び前記第１センス一次巻線と共に閉回路に接続しておく必要があり、前記主変圧器上の対応する追加共振出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷をさらに含むコンバータ。
  22. 請求項１５に記載のコンバータであって、前記主変圧器上の対応する追加出力巻線の両端に接続された一つ以上の追加負荷、
    及び、前記ゲート駆動変圧器上の対応する専用一次センス巻線に動作可能なように接続され前記主変圧器上の専用共振出力巻線
    をさらに含むコンバータ。
  23. 請求項１５に記載のコンバータであって、各ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線と共に共振発振するための補償コンデンサをさらに含むコンバータ。
  24. 請求項１５に記載のコンバータであって、前記ＭＯＳＦＥＴゲートの各々と前記ゲート駆動変圧器中の対応する二次巻線との間に直列に接続された制動抵抗器をさらに含むコンバータ。
  25. 請求項１５に記載のコンバータであって、前記スイッチング変圧器は、並列配置の電圧制限ダイオード対と並列に接続された保護ダイオード巻線をさらに含み、前記電圧制限ダイオードは相互に反対方向を向く、コンバータ。
  26. スイッチング電力コンバータであって、対応するパワーＭＯＳＦＥＴ対のゲート・ソース静電容量と共に共振するようになっている漏れインダクタンスを持つ巻線の対を有するゲート駆動変圧器を含むコンバータ。
  27. 請求項２６に従ったスイッチング電力コンバータであって、前記パワーＭＯＳＦＥＴの間のエネルギー発振によってスイッチングが制御されるコンバータ。
  28. 請求項２６に従ったスイッチング電力コンバータであって、前記ゲート駆動変圧器上に、前記コンバータの出力と直列のセンス巻線をさらに含むコンバータ。
  29. スイッチング電力コンバータを駆動する方法であって、
    ゲート駆動変圧器の巻線対の中の漏れインダクタンスを、対応するパワーＭＯＳＦＥＴ対のゲート−ソース静電容量と整合させることを含む方法。
  30. 請求項２９に従った方法であって、前記ゲート駆動静電容量中のセンスコイルによって、コンバータ負荷を検知することをさらに含む方法。
  31. スイッチング電力コンバータであって、パワーＭＯＳＦＥＴの対の間の共振発振のための手段を含むコンバータ。
  32. 請求項１に記載のスイッチング電力コンバータであって、前記手段は整合された寄生インピーダンスを含む、コンバータ。
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