JP2006512876A - 直交周波数分割多重化方式に基づく移動通信システムにおける送信装置及び方法 - Google Patents

Abstract

複数のユーザの各々に送信するための情報ビット列の１つのフレームを所定の時間間隔に従って複数の区分された時点に分割し、複数の区分された時点内で情報ビット列を分割し、分割された情報ビット列を相互に異なるウォルシュコードを使用して拡散し、拡散された情報ビット列を各ユーザに関連した１つのシーケンスに結合して出力し、１つのシーケンスを分割し、拡散された情報ビット列を副搬送波周波数にマッピングする複数の帯域幅を通して拡散された情報ビット列を分布し、複数の帯域幅の各々が所定の時間間隔によって与えられた時間−周波数セルの各々と重ならないように周波数ホッピング機能を遂行する。

Description

本発明は、直交周波数分割多重化方式に基づく移動通信システムで使用する送信装置及び方法に関し、特に、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）に基づいて多重接続方式を支援する送信装置及び方法に関する。

最近、移動通信システムは、ユーザに音声信号を提供する移動システムからデータサービス及びマルチメディアサービスを提供することができるように、高速及び高品質の無線データパケットを提供する通信システムに発展している。また、非同期方式（３ＧＰＰ）と同期方式（３ＧＰＰ２）とに分類される第３世代移動通信システムは、高速及び高品質の無線データパケットサービスのための標準化作業が進められている。例えば、上記３ＧＰＰでは、高速順方向パケット接続（High Speed Downlink Packet Access；以下、“ＨＳＤＰＡ”と称する）方式に対する標準化作業が進行されており、上記３ＧＰＰ２では、１ｘＥＶ−ＤＶ（１ｘ EVolution Data and Voice）に対する標準化作業が進行されている。下向リンクに対する１ｘＥＶ−ＤＶ標準は、“ＩＳ−２０００ Ｒｅｌｅａｓｅ Ｃ”という公式の名称が名付けられ、現在、上向リンクに対する標準は進行中にあり、これは、“ＩＳ−２０００ Ｒｅｌｅａｓｅ Ｄ”という公式の名称で名付けられている。このような標準化作業は、第３世代移動通信システムにおいて、ユーザ又は加入者に２Ｍｂｐｓ以上の高速及び高品質の無線データパケット伝送サービスを提供するために要求される。また、第４世代移動通信システムは、ユーザ又は加入者にそれ以上の高速及び高品質のマルチメディア通信サービスを提供するために要求される。

上記高速及び高品質の無線データパケットサービスのための技術的な解決方法は、さらに多様であり、豊かなコンテンツ（contents）を開発することができる向上したソフトウェアと、ユーザに優秀なサービスを提供することができ、スペクトル効率が高い無線接続技術を開発することができる向上したハードウェアとを要求する。

まず、上述した技術的な解決方法のうち、向上したハードウェアについて説明する。
一般に、無線通信において、高速及び高品質のデータサービスは、チャンネル環境によって劣化する。上記無線通信のためのチャンネル環境は、白色雑音、フェージングによる受信された信号電力の変化、シャドーイング（Shadowing）、端末機の移動及び頻繁な速度変化によるドップラー効果、他のユーザ又は多重経路信号による干渉によって頻繁に変わる。従って、上記高速無線データパケットサービスを提供するためには、２世代又は３世代移動通信システムで提供された一般的な技術の以外に、チャンネル変化に対する適応能力を高めることができる進歩した技術を必要とする。従来のシステムで使用している高速の電力制御方式がチャンネル変化に対する適応力を向上させるとしても、高速データパケット伝送システム標準を進行している３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２は、適応変調及び符号化（Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ）方式及びハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Repeat Request；ＨＡＲＱ）方式を共通に使用する。

上記ＡＭＣ方式は、下向リンクチャンネルの変化に従って変調方式及びチャンネル符号器の符号率を変化させる。ここで、上記下向リンクチャンネルの品質情報は、一般に、端末受信機で信号の信号対雑音比（Signal-to-Noise Ratio；ＳＮＲ）を測定して得られることができる。一方、端末機は、上記チャンネル品質情報を上向リンクを通して基地局へ伝送する。上記基地局は、上記下向リンクチャンネル品質情報に基づいて上記下向リンクのチャンネル状態を予測し、その予測された下向リンクのチャンネル状態に基づいて、適切な変調方式及びチャンネル符号器の符号率を指定する。従って、ＡＭＣ方式を使用しているシステムでは、優秀なチャンネルを有する端末機に対しては、高次変調方式及び高符号率を適用する。しかしながら、相対的に良くないチャンネルを有する端末機に対しては、低次変調方式及び低符号率を適用する。通常に、優秀なチャンネルを有する端末機は、基地局の近所に位置することができ、相対的に良くないチャンネルを有する端末機は、セル境界に位置することができる。上述したＡＭＣ方式は、高速電力制御に依存する従来の方式に比べて干渉信号を格段に減らすことができ、これによって、システム性能を向上させる。

上記ＨＡＲＱ方式は、初期伝送データパケットに予想されないエラーが発生した場合、上記エラーが発生したパケットを補償するためにデータパケットの再伝送を要求する。このとき、所定のリンク制御方式は、上記エラーが発生したパケットの補償過程に適用され、ＨＡＲＱ方式と同一のものとみなされる。上記ＨＡＲＱ方式は、チェースコンバイニング方式（Chase Combining；以下、“ＣＣ”と称する）と呼ばれ、全体冗長増加方式（Full Incremental Redundancy；以下、“ＦＩＲ”と称する）及び部分的冗長増加方式（Partial Incremental Redundancy；以下、“ＰＩＲ”と称する）に区分される。上記ＣＣ方式は、再伝送動作のとき、初期伝送過程と同一の全体パケットを伝送する。このとき、受信端は、再伝送パケットを初期伝送パケットと結合（Combining）することによって、復号器で受信された符号化ビットの信頼度を向上させ、全体的なシステム性能利得を得ることができる。このとき、同一の２個のパケットが相互に結合されると、反復符号化と類似した効果が発生するので、平均的に約３ｄＢの性能利得を得ることができる。

上記ＦＩＲ方式は、同一のパケットを再伝送する代わりに、チャンネル符号器で発生する剰余ビットのみで構成されたパケットを再伝送し、これによって、 受信端に含まれた復号器の符号化利得（Coding gain）を向上させることができる。すなわち、上記復号器は、復号過程のとき、初期伝送情報及び新たな剰余ビットを使用することによって、結果的に符号化利得を増加させる。結果的に、復号器の性能も向上させることができる。一般に、低い符号率による性能利得が反復符号率による性能利得よりもさらに大きいことは、符号理論ですでによく知られている事実である。従って、性能利得のみを考慮する場合、上記ＦＩＲ方式は、上記ＣＣ方式に比べてさらに良い性能を提供する。

上記ＰＩＲ方式は、再伝送時間の間に、情報ビットと新たな情報ビットの結合で構成されたデータパケットを伝送する。上記ＰＩＲ方式は、復号過程の間に、上記情報ビットを初期伝送情報ビットと結合（Combining）することによって、上記ＣＣ方式と類似した効果を得ることができる。また、剰余ビットを使用して復号過程を遂行することによって、上記ＦＩＲ方式と類似した効果を得ることができる。上記ＰＩＲ方式は、上記ＦＩＲ方式よりも大きい符号化率を有し、これによって、一般に、上記ＦＩＲ方式と上記ＣＣ方式の中間程度の性能を有する。しかしながら、上記ＨＡＲＱ方式は、性能及びシステム複雑度（例えば、バッファサイズ及びシグナリングなど）に関連した多様な事項を考慮しなければならない。従って、これら事項のうちのいずれか１つを決定することは、容易でない。

上記ＡＭＣ方式及び上記ＨＡＲＱ方式がチャンネル変化に対する適応能力を向上させることができる独立した技術又は上記２つの方式を結合して使用すると仮定すると、システム性能をさらに大きく向上させることができる。すなわち、上記ＡＭＣ方式によって、下向リンクチャンネル状況に適合した変調方式及びチャンネル符号器の符号率が決定されると、上記決定された情報に対応するデータパケットが伝送される。

しかしながら、上述した２つの方式を使用するとしても、無線資源の不足という無線通信における根本的な問題が解決されることではない。すなわち、加入者容量を最大にすると同時に、マルチメディアサービスに必須的な高速データの伝送を可能にするためには、優秀なスペクトル効率を有する多重接続（multiple access）に基づく技術が開発されなければならない。従って、高速及び高品質のパケットデータサービスを提供するためには、優秀なスペクトル効率を有する新たな多重接続方式が開発される必要がある。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、次世代移動通信システムが目標とする高速の無線マルチメディアサービスのための広帯域（wide-band）のスペクトル資源を提供する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、時間−周波数資源を効率的に使用する多重接続方式及びそれに従う送信装置を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、次世代移動通信システムが目標とする高速無線マルチメディアサービスを効率的に提供することができる効率的な多重接続方法及び時間−周波数資源活用方法を提供することにある。

本発明のさらなる他の目的は、ＯＦＤＭ方式に基づいて符号分割多重接続（Code Division Multiple Access；ＣＤＭＡ）方式の特性及び周波数ホッピング方式の特性をすべて有する多重接続方式及びそれに従う送信装置を提供することにある。
本発明のもう一つの他の目的は、ＯＦＤＭ方式に基づいてＣＤＭＡ方式の特性及び周波数ホッピング方式の特性をすべて有する多重接続方式での順方向チャンネル構造を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ方式、ＣＤＭＡ方式、及び周波数ホッピング方式の一部を結合する多重接続方式及びそれに従う送信装置を提供することにある。
本発明のさらにまた他の目的は、ユーザ別に時間−周波数資源を差別的に割り当てる多重接続方式及びそれに従う送信装置を提供することにある。
本発明のなお他の目的は、各ユーザに対応するサービス別に時間−周波数資源を差別的に割り当てる多重接続方式及びそれに従う送信装置を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する装置であって、前記複数のユーザの各々に送信するための情報ビット列の１つのフレームを所定の時間間隔に従って複数の区分された時点に分割し、前記複数の区分された時点内で前記情報ビット列を分割し、前記分割された情報ビット列を相互に異なるウォルシュコードを使用して拡散し、前記拡散された情報ビット列を各ユーザに関連した１つのシーケンスに結合して出力する複数のチャンネル化部と、前記１つのシーケンスを分割し、前記拡散された情報ビット列を副搬送波周波数にマッピングする複数の帯域幅を通して前記拡散された情報ビット列を分布し、前記複数の帯域幅の各々が前記所定の時間間隔によって与えられた時間−周波数セルの各々と重ならない周波数ホッピング部と、から構成されることを特徴とする。

本発明の第２の特徴によれば、基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する方法であって、前記複数のユーザの各々に送信するための情報ビット列の１つのフレームを所定の時間間隔に従って複数の区分された時点に分割し、前記複数の区分された時点内で前記情報ビット列を分割し、前記分割された情報ビット列を相互に異なるウォルシュコードを使用して拡散し、前記拡散された情報ビット列を各ユーザに関連した１つのシーケンスに結合して出力するステップ（ａ）と、前記ステップ（ａ）で１つのシーケンスに結合された前記情報ビット列を分割し、前記拡散された情報ビット列を副搬送波周波数にマッピングする複数の帯域幅を通して前記拡散された情報ビット列を分布し、前記複数の帯域幅の各々が前記所定の時間間隔によって与えられた時間−周波数セルの各々と重ならないように周波数ホッピング機能を遂行するステップ（ｂ）と、から構成されることを特徴とする。

本発明の第３の特徴によれば、基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する移動通信システムで使用する送信装置であって、任意のユーザに対応する変調データシンボル列が前記任意のユーザに割り当てられたサブチャンネル数に分割されて入力される各分割変調データシンボル列を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散した後、該当サブチャンネルを構成する副搬送波にマッピングする複数のトラヒックチャンネル送信機と、前記トラヒックチャンネル送信機からのトラヒックチャンネル信号と、パイロットチャンネル信号と、所定のチャンネル化コードによって拡散され、所定の変調方式によって変調された同期チャンネル信号及び共有制御チャンネル信号とを第１の入力信号にし、プリアンブルチャンネル信号を第２の入力信号にし、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号を前記サブチャンネルの時間領域単位に選択する時分割多重化部と、前記時分割多重化部によって選択された信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、から構成されることを特徴とする。

本発明の第４の特徴によれば、基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する移動通信システムで使用する送信方法であって、任意のユーザに対応する変調データシンボル列が前記任意のユーザに割り当てられたサブチャンネル数に分割されて入力される各分割変調データシンボル列を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散した後、該当サブチャンネルを構成する副搬送波にマッピングするステップ（ａ）と、トラヒックチャンネル信号と、パイロットチャンネル信号と、所定のチャンネル化コードによって拡散され、所定の変調方式によって変調された同期チャンネル信号及び共有制御チャンネル信号とを第１の入力信号にし、プリアンブルチャンネル信号を第２の入力信号にして、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号を前記サブチャンネルの時間領域単位に選択するステップ（ｂ）と、前記ステップ（ｂ）によって選択された信号を逆フーリエ変換して生成するステップ（ｃ）と、から構成されることを特徴とする。

本発明の第５の特徴によれば、多重接続方式に基づく移動通信システムで使用する送信方法であって、任意のユーザに少なくとも１つのサブチャンネルを割り当て、前記任意のユーザのデータを前記サブチャンネルを構成する副搬送波の各々に対して所定の符号化コードを使用するステップ（ａ）と、前記サブチャンネル別に出力されるデータの各々に対して、時間領域で前記サブチャンネルを単位にする時区間別に相互に異なる副搬送波を割り当てるステップ（ｂ）と、前記割り当てられた副搬送波領域での前記データを逆フーリエ変換を通して時間領域でのデータに変換するステップ（ｃ）と、を含むことを特徴とする。

本発明による多重接続方式及び時間−周波数資源活用方法を使用する場合、時間−周波数資源を効率的に使用することができ、スペクトル効率を最大にすることができる。従って、本発明は、次世代移動通信システムが目標とする高速無線マルチメディアサービスを効率的に提供することができる。
また、本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づく多重接続方式の特性、ＣＤＭＡ方式の特性、及び周波数ホッピング方式を通して、周波数選択フェージングに相当に強い特性を同時に有することができる、という長所を有する。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
本発明は、次世代移動通信システムが目標とする高速無線マルチメディアサービスのための効率的な時間−周波数資源活用に従う多重接続方法と上記多重接続方法で使用する送信装置を提案する。
次世代移動通信システムが目標とする高速の無線マルチメディアサービスのためには、広帯域（wide−band）のスペクトル資源が必要である。しかしながら、広帯域のスペクトル資源を使用する場合には、多重経路伝送（multipath propagation）に従う無線伝送路のフェージング現象が顕著であり、伝送帯域内でも周波数選択フェージング現象を容易に観測することができる。従って、高速の無線マルチメディアサービスのためには、従来の符号分割多重接続（Code Division Multiple Access）方式に比べて周波数選択フェージングに非常に強いＯＦＤＭ方式がさらに有利である。これによって、最近では、ＯＦＤＭ方式に関する研究が活発に進行されている。

一般に、ＯＦＤＭ方式は、サブチャンネルのスペクトルが相互直交性を保持しつつ、相互に重なってスペクトル効率が良い。また、上記ＯＦＤＭ方式は、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と称する）を使用して変換過程を実現し、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と称する）を使用して復調過程を実現する。例えば、このようなＯＦＤＭ方式に基づく多重接続方式は、全体副搬送波（sub−carrier）の一部を特定のユーザに割り当てるＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式がある。これは、帯域拡散（spreading）のための拡散シーケンス（spreading sequence）が不必要である。上記ＯＦＤＭＡ方式では、無線伝送路のフェージング特性に従って、特定のユーザに割り当てられる副搬送波の集合を動的に変更することができ、一般に、これを動的資源割当て（dynamic resource allocation）”又は、“周波数ホッピング（frequency hopping）”という。

一方、拡散シーケンスを必要とする多重接続方式は、時間領域での拡散方式（spreading in time domain）及び周波数領域での拡散方式（spreading in frequency domain）がある。上記時間領域での拡散方式は、時間領域でユーザ信号の拡散（spreading）を遂行した後、上記拡散された信号を副搬送波にマッピング（mapping）する方式である。上記周波数領域での拡散方式は、周波数領域でユーザ信号の逆多重化（de−multiplexing）を遂行して副搬送波にマッピングし、周波数領域で直交シーケンス（orthogonal sequence）を使用してユーザ信号を区分する方式である。
後述する本発明による多重接続方式は、ＯＦＤＭに基づく多重接続方式の特性、ＣＤＭＡ方式の特性、及び周波数選択フェージングに非常に強い特性を有する周波数ホッピング方式の特性を実現することができる。本発明では、上述した新たな多重接続方式を“ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ（Frequency Hopping-Orthogonal Frequency Code Division Multiple Access）方式”という。

図１は、本発明の実施形態による時間−周波数資源の活用の一例を示す図である。図１において、横軸は、時間領域を示し、縦軸は、周波数領域を示す。
図１を参照して、時間−周波数資源を適切に活用して、Ｋ名のユーザを支援することができる多重接続方式について説明すると、参照符号１０１は、第１のユーザに割り当てられた時間−周波数資源であり、参照符号１０２は、第２のユーザに割り当てられた時間−周波数資源である。参照符号１０３は、第３のユーザに割り当てられた時間−周波数資源であり、参照符号１０４は、第Ｋのユーザに割り当てられた時間−周波数資源である。上記ユーザ別に割り当てられた時間−周波数資源は、一定の帯域幅及び一定の時間によって決定される。上記帯域幅は、ユーザ別に要求されるサービスの種類によって割り当てられることができる。多い時間−周波数資源が必要なサービス（例えば、高速のパケットデータサービスなど）を要請したユーザに対しては、広い帯域幅を割り当てる。しかしながら、相対的に少ない時間−周波数資源が必要なサービス（例えば、音声サービスなど）を要請したユーザに対しては、狭い帯域幅を割り当てる。上述した帯域幅の割当ては、ユーザ別に差別化された時間−周波数資源の割当てが可能であることを意味する。図１では、第２のユーザに比べて、残りのユーザに対しては、相対的に広い帯域幅が割り当てられる。そのうち、第Ｋのユーザに対しては、相対的に一番広い帯域幅が割り当てられる。一方、第１のユーザに割り当てられた時間−周波数資源１０１を第３のユーザに割り当てられた時間−周波数資源１０３と比較する場合、第１のユーザに対して相対的に大きい時間資源を割り当てる。上記第Ｋのユーザに対して相対的に一番広い帯域幅が割り当てられると、これは、残りのユーザに比べて上記第Ｋのユーザがさらに多い時間−周波数資源を必要とするサービスを現在使用していることを意味する。

上記ユーザ別に割り当てられた帯域幅ＢＷ_１、ＢＷ_２、ＢＷ_３、及びＢＷ_ｋは、下記式(1)乃至式(4)のように示されることができる。

ここで、Ｍ_１は、第１のユーザに割り当てられたサブチャンネルの数であり、ｍは、１つのサブチャンネルを構成する副搬送波の数であり、ｎ_１は、第１のユーザに割り当てられた副搬送波の総数である。

ここで、Ｍ_２は、第２のユーザに割り当てられたサブチャンネルの数であり、ｍは、１つのサブチャンネルを構成する副搬送波の数であり、ｎ_２は、第２のユーザに割り当てられた副搬送波の総数である。

ここで、Ｍ_３は、第３のユーザに割り当てられたサブチャンネルの数であり、ｍは、１つのサブチャンネルを構成する副搬送波の数であり、ｎ_３は、第３のユーザに割り当てられた副搬送波の総数である。

ここで、Ｍ_ｋは、第ｋのユーザに割り当てられたサブチャンネルの数であり、ｍは、１つのサブチャンネルを構成する副搬送波の数であり、ｎ_ｋは、第ｋのユーザに割り当てられた副搬送波の総数である。

上述した式(1)乃至式(4)から分かるように、上記帯域幅は、該当ｋ番目のユーザに割り当てられた全体副搬送波の数ｎ_ｋを各副搬送波の帯域幅Δｆ_ｓｃに乗じることによって決定される。該当ｋ番目のユーザに割り当てられた副搬送波の数ｎ_ｋは、該当ｋ番目のユーザに割り当てられたサブチャンネルの数Ｍ_ｋと帯域拡散指数（spreading factor）、すなわち、ｋ番目のサブチャンネルを構成する副搬送波数ｍを乗じることによって決定される。
従って、ユーザに割り当てられたサブチャンネルの数を調節すると、上記ユーザが使用することができる帯域幅が調節されることができる。ここで、該当ユーザに対するサービスの要求条件及び活用可能な時間−周波数資源を考慮して帯域幅を割り当てることをスケジューリングアルゴリズム（scheduling algorithm）と称する。本発明が上記スケジューリングアルゴリズムの具体的な実施形態を開示していないが、上記スケジューリングアルゴリズムの特定の実施形態に限定されず、任意のスケジューリングアルゴリズムに対しても適用されてよい。

一方、ユーザ別に対する帯域幅の割当ては、周波数領域であらかじめ決定される全体帯域幅（Total Bandwidth）ＢＷ_Ｔ内で遂行されなければならない。上記全体帯域幅ＢＷ_Ｔ 内で使用可能なすべての副搬送波の数及びユーザ別に割り当てられた副搬送波の数ｎ_ｋは、下記式(5)の関係が成立する。

図２は、本発明の実施形態による多重接続方式の移動通信システムで使用する送信装置の構成を示すブロック図である。すなわち、図１に示した時間−周波数資源活用法を支援する送信装置の構成を図２に示す。図２では、図１でのような同一の方式にて、Ｋ名のユーザに対する信号（ｄ_１，ｄ_２，・・・，ｄ_Ｋ）を伝送することを仮定している。また、上記ユーザに対する信号（ｄ_１，ｄ_２，・・・，ｄ_Ｋ）は、チャンネル符号化及びデータ変調がすでに遂行されたと仮定する。参考にて、後述される説明でユーザを区分するとき、ｋは、総ユーザのうちの任意のユーザを示し、Ｋは、総ユーザの数を示す。例えば、１０名のユーザがあるとき、Ｋは、１０を意味し、ｋは、１０名のユーザのうち、任意のユーザを決定するのに使用される。

図２を参照すると、各ユーザ別信号（ｄ_１，ｄ_２，・・・，ｄ_Ｋ）は、対応する時間遅延調節器２０１、２１１、２２１に伝送される。すなわち、第１のユーザ信号のシーケンスｄ_１は、第１の時間遅延調節器２０１に伝送され、第２のユーザ信号のシーケンスｄ_２は、第２の時間遅延調節器２１１に伝送される。最後のユーザ信号のシーケンスｄ_Ｋは、第Ｋの時間遅延調節器２２１に伝送される。時間遅延調節器２０１、２１１、２２１は、ユーザ別に割り当てられた時間−周波数領域の時間領域で相対的な開始点を調節することができる。例えば、上記ユーザ別時間−周波数領域の割当てが図１のように設定されると仮定すると、第１の時間遅延調節器２０１は、第１のユーザに割り当てられた第１の時間−周波数領域１０１の時間領域で相対的な開始点を調節する。時間遅延調節器２０１、２１１、２２１から相対的な開始点が調節されたユーザ別信号は、時間遅延調節器２０１、２１１、２２１にそれぞれ対応する直／並列変換器２０２、２１２、２２２へ伝送される。直／並列変換器２０２、２１２、２２２は、上記ユーザ別信号をあらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）だけのシーケンス形態で並列に出力する。直／並列変換器２０２、２１２、２２２のそれぞれに対しては、相互に異なる種類の数（ｎ_１≠ ｎ_２≠，・・・，≠ｎ_Ｋ）が割り当てられるか、又は、同一の種類の数（ｎ_１ = ｎ_２ =，・・・，= ｎ_Ｋ）が割り当てられることもできる。このとき、直／並列変換器２０２、２１２、２２２から生成された種類別信号は、該当入力信号に比べて上記あらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）だけ増加された持続時間を有する。直／並列変換器２０２、２１２、２２２からの出力信号は、チャンネル化部２０３、２１３、２２３へ伝送される。チャンネル化部２０３、２１３、２２３は、上記あらかじめ決定された種類の数だけの入力信号別に時間領域で帯域拡散する。その後、上記帯域拡散された信号を総計して１つの拡散信号を生成する。チャンネル化部２０３、２１３、２２３の詳細な構成は、図３を参照して下記に説明される。チャンネル化部２０３、２１３、２２３からの出力信号は、直／並列変換器２０４、２１４、２２４へ伝送される。直／並列変換器２０４、２１４、２２４は、チャンネル化部２０３、２１３、２２３の出力信号をあらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）だけのシーケンス形態で並列に出力する。このとき、直／並列変換器２０４、２１４、２２４から生成された種類別信号は、該当入力信号に比べて上記あらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）だけ増加された持続時間を有する。従って、直／並列変換器２０２、２１２、２２２とチャンネル化部２０３、２１３、２２３とを通して直／並列変換器２０４、２１４、２２４から生成されたユーザ信号は、ＣＤＭＡ方式によって処理された信号とすることができる。一方、図２に示すように、第１の端での直／並列変換器２０２、２１２、２２２別にあらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）と第２の端での直／並列変換器２０４、２１４、２２４別にあらかじめ決定された種類の数（ｎ_１，ｎ_２，・・・，ｎ_Ｋ）とは、同一の値で表示されているが、本発明は、図２に示す上記実施形態に限定されない。例えば、相互に異なる値で決定されてもよい。

次に、直／並列変換器２０４、２１４、２２４の出力信号は、周波数ホッピング部（Frequency Hopper）２３１へ伝送される。周波数ホッピング部２３１は、無線伝送路のフェージング特性に従ってユーザ別に割り当てられる副搬送波の集合を動的に変更することができる。すなわち、周波数ホッピング部２３１は、送信される信号の周波数をホッピングすることができる構成である。図１に示した時間−周波数資源の活用例は、特定の時点でのフェージング特性に従う。図２では、時間遅延調節器２０１、２１１、２２１及び周波数ホッピング部２３１が別途の構成を開示している。しかしながら、必要であれば、周波数ホッピング部２３１は、時間遅延調節器２０１、２１１、２２１を含んで、ユーザ信号別に時間遅延を調節することができる。この場合、時間遅延調節器２０１、２１１、２２１は省略されてもよい。本発明では、周波数ホッピング部２３１のための具体的な周波数ホッピングパターン（frequency hopping pattern）を説明していない。しかしながら、ユーザ別に割り当てられる副搬送波の集合が重ならない所定の範囲内で、周波数ホッピング部２３１のための特定の周波数ホッピングパターンが多様に提案されることができる。

周波数ホッピング部２３１からの出力信号は、逆フーリエ変換器（以下、Inverse Fourier Transform Unit；ＩＦＴ器と称する）２３２へ伝送される。そうすると、ＩＦＴ器２３２は、上記周波数領域の出力信号を時間領域の他の信号に変換する。ＩＦＴ器２３２は、送信される信号に対してＯＦＤＭ変調方式を適用することができる。ＩＦＴ器２３２によって時間領域の信号に変換された送信信号は、ＲＦ帯域に遷移されて伝送される。

図３は、図２でのチャンネル化部２０３、２１３、２２３の詳細な構成を示す図である。後述される説明は、Ｋ番目のユーザ信号のためのＫ番目のチャンネル化部２２３に関すると仮定する。
図２及び図３を参照すると、Ｋ番目のユーザ信号は、直／並列変換器２２２を使用しえｎ_Ｋ個のシーケンスに変換される。上記ｎ_Ｋ個のシーケンス（ｎ_{（Ｋ、１）}，ｎ_{（Ｋ、２）}，・・・，ｎ_{（Ｋ、Ｋ）}）のうち、第１のシーケンスｎ_{（Ｋ、１）}は、第１の帯域拡散器３０２へ伝送されて直交シーケンス（orthogonal sequence）W_０との積によって帯域拡散される。上記ｎ_Ｋ個のシーケンス（ｎ_{（Ｋ、１）}，ｎ_{（Ｋ、２）}，・・・，ｎ_{（Ｋ、Ｋ）}）のうち、第２のシーケンスｎ_{（Ｋ、２）}は、第２の帯域拡散器３０３へ伝送されて直交シーケンスＷ_１との倍によって帯域拡散される。上記ｎ_Ｋ個のシーケンス（ｎ_{（Ｋ、１）}，ｎ_{（Ｋ、２）}，・・・，ｎ_{（Ｋ、Ｋ）}）のうち、ｎ番目のシーケンス ｎ_{（Ｋ、ｎ）}は、第ｎの帯域拡散器３０４へ伝送されて直交シーケンスＷ_ｎ−１との倍によって帯域拡散される。上記入力シーケンス別に相互に異なる直交シーケンスを使用して拡散することは、上記入力シーケンスの間に干渉が発生することを防止するためである。第１乃至第ｎの帯域拡散器３０２、３０３、３０４から生成されたｎ個の拡散信号は、加算器３０５へ伝送される。加算器３０５は、上記拡散信号を加算して１つの拡散信号のシーケンスを出力する。合算器３０５からの拡散信号は、スクランブラー３０６へ伝送される。スクランブラー３０６は、スクランブルシーケンスを他の入力信号として受信し、上記拡散信号と上記スクランブルシーケンス（scrambling sequence）との積によってスクランブリングされた信号を出力する。スクランブラー３０６は、セルラー（cellular）環境で該当信号が隣接基地局の出力信号と周波数領域で重なる周波数ヒット現象（frequency hit phenomenon）による干渉（interference）の発生を防止するためである。スクランブラー３０６は、該当信号の受信性能を向上させるための方案で導入され、隣接基地局から送信された干渉信号の影響が無視される場合には、必要であれば、スクランブラー３０６は、省略されてもよい。図３は、図２の直／並列変換器２２２の出力信号であるｎ_Ｋ個のシーケンス（ｎ_{（Ｋ、１）}，ｎ_{（Ｋ、２）}，・・・，ｎ_{（Ｋ、Ｋ）}）のうち、同一のサブチャンネルを介して伝送されるｍ個のシーケンス（すなわち、第１のシーケンス）に対するチャンネル化部２２３の詳細な構成を説明する。すなわち、図３は、図２のチャンネル化部２２３の動作の一部のみを説明する。図２の直／並列変換器２２２の出力信号であるｎ_Ｋ個のシーケンス（ｎ_{（Ｋ、１）}，ｎ_{（Ｋ、２）}，・・・，ｎ_{（Ｋ、Ｋ）}）のうち残りのシーケンスは、ｎ個の単位にまとめられる。上記まとめられたｎ個のシーケンスは、図３を通して説明したチャンネル化過程を経験し、相互に異なるサブチャンネルを通して伝送される。

図２及び図３に示した送信装置の説明から分かるように、本発明による多重接続方法は、ＯＦＤＭ方式に基づく多重接続方式の特性の以外にも、ＣＤＭＡ方式の特性、及び周波数選択フェージングに相当に強い特性を有する周波数ホッピング方式の特性を実現することができる。

図４は、本発明の実施形態による効率的な時間−周波数資源の活用例を示す図である。
図４において、単位四角形は、任意の個数の副搬送波から構成され、ＯＦＤＭシンボル区間（OFDM symbol interval）と同一の持続時間を有する時間−周波数セル（Time−Frequency Cell；以下、“ＴＦＣ”と称する）と称される。上記ＴＦＣに対しては、複数の副搬送波が割り当てられる。本発明では、上記ＴＦＣに割り当てられた各副搬送波に対応するデータは、ＣＤＭＡ方式によって処理された後、上記各副搬送波を使用するＯＦＤＭ方式によって処理される。上記ＣＤＭＡ方式を使用する場合、副搬送波別に指定された所定のチャンネル化コードによってデータを拡散した後、上記拡散されたデータは、所定のスクランブリングコードによってスクランブリングされる。図４において、フレームセル（Frame Cell；以下、“ＦＣ”と称する）は、上記ＴＦＣの所定の倍数（例えば、３２倍）に該当する帯域幅Δｆ_ＦＣ及び所定の倍数（例えば、１６倍）に該当する持続時間（frame duration）を有する時間−周波数領域と定義される。本発明で上記ＦＣを適用すると、ＡＭＣ技術の適用時間の間には、無線伝送に対する測定結果が頻繁に知らせない。

図４を参照すると、１つのＦＣに含まれた相互に異なる２個のサブチャンネル、すなわち、サブチャンネルＡ及びサブチャンネルＢを説明する。上記相互に異なる２個のサブチャンネルは、相互に異なるユーザに割り当てられるか、又は、１つのユーザに割り当てられることもできる。一方、上記各サブチャンネルは、時間の変化に従って一定の周波数間隔だけホッピングされる。これは、時間の経過によって変化するフェージング特性に従って各ユーザに割り当てられるサブチャンネルが動的に変更されることを意味する。図４は、上記周波数ホッピングパターンのあるパターンの一例を説明している。しかしながら、本発明がこれに限定されることではない。すなわち、必要に応じて、本発明による上記周波数ホッピングパターンは、多様な方式にて定義されることができる。

ＡＭＣ技術を使用すると、端末は、所定の時間間隔で無線伝送路の現在の状態を測定して基地局へ知らせる。上記端末から無線伝送路の状態情報を受信すると、上記基地局は、ＡＭＣ方式を変更する。上記変更されたＡＭＣ方式は、上記端末へ知らされる。そうすると、上記端末は、上記基地局によって変更された変調方式及び符号化方式を使用して所望のターゲットへ信号を送信する。本発明では、上記無線伝送路の状態情報をＦＣ単位で知らされる。これによって、ＡＭＣ技術を適用することで発生する負荷を低減させることができる。一方、上記ＦＣは、上記ＡＭＣ技術を適用することによるオーバーヘッド情報（overhead information）の量に従って適切に調節されることができる。例えば、上記オーバーヘッド情報が多い場合には、上記ＦＣを広く調節し、上記オーバーヘッド情報が少ない場合には、上記ＦＣを狭く調節する。
一方、特定のユーザにサービスを提供するための送信装置は、一般に複数のサブチャンネルを使用することができる。このように、複数のサブチャンネルを使用するためには、ＱｏＳ（Quality of Service）要求条件及び同時ユーザの数が考慮されなければならない。

図５は、本発明の実施形態による高速無線マルチメディアサービスを提供することができる順方向チャンネルのブロック図である。
図５では、本発明で提案している多重接続方式であるＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ（Frequency Hopping-Orthogonal Frequency Code Division Multiple Access）方式のための順方向チャンネルを“ＦＯＲＷＡＲＤ ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ ＣＨＡＮＮＥＬ”と定義している。上記“ＦＯＲＷＡＲＤ ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ ＣＨＡＮＮＥＬ”は、パイロットチャンネル（Pilot Channel）、同期チャンネル（Sync Channel）、トラヒックチャンネル（Traffic Channel）、及び共有制御チャンネル（Shared Control Channel）で構成されてよく、又は、プリアンブルチャンネル（Preamble Channel）のみで構成されてもよい。上記“ＦＯＲＷＡＲＤ ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ ＣＨＡＮＮＥＬ”が構成される例については、図６及び図７を参照して説明される。上記パイロットチャンネルは、端末が基地局を獲得（acquisition）するか、又は、チャンネル推定を遂行するのに使用されることができる。上記同期チャンネルは、端末が基地局情報及びタイミング情報を獲得するのに使用されることができ、上記プリアンブルチャンネルは、基本的にフレーム同期を遂行するのに使用され、又は、チャンネル推定を遂行するのに使用されることもできる。上記トラヒックチャンネルは、情報データ（information data）を伝送するための物理チャンネルとして使用される。図５では、フレーム同期のためにプリアンブルチャンネルを別途に備えているが、必要であれば、上記プリアンブルチャンネルを介して伝送されるプリアンブル情報を上記トラヒックチャンネルを介して伝送されるフレームのプリアンブルとして伝送されてもよい。上記共有制御チャンネルは、上記トラヒックチャンネルを介して伝送される情報データを受信するために要求される制御情報（control information）を伝送するための物理チャンネルとして使用される。

図６は、図５のチャンネル構成を実現する送信装置の詳細なブロック図である。図５に示した各チャンネルの送信機は、図６に示される。
以下、各チャンネルの送信機について図６を参照して説明する。
まず、トラヒックチャンネルを介してユーザデータを伝送する送信機について説明すると、Ｋ番目のユーザの符号化ビット列は、チャンネル符号化過程（図示せず）から生成され、変調部６０１へ伝送される。変調部６０１は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、又は、６４ＱＡＭ変調方式を使用して上記符号化ビットを変調した後、変調シンボルを出力する。ＡＭＣ方式を使用する場合には、変調部６０１によって使用される変調方式は、現在の無線伝送路の状態情報に従って基地局によって決定される。変調部６０１から生成された複数の変調シンボルは、それぞれ複素値（complex value）を有する。

変調部６０１からの変調シンボルは、伝送率整合部６０２へ伝送される。上記伝送率整合部６０２で受信された変調シンボルに対してシーケンス反復を遂行するか、又は、シンボル穿孔を遂行する。すなわち、上記伝送率整合部６０２は、無線チャンネルを介して伝送されるパケットの伝送形態（transmission format）に合うように上記変調シンボルを変換して出力する。ここで、上記伝送形態は、１つのフレームを通して伝送可能な変調シンボルの数を含む。上記伝送率整合部６０２からの変調シンボル列は、第１の逆多重化部６０３へ伝送される。第１の逆多重化部６０３は、上記変調シンボル列の逆多重化を遂行し、あらかじめ決定された数だけのサブチャンネルごとに変調シンボル列を出力する。上記数は、Ｋ番目のユーザへのサービスのために使用されるサブチャンネルの数Ｍ_ｋに対応し、上記Ｍ_ｋは、１乃至１６のうちの１つの数として決定されることができる。上記参照符号‘ｋ’は、１とＫとの間の数と定義され、上記参照符号‘Ｋ’は、最大サービス可能なユーザの数と定義される。このとき、第１の逆多重化部６０３を使用して、種類別に生成された各サブチャンネルの変調シンボル列は、一定の持続時間を有する。しかしながら、これは、第１の逆多重化部６０３で受信された変調シンボル列の持続時間とは無関係である。

一方、第１の逆多重化部６０３から出力される各サブチャンネルに対して変調シンボル列を受信すると、相互に異なるサブチャンネルを介して上記受信された変調シンボル例を伝送するためには、最大Ｍ_ｋのサブチャンネル送信機が要求される。従って、図６では、Ｍ_ｋのサブチャンネル送信機を説明する。上記サブチャンネル送信機は、上記受信された変調シンボル列に対して相互に異なるが、同一の動作を遂行する。これによって、説明の便宜上、下記では、１つのサブチャンネル送信機についてのみ説明される。一方、各ユーザのトラヒックチャンネルに対しては、一つ又は複数のサブチャンネルが割り当てられることができ、従って、１つ又は複数のサブチャンネル送信機は、各ユーザのトラヒックチャンネルを介してデータを伝送するのに使用されることができる。

第１の逆多重化部６０３から受信された各サブチャンネルに対する変調シンボル列は、Ｍ_ｋ個の第２の逆多重化部６０４及び６１４のうち、対応する第２の逆多重化部へ伝送される。例えば、第１の逆多重化部６０３から受信されたサブチャンネル別変調シンボル列のうち第１のサブチャンネルに対応する変調シンボル列は、第２の逆多重化部６０４へ伝送される。第２の逆多重化部６０４は、第１のサブチャンネルに対応する変調シンボル列の逆多重化を遂行し、各副搬送波に対して複数の変調シンボル列を出力する。上記各副搬送波に対する変調シンボル列の数は、１本のサブチャンネルのみが有する副搬送波の数‘ｍ’に対応する。このとき、各副搬送波に対する変調シンボル列は、上記各サブチャンネルに対する変調シンボルに比べて‘ｍ’倍だけ増加された持続時間を有する。第２の逆多重化部６０４から受信された各副搬送波に対する変調シンボル列は、チャンネル分割部６０５へ伝送される。チャンネル分割部６０５は、所定の長さ‘ｍ’を有する直交シーケンスを使用して各副搬送波に対する変調シンボル列を帯域拡散して出力する。このとき、上記各副搬送波に対する変調シンボル列は、相互に異なる直交シーケンスによって帯域拡散される。チャンネル分割部６０５によって各副搬送波に従って帯域拡散されたチップ単位の出力シーケンスは、加算器６０６へ伝送される。加算器６０６は、上記副搬送波別に提供される出力シーケンスをチップ単位に加算して１つのシーケンスの形態で出力する。加算器６０６の出力シーケンスは、スクランブラー６０７へ伝送される。スクランブラー６０７は、スクランブルシーケンス生成部６１３から生成されるスクランブリングコードを加算器６０６の出力シーケンスに乗じた後に、スクランブリングされたシーケンスを出力する。上記変調シンボル列を受信する第２の逆多重化部６０４から上記スクランブリングされたシーケンスを生成するスクランブラー６０７までの上述した構成は、ＣＤＭＡ方式に対応する信号処理に必要な構成と同一であることができる。

上記スクランブリングされたシーケンスは、マッピング器６０８へ伝送される。マッピング器６０８で受信された上記スクランブリングされたシーケンスは、上記スクランブリングされたシーケンスに割り当てられた第１のサブチャンネルを構成する副搬送波にマッピングされる。マッピング器６０８は、無線伝送路のフェージング特性に従って上記サブチャンネルを構成する副搬送波を動的に変更可能な周波数ホッピング機能を遂行することもできる。
一方、上述した説明が具体的な例を開示していないが、第１のサブチャンネル以外の残りのサブチャンネルに対応するサブチャンネル送信機は、上述したサブチャンネル送信機と同一の方式にて各サブチャンネルへデータを出力することができることは自明である。

二番目に、パイロットチャンネルを介してパイロット信号（すなわち、unmodulated signal）を伝送するパイロットチャンネル送信機について説明すると、パイロット信号は、パイロットトーン位置決定部６２１へ伝送される。上記パイロットトーン位置決定部６２１は、パイロットトーンを挿入する副搬送波の位置を決定する。従って、上記パイロットトーンは、上記決定された副搬送波の位置に挿入される。

三番目に、同期チャンネルを介して情報データを伝送する同期チャンネル送信機について説明すると、上記情報データは、チャンネル符号化部６３１へ伝送される。チャンネル符号化部６３１は、上記同期チャンネルの情報データを符号化し、上記符号化された情報データを出力する。上記符号化された情報データは、変調部６３２へ伝送される。変調部６３２は、上記符号化された情報データをあらかじめ決定された変調方式によって変調して同期チャンネルデータとして出力する。

四番目に、共有制御チャンネルを介して制御情報を伝送する共有チャンネル送信機について説明すると、上記制御情報は、チャンネル符号化部６４１へ伝送される。チャンネル符号化部６４１は、上記共有制御チャンネルの制御情報を符号化し、上記符号化された制御情報を出力する。上記符号化された制御情報は、変調部６４２へ伝送される。変調部６４２は、上記符号化された制御情報をあらかじめ決定された変調方式によって変調して共有制御チャンネルデータとして出力する。

図７は、本発明の実施形態によるＦＯＲＷＡＲＤ ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ ＣＨＡＮＮＥＬの構成を説明する。図７に示す入力端“Ａ”は、図６に示した出力端“Ａ”に接続され、本発明の実施形態による送信装置を実現することができる。従って、図６の送信機の出力信号は、図７の入力端“Ａ”へ伝送される。上記出力信号は、各サブチャンネルから生成されたトラヒックチャンネルデータ、パイロットチャンネルデータ、同期チャンネルデータ、及び共有制御チャンネルデータから構成される。
図７を参照すると、図６の出力信号は、入力端“Ａ”を通してＴＤＭの入力端へ伝送される。また、プリアンブルチャンネル信号は、ＴＤＭ７０１の他の入力端へ伝送される。ＴＤＭ７０１は、図６の出力信号及び上記プリアンブルチャンネル信号を時分割多重化して出力する。図４を参照して説明すると、時間軸において、１つのＦＣは、１６個のＴＦＣで構成される。ＴＤＭ７０１は、上記１６個のＴＦＣのうち、第１のＴＦＣ区間で上記プリアンブルチャンネルを選択して出力し、残りの１５個のＴＦＣの区間で上記出力信号を選択して出力する。ＴＤＭ７０１から生成された上記プリアンブルチャンネル信号、又は、残りのチャンネル信号に対応する出力信号は、ＩＦＴ器７０２へ伝送される。ＩＦＴ器７０２は、上記プリアンブルチャンネル信号又は残りのチャンネル信号に対応する出力信号のうち自身の入力信号に対する逆フーリエ変換を遂行することによって、周波数領域での信号を時間領域での信号へ変換する。ＩＦＴ器７０２から出力される信号は、本発明に従う“ＦＯＲＷＡＲＤ ＦＨ−ＯＦＣＤＭＡ ＣＨＡＮＮＥＬ”として伝送される。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と均等なものにより定められるべきである。

本発明の実施形態による時間−周波数資源の活用の一例を示す図である。 本発明の実施形態による多重接続方式の移動通信システムで使用する送信装置の構成を示すブロック図である。 図２のチャンネル化部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による効率的な時間−周波数資源の活用の一例を示す図である。 本発明の実施形態による高速無線マルチメディアサービスを提供することができる順方向チャンネルを示すブロック図である。 本発明の実施形態による多重接続方式を支援することができる送信装置の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による図６に示した送信装置の出力信号を処理する送信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

２０１、２１１、２２１ 時間遅延調節器
２０２、２１２、２２２ 直／並列変換器
２０３、２１３、２２３ チャンネル化部
２０４、２１４、２２４ 直／並列変換器
２３１ 周波数ホッピング部
２３２ 逆フーリエ変換器

Claims (21)

1. 基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する装置であって、
   前記複数のユーザの各々に送信するための情報ビット列の１つのフレームを所定の時間間隔に従って複数の区分された時点に分割し、前記複数の区分された時点内で前記情報ビット列を分割し、前記分割された情報ビット列を相互に異なるウォルシュコードを使用して拡散し、前記拡散された情報ビット列を各ユーザに関連した１つのシーケンスに結合して出力する複数のチャンネル化部と、
   前記１つのシーケンスを分割し、前記拡散された情報ビット列を副搬送波周波数にマッピングする複数の帯域幅を通して前記拡散された情報ビット列を分布し、前記複数の帯域幅の各々が前記所定の時間間隔によって与えられた時間−周波数セルの各々と重ならない周波数ホッピング部と、
   から構成されることを特徴とする装置。
2. 前記情報ビット列の数は、 前記サブチャンネルを構成する副搬送波の数であることを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記周波数ホッピング部は、
   無線伝送路の特性によって以前の時間領域で各サブチャンネルに割り当てられた副搬送波を他の副搬送波に変換することによって、周波数ホッピング機能を遂行することを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 前記ユーザの情報ビット列の数に対応し、前記時間領域で前記ユーザの相対的な開始点を調節する複数の時間遅延調節器をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の装置。
5. 前記複数のチャンネル化部の各々は、
   各ユーザに応じて前記サブチャンネル単位に受信された上記情報ビットの各々を複数の情報ビット列に分割する第１の直／並列変換部と、
   前記情報ビット列を相互に異なるチャンネル化コードと乗じて拡散された情報ビット列を生成する複数の拡散器と、
   前記複数の拡散器から受信された前記拡散された情報ビット列を加算して１つの拡散された情報ビット列を生成する加算器と、
   前記１つの拡散された情報ビット列と前記所定のスクランブリングコードを乗じてスクランブリングされた情報ビット列を生成するスクランブラーと、
   前記スクランブリングされた情報ビット列を複数のスクランブリングされた情報ビット列に分割して生成する第２の直／並列変換部と、
   から構成されることを特徴とする請求項１記載の装置。
6. 前記複数のユーザの各々のサービス品質に従ってユーザ別に少なくとも１つのサブチャンネルを割り当てることを特徴とする請求項１記載の装置。
7. 前記無線伝送路は、フレームセル単位に現在の状態を知らせることを特徴とする請求項３記載の装置。
8. 基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する方法であって、
   前記複数のユーザの各々に送信するための情報ビット列の１つのフレームを所定の時間間隔に従って複数の区分された時点に分割し、前記複数の区分された時点内で前記情報ビット列を分割し、前記分割された情報ビット列を相互に異なるウォルシュコードを使用して拡散し、前記拡散された情報ビット列を各ユーザに関連した１つのシーケンスに結合して出力するステップ（ａ）と、
   前記ステップ（ａ）で１つのシーケンスに結合された前記情報ビット列を分割し、前記拡散された情報ビット列を副搬送波周波数にマッピングする複数の帯域幅を通して前記拡散された情報ビット列を分布し、前記複数の帯域幅の各々が前記所定の時間間隔によって与えられた時間−周波数セルの各々と重ならないように周波数ホッピング機能を遂行するステップ（ｂ）と、
   から構成されることを特徴とする方法。
9. 前記情報ビット列の数は、 前記サブチャンネルを構成する副搬送波の数であることを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 前記周波数ホッピング機能は、以前の時間領域で各サブチャンネルを構成する副搬送波を他の副搬送波へシフトすることを特徴とする請求項８記載の方法。
11. 前記ユーザの情報ビット列に応じて、前記時間領域で前記ユーザの相対的な開始点を調節するステップ（ｃ）をさらに含むことを特徴とする請求項８記載の方法。
12. 前記ステップ（ａ）は、
    前記複数のユーザの各々に応じて、前記サブチャンネル単位に受信された各情報ビットを複数の情報ビット列に分割するステップ（ａ１）と、
    前記複数の情報ビット列を相互に異なるチャンネル化コードと乗じて拡散された情報ビット列を出力するステップ（ａ２）と、
    前記ステップ（ａ２）から受信された前記拡散された情報ビット列を加算して１つの拡散された情報ビット列を生成するステップ（ａ３）と、
    前記拡散された情報ビット列を所定のスクランブリングコードと乗じてスクランブリングされた情報ビット列を生成するステップ（ａ４）と、
    前記スクランブリングされた情報ビット列を複数のスクランブリングされた情報ビット列に分割して生成するステップ（ａ５）と、
    から構成されることを特徴とする請求項８記載の方法。
13. 前記複数のユーザの各々のサービス品質に従ってユーザ別に少なくとも１つのサブチャンネルを割り当てることを特徴とする請求項８記載の方法。
14. 前記無線伝送路は、フレームセル単位に現在の状態を知らせることを特徴とする請求項９記載の方法。
15. 基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する移動通信システムで使用する送信装置であって、
    任意のユーザに対応する変調データシンボル列が前記任意のユーザに割り当てられたサブチャンネル数に分割されて入力される各分割変調データシンボル列を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散した後、該当サブチャンネルを構成する副搬送波にマッピングする複数のトラヒックチャンネル送信機と、
    前記トラヒックチャンネル送信機からのトラヒックチャンネル信号と、パイロットチャンネル信号と、所定のチャンネル化コードによって拡散され、所定の変調方式によって変調された同期チャンネル信号及び共有制御チャンネル信号とを第１の入力信号にし、プリアンブルチャンネル信号を第２の入力信号にし、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号を前記サブチャンネルの時間領域単位に選択する時分割多重化部と、
    前記時分割多重化部によって選択された信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    から構成されることを特徴とする装置。
16. 前記時分割多重化部は、フレームセルで前記任意のユーザに割り当てられた最初のサブチャンネルの時間領域で前記第２の入力信号を選択し、前記最初のサブチャンネルではない残りのサブチャンネルの時間領域で前記第１の入力信号を選択することを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記トラヒックチャンネル送信機の各々は、
    前記分割変調データシンボル列を該当サブチャンネルを構成する副搬送波の数に分割する逆多重化部と、
    前記副搬送波別に分割された前記分割変調データシンボル列の各々を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散するチャンネル分割部と、
    前記副搬送波別に拡散された前記分割変調データシンボル列を加算して１つの分割変調データシンボル列を生成する加算器と、
    前記１つの分割変調データシンボル列と所定のスクランブリングコードと乗じて生成するスクランブラーと、
    前記スクランブラーの出力信号を前記該当サブチャンネルを構成する各副搬送波にマッピングするマッピング器と、
    を含むことを特徴とする請求項１５記載の装置。
18. 基地局送信機から複数のユーザに情報ビット列を送信する移動通信システムで使用する送信方法であって、
    任意のユーザに対応する変調データシンボル列が前記任意のユーザに割り当てられたサブチャンネル数に分割されて入力される各分割変調データシンボル列を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散した後、該当サブチャンネルを構成する副搬送波にマッピングするステップ（ａ）と、
    トラヒックチャンネル信号と、パイロットチャンネル信号と、所定のチャンネル化コードによって拡散され、所定の変調方式によって変調された同期チャンネル信号及び共有制御チャンネル信号とを第１の入力信号にし、プリアンブルチャンネル信号を第２の入力信号にして、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号を前記サブチャンネルの時間領域単位に選択するステップ（ｂ）と、
    前記ステップ（ｂ）によって選択された信号を逆フーリエ変換して生成するステップ（ｃ）と、
    から構成されることを特徴とする方法。
19. 前記ステップ（ｂ）は、フレームセルで前記任意のユーザに割り当てられた最初のサブチャンネルの時間領域で前記第２の入力信号を選択し、前記最初のサブチャンネルではない残りのサブチャンネルの時間領域で前記第１の入力信号を選択することを特徴とする請求項１８記載の方法。
20. 前記ステップ（ａ）は、
    前記分割変調データシンボル列を該当サブチャンネルを構成する副搬送波の数に分割するステップ（ａ１）と、
    前記副搬送波別に分割された分割変調データシンボル列の各々を相互に異なるチャンネル化コードを使用して拡散するステップ（ａ２）と、
    前記副搬送波別に拡散された分割変調データシンボル列を加算して１つの分割変調データシンボル列を生成するステップ（ａ３）と、
    前記１つの分割変調データシンボル列と所定のスクランブリングコードを乗じて生成するステップ（ａ４）と、
    前記ステップ（ａ４）の出力信号を前記該当サブチャンネルを構成する各副搬送波にマッピングするステップ（ａ５）と、
    を含むことを特徴とする請求項１８記載の方法。
21. 多重接続方式に基づく移動通信システムで使用する送信方法であって、
    任意のユーザに少なくとも１つのサブチャンネルを割り当て、前記任意のユーザのデータを前記サブチャンネルを構成する副搬送波の各々に対して所定の符号化コードを使用するステップ（ａ）と、
    前記サブチャンネル別に出力されるデータの各々に対して、時間領域で前記サブチャンネルを単位にする時区間別に相互に異なる副搬送波を割り当てるステップ（ｂ）と、
    前記割り当てられた副搬送波領域での前記データを逆フーリエ変換を通して時間領域でのデータに変換するステップ（ｃ）と、
    を含むことを特徴とする方法。