JP2006511170A - 時間ダイバーシティを有する等化信号をノイズ・レベルを使用してポストスケールする無線受信機 - Google Patents

Abstract

空間および時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する無線受信機。受信機は多数の受信機チェイン信号のノイズベース・プリスケーリングを使用してコンポジット等化信号内の受信機チェイン信号を最適に結合し、かつ等化信号のノイズベース時間変動ポストスケーリングを使用する。受信機は信号シンボルを着信信号に対するトレーニング・シーケンスの分散されたレプリカ・シンボルと比較してノイズベース・スケールファクタを決定する。

Description

（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は一般的にダイバーシティに関し、特に、ノイズ・レベルを使用して多数の信号を結合し、ノイズ・レベルを使用して等化信号のダイナミック・スケーリングを行い、かつノイズ・レベルを決定する方法を有する無線受信機に関する。

（従来技術の説明）
セルラー電話および無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）等の無線システムに対する需要が徐々に増してきている。この需要および経済的要因がより高いデータ・スループットおよびより広範なこれらのシステムに対する要求を駆り立てている。しかしながら、データ・レートおよびレンジが増加するにつれて、これらのシステムにおける無線信号はバースト・ノイズおよび時間変化周波数選択減衰（フェージング）および遅延歪みにより、次第に劣化する。一般的に送信機と受信機間に多数の信号経路すなわちチャネルを有することにより生じるこのフェージングおよび歪みはマルチパス・フェージングまたはマルチパス歪みまたは単にマルチパスとして知られている。

実際に送信されたビットを推定するための、マルチパスの影響の補償に等化と呼ばれる技術が一般的に使用される。最も新しいシステムは、受信機が復号アルゴリズムを使用して、等化後の受信ビット内のエラーを検出および訂正できるようにする追加情報を付けて送信されるビットを、送信機が符号化するエラー検出および訂正を使用している。

最近のシステムは送信されたビットの確率が推定されるソフト等化により標準すなわちハード・ビット判断等化を改良している。ソフト等化が使用される場合、受信機復号アルゴリズムがエラー検出および訂正のために等化された送信ビットの確率に作用する。

等化および符号化の他に、無線システムにおいてしばしば時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティ等の他の技術の使用が、バースト・ノイズおよびマルチパス対策になる。時間ダイバーシティでは、送信ビットは送信機において時間分離パケット内へインターリーブされ、拡散されて特定パケット内のバースト・ノイズやマルチパス・フェージングの影響を低減する。インターリーブされたビットは、次に、受信機においてデインターリーブされてそれらの元の順序を再生成する。しかしながら、ソフト等化が使用される既知のシステムでは、受信機におけるエラー検出および訂正復号プロセスの信頼性は時間分離中のノイズおよびマルチパスの変化により制限される。

無線信号を送信または受信するための空間ダイバーシティのために多数のアンテナが使用される。多数のアンテナは異なる空間位置を有するため信号パスが異なり、したがって、マルチパスが異なる。多数の信号は受信機において結合される。無線受信機はマルチパスが異なる信号パスにおいて異なるという概念をマルチパスにより生じる劣化を低減するのに使用することができる。最大比結合および等利得結合等のいくつかの結合方法が従来技術で知られている。しかしながら、等化の存在下で信号を最適に結合する方法は知られていない。

等化のある空間ダイバーシティおよび時間ダイバーシティを使用してマルチパス効果を低減する改善された方法が必要とされている。

（発明の概要）
したがって、多数の信号がそれらのノイズ・レベルに従って重み付けられかつ結合されて最適コンポジット等化信号を与える空間ダイバーシティ受信機および方法を提供することが本発明の目的である。

本発明のもう１つの目的は信号がデインターリーブされる前にソフト等化信号のノイズ・スケーリングを使用する時間ダイバーシティ受信機および方法を提供することである。

本発明のもう１つの目的は信号ノイズ・レベルの表現を決定する単純な装置および簡便な方法を提供することである。

簡潔に言えば、本発明の方法および受信機は受信信号のノイズ・レベル比を決定し、次に、ノイズ・レベル比を使用してノイズ・ベース・スケールファクタを決定する。空間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはコンポジット等化信号を与えるそれらの各ノイズ・レベルに従って多数の受信信号を逆に重み付けするのに使用される。時間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはノイズおよびマルチパスの時間変動を補償するために等化信号をダイナミックにスケールするのに使用される。一緒に使用される時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティでは、スケールされる等化信号はコンポジット等化信号である。

好ましい実施例では、空間ダイバーシティに対して本発明の受信機は多数の受信機チェインおよびノイズ・ベース空間ダイバーシティ結合器を含んでいる。時間ダイバーシティに対して本発明の受信機はノイズ・ポストスケーラを含んでいる。結合された空間および時間ダイバーシティに対して、受信機は多数の受信機チェイン、空間ダイバーシティ結合器、およびノイズ・ポストスケーラを含んでいる。

空間ダイバーシティに対して、受信機チェインは着信信号を受信してサンプルされた受信機チェイン信号を空間ダイバーシティ結合器に与える。空間ダイバーシティ結合器は、方程式１に示すように、一組のコンポジット等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）を計算することによりサンプル化された受信機チェイン信号をスケールおよび等化し、次に、コンポジット等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）を使用して、方程式２に示すように、コンポジット等化信号ｕ_ｉを与える。

方程式１において、ｎは受信シンボルの時間指数でありｒ_ｎ，ａ，ｒ_ｎ，ｂ．．．ｒ_ｎ，ｍは、それぞれ、受信機チェイン“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”内で受信されたｎ番目シンボルを表し、ｈ_ｋ，ａ，ｈ_ｋ，ｂ．．．ｈ_ｋ，ｍは、それぞれ、“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”受信機チェインに対するチャネルインパルス応答セットの０からＫの係数のｋ番目を表し、ｘ_ｎ（ｓ→ｓ’）はｎ番目シンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘ_ｎ−ｋ（ｓ）はｎ番目シンボルに対する状態ｓおよび１からＫの係数のｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐ_ａ ^２，ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２は、それぞれ、“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”受信機チェイン内のノイズ分散を表す量であり、ｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）はｎ番目受信機シンボルに対する等化器遷移に対応するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。最も最近のＫシンボル

は開始状態ｓにより一意的に決定される。１／ｐ_ａ，１／ｐ_ｂ．．．１／ｐ_ｍまたはそれらの二乗はノイズ−ベース・スケールファクタである。

各指数（ｉｎｄｅｘ）ｎに対してＳ＝Ｐ^Ｋ＋１の状態ｓから状態ｓ’への等化器遷移があり、“Ｐ”は送信信号内の変調状態数であり“Ｋ＋１”は長さすなわちチャネル・インパルス応答内の係数の数である。たとえば、ＢＰＳＫに対して“Ｐ”は２である。２のＰおよび５のＫに対して、等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）の数Ｓは各指数ｎに対して６４である。

方程式２において、コンポジット等化信号ｕ_ｉは全等化器分岐メトリクスの関数に対するｉ番目の指数である。コンポジット等化信号ｕ_ｉはｉ＝０．．．（Ｎ−１）番目の受信シンボルに対するビット確率のサンプルストリームの形を有し、Ｎは等化器が作用する受信シンボルの総数である。これはエラー訂正復号器に供給する「ソフト」情報である。

方程式１に示すように本発明は、それが等化器内で計算されるため、各コンポジット等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）のノイズスケーリングによりインプリメントすることができる。しかしながら、それには指数ｎ当りいくつかの乗算が必要であり、乗算数は等化器トレリス内の状態遷移総数（前例では６４）によって決まる。したがって、好ましい実施例では空間ダイバーシティ結合器は方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃに従って受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａ，ｒ_ｎ，ｂ．．．ｒ_ｎ，ｍおよびチャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ａ，ｈ_ｋ，ｂ．．．ｈ_ｋ，ｍをプリスケールするノイズ・プレスケーラを含んでいる。

方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃにおいて、ｐ_ｍｉｎ＝ｍｉｎ（ｐ_ａ，ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍ）であり、ｐ_ｍｉｎはｐ_ａ，ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍの中で最小であり、

はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、

はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表す。ｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａ，ｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｍはノイズベース・スケールファクタである。方程式５はプレスケールされた受信機チェイン信号

およびプレスケールされたチャネル・インパルス応答セット

から決定されるコンポジット等化器分岐メトリクス

を示す。

受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分子のｐ_ｍｉｎは任意の定数で置換できる。しかしながら、ｐ_ｍｉｎを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御（ＡＧＣ）後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。方程式６は方程式２のコンポジット等化信号ｕ_ｉと同様なビット確率のサンプル・ストリームのコンポジット等化信号

を示す。

時間ダイバーシティを使用するシステムでは、ノイズレベル内のパケット・ツー・パケット変化の影響を解消するためにノイズ・ポストスケーラはコンポジット等化信号

のパケットを１／ｐ_ｍｉｎ ^２だけダイナミックにスケールする。

１／ｐ_ｍｉｎ ^２だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス

は方程式１に示すコンポジット等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）に等しく、１／ｐ_ｍｉｎ ^２倍したコンポジット等化信号

はコンポジット等化信号ｕ_ｉである。しかしながら、本発明のプレスケーリングおよびポストスケーリングは必要な乗算数を実質的に低減する。

代替実施例に対して、方程式１は方程式７に示すように書き換えることができる。

方程式７において、

はノイズ表現ｐ_ａ ^２を除く全ノイズ表現ｐ_ａ ^２，ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２の積であり、

はノイズ表現ｐ_ｂ ^２を除く全ノイズ表現ｐ_ａ ^２，ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２の積であり、

はノイズ表現ｐ_ｍ ^２を除く全ノイズ表現ｐ_ａ ^２，ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２の積であり、

はｎ番目の指数に対する状態ｓから状態ｓ’へのトレリス遷移に対応する等化器分岐メトリクスを表す。

またはそれらの二乗はノイズベース・スケールファクタである。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、

はｐ_ｂ ^２であり

はｐ_ａ ^２である。この代替実施例に対して、空間ダイバーシティ結合器は受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対するプレスケーリング付き空間ダイバーシティ結合器用コンポジット等化器分岐メトリクス

を決定する方程式８Ａ−Ｃ，９Ａ−Ｃおよび１０をインプリメントするためのノイズプレスケーラを含んでいる。

方程式８Ａ−Ｃおよび９Ａ−Ｃにおいて、ｐ_ｍａｘ＝ｍａｘ（ｐ_ａ，ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍ）であり、ｐ_ｍａｘはｐ_ａ，ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍの中で最大であり、

はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、

はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表し、

は受信機チェイン信号

およびチャネル・インパルス応答セット

に対するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。

は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ａ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、

は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ｂ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、

は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ｍ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積である。

はノイズベース・スケーリングファクタである。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、

はｐ_ｂ／ｐ_ｍａｘであり

はｐ_ａ／ｐ_ｍａｘである。３つの受信機チェイン「ａ」、「ｂ」および「ｃ」に対して、

はｐ_ｂｐ_ｃ／ｐ^２ _ｍａｘであり、

はｐ_ａｐ_ｃ／ｐ^２ _ｍａｘであり、

はｐ_ａｐ_ｂ／ｐ^２ _ｍａｘである。受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分母のｐ_ｍａｘは任意の定数で置換できる。しかしながら、ｐ_ｍａｘを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御（ＡＧＣ）後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。

時間ダイバーシティを使用するシステムにおいて、代替実施例のノイズ・ポストスケーラはノイズレベルのパケット・ツー・パケット変化を解消するためにコンポジット等化器分岐メトリクス

をｐ_ｍａｘ ^{２（Ｍ−１）}／ｐ_ａ ^２ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２のポストスケールファクタだけスケールし、ここに、Ｍは受信機チェインの総数でありｐ_ａ ^２ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２は全受信機チェイン「ａ」、「ｂ」．．．「ｍ」のノイズ分散を表す量の積である。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、ポストスケールファクタはｐ^２ _ｍａｘ／ｐ_ａ ^２ｐ_ｂ ^２である。ｐ^２ _ｍａｘ／ｐ_ａ ^２Ｐ_ｂ ^２だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス

は方程式１に示すコンポジット等化器分岐メトリクスｔ_ｎ（ｓ→ｓ’）に等しい。したがって、２つのシステムは同じ結果を与える。

空間ダイバーシティを使用するが時間ダイバーシティは使用しないシステムでは、ポストスケーラは不要である。時間ダイバーシティは使用するが空間ダイバーシティは使用しないシステムでは、一つだけの受信機チェイン「ａ」しか必要とせず、空間ダイバーシティ結合器はノイズベース・プリスケーリングを必要とせずに受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａをチャネル・インパルス応答セットｈ_ｋ，ａと等化させる等化器である。単一受信機チェイン「ａ」しかない受信機に対して、ポストスケーラは各データパケット内の等化信号をスケールするのに１／ｐ_ａ ^２のスケールファクタを使用する。

受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａ，ｒ_ｎ，ｂ．．．ｒ_ｎ，ｍに対する真のノイズ分散を計算して、それぞれ、量ｐ_ａ ^２，ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２に対して使用することができる。しかしながら、このようなノイズ分散の計算には実および虚ノイズ成分を二乗し、次に、それらの平方根をとって方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃまたは８Ａ−Ｃおよび９Ａ−Ｃに必要なプリスケールファクタを計算するという計算集約的演算が必要である。本発明のノイズ推定器は受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａ，ｒ_ｎ，ｂ．．．ｒ_ｎ，ｍのシンボルを計算されたチャネルインパルス応答係数に従って分散された既知のプリアンブルと比較することにより実および虚ノイズを決定する実および虚巡回有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使用することにより二乗および平方根演算を回避する。次に、ノイズ推定器はノイズ表現ｐ_ａ，ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍを決定するために実および虚ノイズを単純に加算する。方程式１１は受信機チェイン「ａ」に対するノイズ表現ｐ_ａの決定を示す。多数の受信機チェイン「ｂ」．．．「ｍ」を有する受信機に対してノイズ表現ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍが同様に計算される。

方程式１１において、ｗ_ｎ−ｋは着信信号内の既知のトレーニング・シーケンスに対応するシンボルを表し、ξは受信機チェイン「ａ」内で受信されたトレーニング・シーケンスに対応する第１の受信シンボルの時間指数オフセットであり、外括弧「＜＞」は平均化を示す。本発明の方法は着信信号上のノイズは実および虚間でほぼ非相関であり実および虚ノイズは共にほぼガウス分布を有するという事実を利用することに注目されるべきである。

移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ）システム用の好ましい実施例では、巡回ＦＩＲフィルタは２６ビットプリアンブルが巡回動作に対して１６ビット中央部の最後の５ビットを二重にするプリペンド５ビットおよび中央部の１６ビットの最初の５ビットを二重にするポストペンド５ビットを含むという事実を利用する。

本発明のこれらのおよびその他の目的および利点は、当業者ならば、本概要およびさまざまな図面に示される好ましい実施例の下記の詳細な説明を読めば疑いなく自明である。

（好ましい実施例の詳細な説明）
図１は一般的に参照番号１０で示す本発明の受信機の好ましい実施例のブロック図である。受信機１０は１４Ａで示すアンテナＡ_ａにより受信された信号を処理する受信機チェイン１２Ａ、および１４Ｂで示すアンテナＡ_ｂにより受信された信号を処理する受信機チェイン１２Ｂを含んでいる。受信機１０は２チャネルについて例示され説明されるが、この概念は任意数のチャネルに拡張することができる。

受信機チェイン１２Ａは２４Ａで示すアナログ回路Ｇ_ａ，２６Ａで示すアナログ／デジタル・コンバータＡ／Ｄ_ａ，および２８Ａで示すデジタル回路ｇ_ａを含んでいる。同様に、受信機チェイン１２Ｂは２４Ｂで示すアナログ回路Ｇ_ｂ，２６Ｂで示すアナログ／デジタル・コンバータＡ／Ｄ_ｂ，および２８Ｂで示すデジタル回路ｇ_ｂを含んでいる。アンテナＡ_ａ１４ＡおよびＡ_ｂ１４Ｂは入力無線周波数（ＲＦ）信号をエアウェーブから伝導形式へ変換する。アナログ回路Ｇ_ａ２４ＡおよびＧ_ｂ２４Ｂは伝導ＲＦ信号をフィルタし、増幅し、より低い周波数へダウンコンバートする。アナログ回路Ｇ_ａ２４ＡおよびＧ_ｂ２４Ｂは信号用自動利得制御（ＡＧＣ）も行う。Ａ／Ｄ_ａ２６ＡおよびＡ／Ｄ_ｂ２６Ｂは低周波数信号をアナログ形式からデジタル形式へ変換する。デジタル回路ｇ_ａ２８Ａおよびｇ_ｂ２８Ｂはデジタル化信号にさらにフィルタリング、増幅、周波数変換、およびＡＧＣを行ってサンプル化受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａおよびｒ_ｎ，ｂを発し、ここに、ｎは、それぞれ、受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂ内で受信されたｎ番目信号の指数である。アンテナＡ_ａ１４ＡはアンテナＡ_ｂ１４Ｂとは異なる空間位置を有するため、空間ダイバーシティを提供する。

図２に関して、受信機１０は送信機３１からの信号３０を、それぞれ、アンテナＡ_ａ１４ＡおよびアンテナＡ_ｂ１４Ｂへの３２Ａで示す信号送信チャネルＡおよび３２Ｂで示す信号送信チャネルＢを介して受信する。アンテナＡ_ａ１４ＡおよびＡ_ｂ１４Ｂは物理的に分離されているため、信号送信チャネルＡ ３２ＡおよびＢ ３２Ｂは異なり一般的に異なるマルチパスを有する。時間ダイバーシティに対して、送信機３１は情報ビットをシステム仕様に従って時間分離パケット内にインターリーブする。また、送信機３１は情報ビットをエラー検出／訂正アルゴリズムにより符号化してパケット内にフレームする。送信ビットの符号化されインターリーブされフレームされたパケットは信号３０上で運ばれる。

図１に戻って、受信機１０は和分器３４、タイミング回復回路３６、ノイズ比較器３７、ダイバーシティ・プロセッサ３８、およびポストプロセッサ３９も含んでいる。ダイバーシティ・プロセッサ３８は方程式１または方程式１０に従って有効等化器分岐メトリクスを決定することにより受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａおよびｒ_ｎ，ｂを重み付け、結合し等化する。

ダイバーシティ・プロセッサ３８は、好ましくは、ノイズベース空間ダイバーシティ結合器４０およびノイズ・ポストスケーラ４１を含んでいる。空間ダイバーシティ結合器４０はノイズ・プリスケーラ４２Ａ、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂ、および等化器４３を含んでいる。ノイズ・プリスケーラ４２Ａは受信機チェイン１２Ａの一部とみなすことができ、同様に、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂは受信機チェイン１２Ｂの一部とみなすことができる。

受信機チェイン１２Ａはチャネル推定器４４Ａ、二乗器４５Ａ、ノイズ推定器４６Ａ、およびバッファ４８Ａおよび４９Ａも含んでいる。同様に、受信機チェイン１２Ｂはチャネル推定器４４Ｂ、二乗器４５Ｂ、ノイズ推定器４６Ｂ、およびバッファ４８Ｂおよび４９Ｂを含んでいる。本発明の目的に対して、アナログ回路Ｇ_ａ，Ｇ_ｂ２４Ａ，Ｂ，アナログ／デジタルコンバータＡ／Ｄ_ａ，Ａ／Ｄ_ｂ２６Ａ，Ｂ，デジタル回路ｇ_ａ，ｇ_ｂ２８Ａ，Ｂ，およびチャネル推定器４４Ａ，Ｂ，二乗器４５Ａ，Ｂ，およびノイズ推定器４６Ａ，Ｂが受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂに対して別々に構成されるか、受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂにわたって構成されるかに著しい違いはない。

ノイズ推定器４６Ａはデジタル回路ｇ_ａ２８Ａからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現ｐ_ａを決定してノイズ比較器３７に通す。同様に、ノイズ推定器４６Ｂはデジタル回路ｇ_ｂ２８Ｂからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現ｐ_ｂを決定してノイズ比較器３７に通す。ノイズ表現ｐ_ａおよびｐ_ｂは実際のノイズ分散である必要はなく、各々が実際のノイズ分散比に直接的とすることができる関係または比を有すればよい。ノイズ比較器３７はノイズ表現ｐ_ａおよびｐ_ｂの最も小さいものを最小ノイズ表現ｐ_ｍｉｎとして決定し、次に、受信機チェイン１２Ａに対するノイズベーススケールファクタｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａおよび受信機チェイン１２Ｂに対するノイズベーススケールファクタｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂを計算する。

チャネル推定器４４Ａおよび４４Ｂは、それぞれ、デジタル回路ｇ_ａ２８Ａおよびｇ_ｂ２８Ｂからの受信機チェイン信号のフレーム内に埋め込まれたトレーニング・シーケンスを使用して、それぞれ、チャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ａおよびｈ_ｋ，ｂを推定する。二乗器４５Ａおよび４５Ｂはチャネルインパルス応答ｈ_ｋ，ａおよびｈ_ｋ，ｂの絶対値を二乗して和分器３４に二乗した出力Ｈ_ａおよびＨ_ｂを送る。和分器３４は二乗したチャネルインパルス応答Ｈ_ａおよびＨ_ｂを加算してタイミング回復回路３６へ送る。タイミング回復回路３６は和分し二乗したチャネルインパルス応答を使用してシンボル同期指数を提供する。バッファ４８Ａおよび４８Ｂはシンボル同期指数を使用して、それぞれ、受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａおよびｒ_ｎ，ｂをバッファする。バッファ４８Ａおよび４８Ｂは、それぞれ、チャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ａおよびｈ_ｋ，ｂを同期化する。

ノイズ比較器３７はスケールファクタｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａおよびｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂを、それぞれ、ノイズプリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂに通す。ノイズプリスケーラ４２Ａは信号プリスケーラ５２Ａおよび送信チャネルプリスケーラ５４Ａを含んでいる。信号プリスケーラ５２Ａはバッファし受信した信号サンプルｒ_ｎ，ａにｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａを乗じて方程式３Ａに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号

を与える。送信チャネルプリスケーラ５４Ａはバッファしたチャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ａにｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａを乗じて方程式４Ａに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を与える。同様に、ノイズプリスケーラ４２Ｂは信号プリスケーラ５２Ｂおよび送信チャネルプリスケーラ５４Ｂを含んでいる。信号プリスケーラ５２Ｂはバッファした受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ｂにｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂを乗じて方程式３Ｂに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号

を与える。送信チャネルプリスケーラ５４Ｂはバッファしたチャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ｂにｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂを乗じて方程式４Ｂに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を与える。ノイズ・プリスケーラ４１はノイズ比較器３７から受信した１／ｐ^２ _ｍｉｎのスケールファクタを使用してコンポジット等化信号をダイナミックにスケールする。

図３はノイズ・プリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂからノイズ・プリスケーラ４２Ｍまでに信号を供給する受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂから受信機チェイン１２Ｍまでを示す受信機１０のブロック図である。ノイズ・プリスケーラ４２Ａ−Ｍは前記したように等化器４３に信号を通す。受信機チェイン１２Ｍはあらゆる点で受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂと同様であり、ノイズ・プリスケーラ４２Ｍはあらゆる点でノイズ・プリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂと同様である。受信機１０は空間ダイバーシティまたは空間および時間ダイバーシティ用の多くの受信機チェイン１２Ａ−Ｍ、あるいは空間ダイバーシティではなく時間ダイバーシティ用の一つだけの受信機チェイン１２Ａを有することができる。受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂ．．．１２Ｍは二乗したチャネルインパルス応答Ｈ_ａ，Ｈ_ｂ．．．Ｈ_ｍを和分器３４に与えタイミング回復回路３６から指数を受信する。ノイズ・プリスケーラ４２Ａ−Ｍはノイズ比較器３７からプリスケールスケールファクタを受信する。好ましくは、等化器４３は実際のビットが推定されるハード等化器とは反対にビット確率を与えるソフト等化器である。

等化器４３は分岐メトリック計算器６２用機能ブロック、結合器６４、およびＤＳＰ回路が単一物理的ブロックとして構成されるデジタル信号プロセッサ（ＤＰＳ）集積回路内に好ましくは一緒にインプリメントされる確率計算器６６を含んでいる。ＤＳＰ回路は単一ブロックとして構成されるため、機能ブロックを物理的に分離できないことがある。

分岐メトリック計算器６２はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号

を等化し、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂ．．．１２Ｍに対する等化器分岐メトリクスの各ノイズ重み付け項を与える。結合器６４はノイズ重み付け項を加算して方程式５に示すようにコンポジット等化器分岐メトリクス

を与える。確率計算器６６はコンポジット等化器分岐メトリクス

を使用して方程式６に示すようにコンポジット等化確率信号

を与える。等化器分岐メトリクスから等化確率信号を決定する技術的情報がＫｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓにより２００１年に出版された”Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｓｅｃｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ”の３２９−３３５頁にゴルドン・エル・スチューバ（Ｇｏｒｄｏｎ Ｌ Ｓｔｕｂｅｒ）により示されており、またＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＣＴ−９８に１９９８年６月に出版された”Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｏｆｔ−Ｉｎ／Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ“Ｔｕｒｂｏ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”の２５９−２６３頁にジャハード・ブランチ（Ｇｅｒｈａｒｄ Ｂｒａｎｃｈ）およびフォルカー・フランツ（Ｖｏｌｋｅｒ Ｆｒａｎｚ）により示されている。ＤＳＰ集積回路を使用する好ましいインプリメンテーションでは、コンポジット分岐メトリクス

は等化器４３内で使用されるが等化器４３外では必ずしも入手できない中間結果である。

ポストプロセッサ３９はデインターリーバ７４およびデコーダ７６を含んでいる。ノイズ・ポストスケーラ４１はポストスケールされコンポジット等化された確率信号をデインターリーバ７４へ送る。デインターリーバ７４はサンプルを配置するシステム仕様のインターリービングを送信機３１により実施されるインターリービングが無い場合の逆順序へ戻し、デインターリーブされた信号をデコーダ７６に通す。デコーダ７６はシステム仕様に従ってデコーディングアルゴリズムを使用して、情報ビットを回復するためにデインターリーブされた信号内のエラーを検出し訂正する。所期のユーザへのアプリケーションに対して情報を通すために、情報ビットはより高いレベルの処理を受けることができる。

受信機１０は方程式３Ａ−Ｃ，４Ａ−Ｃ，５，および６に示すようなプリスケール・ノイズベース・スケールファクタｐ_ｍｉｎ／ｐ_ａ，ｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｂ．．．ｐ_ｍｉｎ／ｐ_ｍ，および１／ｐ^２ _ｍｉｎのポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用して詳細な実施例で説明された。代替実施例では、本発明の受信機１１０は方程式８Ａ−Ｃ，９Ａ−Ｃおよび１０に示すような

のプリスケール・ノイズベース・スケールファクタおよびｐ_ｍａｘ ^{２（Ｍ−１）}／ｐ_ａ ^２ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２のポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用する。

受信機１１０内で、ノイズ比較器１３７はノイズ推定器４６Ａからノイズ表現ｐ_ａを受信し、ノイズ推定器４６Ｂからノイズ表現ｐ_ｂを受信し、ノイズ表現ｐ_ａ，ｐ_ｂの最大のものを最大ノイズｐ_ｍａｘとして決定し、次に、受信機チェイン１２Ａに対するスケールファクタｐ_ｂ／ｐ_ｍａｘおよび受信機チェイン１２Ｂに対するスケールファクタｐ_ａ／ｐ_ｍａｘを計算する。ノイズ比較器１３７はスケールファクタｐ_ｂ／ｐ_ｍａｘをノイズ・プリスケーラ４２Ａに通し、ｐ_ａ／ｐ_ｍａｘをノイズ・プリスケーラ４２Ｂに通し、スケールファクタｐ_ｍａｘ ^{２（Ｍ−１）}／ｐ_ａ ^２ｐ_ｂ ^２．．．ｐ_ｍ ^２をノイズ・プリスケーラ４１に通す。

２つの受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂに対して、ノイズ・プリスケーラ４２Ａは方程式８Ａに示すようにスケールファクタｐ_ｂ／ｐ_ｍａｘを使用してバッファされた受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ａをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号

を与え、かつ方程式９Ａに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ａをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を与え、同様に、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂは方程式８Ａに示すようにスケールファクタｐ_ａ／ｐ_ｍａｘを使用してバッファされた受信機チェイン信号ｒ_ｎ，ｂをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号

を与え、かつ方程式９Ｂに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットｈ_ｋ，ｂをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を与える。等化器４３の分岐メトリック計算器６２はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット

を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号

を等化し、結合器６４は項を加算して方程式１０に示すようにコンポジット分岐メトリクスの値を出す。確率計算器６６はコンポジット等化器分岐メトリクス

を使用して方程式６に示すコンポジット等化信号

と同様なコンポジット等化確率信号

を与える。

図４は受信機１０，１１０が移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ）セルホーン受信機である受信機チェイン１２Ａに対する本発明のノイズ推定器４６Ａのブロック図である。ＧＳＭシステムはｗ_１１，ｗ_１２，ｗ_１３，ｗ_１４，ｗ_１５，ｗ_０，ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，ｗ_４，ｗ_５，ｗ_６，ｗ_７，ｗ_８，ｗ_９，ｗ_１０，ｗ_１１，ｗ_１２，ｗ_１３，ｗ_１４，ｗ_１５，ｗ_０，ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，ｗ_４の形の２６シンボル・トレーニング・シーケンスを指定する。ノイズ推定器４６ＡはＧＳＭトレーニング・シーケンスを実および虚巡回有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ内で使用して方程式１１に示すようなノイズ表現ｐ_ａを与える。受信機チェイン１２Ｂに対するノイズ推定器４６Ｂや付加受信機チェイン１２Ｂ．．．１２Ｍに対する付加ノイズ推定器のブロック図は同じである。

ノイズ推定器４６Ａはシフトレジスタによりインプリメントされた巡回シンボル間干渉（ＩＳＩ）シーケンス発生器１０２、実および虚コンボルバ１０４Ｉおよび１０４Ｑによりインプリメントされたコンボルバ、実および虚信号比較器１０６Ｉおよび１０６Ｑによりインプリメントされた比較器、および線型ノイズ結合器１０８を含んでいる。ＩＳＩシーケンス発生器１０２はＧＳＭシステム仕様に従って既知の２６シンボルＧＳＭトレーニング・シーケンスの１６の中央シンボルｗ_０，．．．ｗ_１５をシフトし再巡回する。

２６シンボルＧＳＭトレーニング・シーケンスは５つのシンボルｗ_１１，．．．ｗ_１５のプリペンド部を含み、それには１６のシンボルｗ_０，．．．ｗ_１５の中央部が続き、さらに、５つのシンボルｗ_０，．．．ｗ_４の５つのポストペンド部が続く。プリペンドされた５つのシンボル部は中央の１６のシンボル部の最後の５つのシンボル（ｗ_１１，．．．ｗ_１５）の複製であり、ポストペンドされた５つのシンボル部は中央の１６のシンボル部の最初の５つのシンボル（ｗ_０，．．．ｗ_４）の複製である。コンボルバ１０４Ｉは６つの係数ｈ_０，ａ．．．ｈ_５，ａのインパルス応答セットに対して示されている。他の数の係数を使用することもできる。始めに、指数ｎ＝０に対する受信機チェイン信号ｒ_{ｎ＋ξ，ａ}＝ｒ_ξ，ａがＩＳＩシーケンス発生器１０２の開始に示すようにｗ_０と同期化される。

コンボルバ１０４Ｉは乗算器１１２Ｉおよび畳込み和分器１１４Ｉを含んでいる。指数ｎ＝０に対して、乗算器１１２Ｉは発生器１０２内の最初の６つのシンボルｗ_０，ｗ_１５．．．ｗ_１１に、それぞれ、６つのインパルス応答係数ｈ_０，ａ，ｈ_１，ａ．．．ｈ_５，ａを乗じて６つの積を与える。６つの積は畳込み和分器１１４Ｉ内で加算され、実ｎ＝０チャネル分散トレーニング・シンボルの畳込み結果は信号比較器１０６Ｉに通される。信号比較器１０６Ｉはｎ＝０チャネル分散トレーニング・シンボルと受信機チェインシンボルｒ_ξ，ａ間の差を決定し、差の絶対値を第１のトレーニング・シンボルに対する実シンボルノイズ振幅として決定する。第１の実シンボルノイズ振幅が線型ノイズ結合器１０８に通される。実シンボルノイズ振幅は絶対値であることに注目願いたい。

ＩＳＩシーケンス発生器１０２が同じ速度で巡回する間に、これは１．．．１５に等しい指数ｎに対して繰り返され、結果が線型ノイズ結合器１０８に通される。たとえば、次の指数（ｎ＝１）に対して、発生器１０２はその第１のシンボルがｗ_１、その第２のシンボルがｗ_０、以下同様となってその１５番目のシンボルがｗ_２となるように巡回される。乗算器１１２Ｉは発生器１０２内の最初の６つのシンボルｗ_１，ｗ_０．．．ｗ_１２に、それぞれ、６つのインパルス応答係数ｈ_０，ａ，ｈ_１，ａ．．．ｈ_５，ａを乗じて６つの新しい積を与える。この６つの新しい積は畳込み和分器１１４Ｉ内で加算され、実ｎ＝１チャネル分散トレーニング・シンボルが信号比較器１０６Ｉに通される。信号比較器１０６Ｉはｎ＝１チャネル分散トレーニング・シンボルを受信機チェイン・シンボルｒ_{ξ＋１，ａ}から減じて、差の絶対値を第２の実シンボルノイズ振幅として線型ノイズ結合器１０８に通す。

線型ノイズ結合器１０８は実および虚累算器１２２Ｉおよび１２２Ｑおよび実虚加算器１２４を含んでいる。累算器１２２Ｉは実シンボルノイズ振幅を受信する。累算器１２２Ｉは０．．．１５のｎに対する実シンボルノイズ振幅を累算している時は、累算結果を加算器１２４に通す。虚コンボルバ１０４Ｑ、虚信号比較器１０６Ｑ、および虚累算器１２２Ｑは同様に動作する。

方程式１１に示すように、加算器１２４は実および虚累算器１２２Ｉおよび１２２Ｑからの累算結果を加算してノイズ表現ｐ_ａを与える。等価代替ブロック図では、実および虚シンボルノイズ振幅が加算され、次に、和が累算されてノイズ表現ｐ_ａを与える。方程式１１に示す平均化は加算で使用された、前記説明では１６である、シンボル数で除した全ての実および虚シンボルノイズ絶対値を加算することと等価である。ノイズ表現ｐ_ａは実および虚ノイズ成分を二乗したり実および虚ノイズ成分の任意の結合の平方根をとる必要なしに求められる。

図５は着信信号３０のダイバーシティ処理を行う受信機１０，１１０内の方法のフロー図である。ステップ２０２において、受信機１０，１１０は信号３０を受信して受信機チェイン信号を与える。ステップ２１０において、受信機チェイン信号のノイズレベルに対するノイズ表現が求められる。各受信機チェインに対する受信機チェイン信号のノイズ表現がある。ステップ２１２において、各受信機チェイン信号に対するノイズベース・スケールファクタがノイズ表現から計算される。次に、ステップ２２０において、コンポジット等化信号を決定するために、スケールファクタを使用して受信機チェイン信号を表す等化器分岐メトリックを有効に重み付けする。ステップ２２４において、時間ダイバーシティに対して、コンポジット等化信号がデインターリーブされる。次に、ステップ２２６においてデインターリーブされたコンポジット等化信号が復号されて、送信機３１により送信されかつ信号３０上に変調された符号化され、インターリーブされたシンボルの形で運ばれた情報ビットの最善推定値を与える。

図６はコンポジット等化信号を決定するステップ２２０に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ２３２において、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ−Ｍの受信機チェイン信号に対してチャネルインパルス応答係数が求められる。各受信機チェイン信号に対して、それぞれ、１組のチャネルインパルス応答係数がある。ステップ２３４において、各受信機チェイン信号のチャネルインパルス応答係数はその受信機チェイン信号に対するプリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ２４２において、受信機チェイン信号は各プリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ２５０において、プリスケールされた受信機チェイン信号はプリスケールされたチャネルインパルス応答係数により等化されてコンポジット等化信号を決定する。時間ダイバーシティが使用される場合には、コンポジット等化信号は予備コンポジット等化信号である。ステップ２６０において、時間ダイバーシティに対して予備コンポジット等化器信号がポストスケールファクタによりポストスケールされてコンポジット等化器信号を与える。

受信機チェイン信号を機能的に等化するステップ２５０はステップ２６２，２６４，２６６を含んでいる。ステップ２６２において、プリスケールされた受信機チェイン信号およびプリスケールされたチャネルインパルス応答係数からプリスケールされた等化器分岐メトリクスが決定される。ステップ２６２において、空間ダイバーシティに対して、受信機チェイン１２Ａ−Ｍに対するプリスケールされた等化器分岐メトリクスが結合されてコンポジット等化器分岐メトリクスが与えられる。ステップ２６６において、コンポジット等化器分岐メトリクスが処理されてコンポジット等化信号を決定する。ステップ２６２−２６６は関数が物理的に分離できてもできなくてもよいデジタル信号処理技術によりさまざまな方法で実施できる関数演算であることを強調しなければならない。

図７はノイズ表現を決定するステップ２１０に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ２３２において、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ−Ｍの受信機チェイン信号に対するチャネル・インパルス応答係数が決定される。ステップ２７２において、予め定められたトレーニング・シンボルの保存されたレプリカ・シーケンスが連続的にシフトされシフト・シーケンスのレプリカ・シンボルが並列に発せられる。ＧＳＭの例では、トレーニング・シンボルは巡回サイクルとしてシフトインされる。しかしながら、シンボルは異なるシステム仕様に対して異なる方法でシフトインすることができる。実シフト・レプリカ・シンボルはステップ２７４において実チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれ、虚シフト・レプリカ・シンボルはステップ２７５において虚チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれて実および虚チャネル分散レプリカ・シンボルを与える。ステップ２７６において、対応する受信機チェイン信号内の実分散レプリカ・シンボルおよび実シンボル間の差の絶対値から実シンボル・ノイズ振幅が決定される。ステップ２７７において、対応する受信機チェイン信号内の虚チャネル分散レプリカ・シンボルおよび虚シンボル間の差の絶対値から虚シンボルノイズ振幅が決定される。受信機チェイン信号内の各シンボルは無符号実ノイズ値および無符号虚ノイズを有する。ステップ２８０において、受信機チェイン信号に対する実および虚シンボル・ノイズ値はあるシンボル数にわたって累算されてその受信機チェイン信号に対するノイズ表現を決定する。

現在好ましい実施例に関して本発明を説明してきたが、このような開示は限定的なものと解釈してはならない。当業者ならば、前記開示を読めば疑いなくさまざまな変更および修正が自明である。したがって、添付特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲内に入る全ての変更および修正をカバーするものとする。

ノイズ表現を決定し、次に、ノイズ表現を使用して時間および空間ダイバーシティを有する信号を結合する本発明の受信機のブロック図である。 本発明の受信機内の多数のアンテナを有する多数の信号チャネルを示すシステムの線図である。 図１の受信機のもう１つのブロック図である。 図１の受信機のノイズ推定器のブロック図である。 ノイズ表現を決定し、次に、ノイズ表現を使用して図１の受信機の時間および空間ダイバーシティを有する信号を結合する方法のフロー図である。 図５の方法において信号を結合するフロー図である。 図５の方法においてノイズ表現を決定するフロー図である。

Claims (30)

1. 時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する受信機であって、
   前記着信信号のノイズレベルに対する少なくとも１つの時間変化ノイズ表現を決定する少なくとも１つのノイズ推定器であって、前記ノイズ表現は時間変化ポストスケールファクタを決定するのに使用される前記少なくとも１つのノイズ推定器と、
   前記着信信号を等化してソフト等化信号を与えるソフト等化器と、
   前記時間変化ポストスケールファクタを使用して前記等化信号をスケールしてノイズ・スケールされた等化信号を発生させるノイズ・ポストスケーラと、
   を含む前記受信機。
2. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記ポストスケールファクタは前記時間変化ノイズ表現に逆依存する前記受信機。
3. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記時間変化ポストスケールファクタは前記着信信号の、それぞれ、期間に対応するレベルを有し、
   前記ノイズ・ポストスケーラは前記期間に対応する前記等化信号を前記期間に対応する前記ポストスケールファクタ・レベルによりスケールして前記ノイズ・スケールされた等化信号を発生させる、受信機。
4. 請求項３に記載の受信機であって、
   前記期間は、それぞれ、パケットに対応する、受信機。
5. 請求項３に記載の受信機であって、さらに、
   前記ノイズ・スケールされた等化信号内の一連のビット確率をシステムインターリーブ仕様に従って再順序付けするデインターリーバと、
   前記再順序付けされたビット確率から前記システム符号化仕様に従って情報ビットを決定する復号器と、
   を含む前記受信機。
6. 請求項１に記載の受信機であって、さらに、
   前記着信信号を受信して、それぞれ、２つ以上の受信機チェイン信号を発生させる２つ以上の受信機チェイン、前記２つ以上の受信機チェイン信号を使用して、それぞれ、２つ以上の前記ノイズ表現を決定する２つ以上のノイズ推定器と、
   前記ノイズ表現から２つ以上のノイズベース・スケールファクタを決定するノイズ比較器と、
   前記スケールファクタを使用して前記受信機チェイン信号の表現を重み付けして前記等化信号をコンポジット等化信号として発生させるノイズベース空間ダイバーシティ結合器と、
   を含む前記受信機。
7. 請求項６に記載の受信機であって、
   前記ノイズベース空間ダイバーシティ結合器は、それぞれ、前記受信機チェイン信号に対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定する等化器を含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベース・スケールファクタに対応する前記受信機。
8. 請求項６に記載の受信機であって、
   前記ノイズベース・スケールファクタは、それぞれ、前記２つ以上の受信機チェイン信号に対応する２つ以上のプリスケールファクタを含み、
   前記空間ダイバーシティ結合器は前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、プリスケールされた受信機チェイン信号を発生させる２つ以上のノイズプリスケーラ、および前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させる等化器を含む、前記受信機。
9. 請求項８に記載の受信機であって、
   前記受信機チェインは、さらに、前記２つ以上の受信機チェイン信号にそれぞれ対応する２つ以上のチャネル・インパルス応答係数を決定するチャネル推定器を含み、
   前記ノイズ・プリスケーラは、それぞれ、対応するプリスケールファクタにより前記インパルス応答係数をプリスケールして対応するプリスケールされたインパルス応答係数を発生させる送信チャネル・プリスケーラを含み、
   前記等化器は前記プリスケールされた受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールされたインパルス応答係数により等化して前記コンポジット等化信号を発生させる、前記受信機。
10. 請求項８に記載の受信機であって、
    １番目の前記受信機チェイン信号に対応する１番目の前記プリスケールファクタは前記１番目の受信機チェイン信号に対応する１番目の前記ノイズ表現に逆依存する、前記受信機。
11. 請求項１０に記載の受信機であって、
    前記ノイズ比較器が最小の前記ノイズ表現を決定し、
    前記１番目のプリスケールファクタは前記最小のノイズ表現に直接依存する、前記受信機。
12. 請求項８に記載の受信機であって、
    １番目の前記受信機チェイン信号に対応する１番目の前記プリスケールファクタは１番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記１番目のノイズ表現は前記１番目の受信機チェイン信号に対応する、前記受信機。
13. 請求項１２に記載の受信機であって、
    前記ノイズ比較器は最大の前記ノイズ表現を決定し、
    前記１番目のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する、前記受信機。
14. 請求項６に記載の受信機であって、
    前記ノイズベース・スケールファクタは最小の前記ノイズ表現の二乗に逆依存する前記時間変化ポストスケールファクタを含み、
    前記ポストスケーラは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールする、前記受信機。
15. 請求項６に記載の受信機であって、
    前記ノイズベース・スケールファクタは最大の前記ノイズ表現の二乗に直接依存する前記ポストスケールファクタを含み、
    前記ポストスケーラは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールする、前記受信機。
16. 時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する方法であって、
    前記着信信号のノイズレベルに対する１つ以上の時間変化ノイズ表現を決定するステップと、
    前記ノイズ表現に基づいて時間変化ポストスケールファクタを計算するステップと、
    前記着信信号を等化してソフト等化信号を発生させるステップと、
    前記ポストスケールファクタを使用して前記等化信号をポストスケールしてノイズ・スケールされた等化信号を発生させるステップと、
    を含む前記方法。
17. 請求項１６に記載の方法であって、
    前記ポストスケールファクタは前記時間変化ノイズ表現に逆依存する前記方法。
18. 請求項１７に記載の方法であって、
    前記時間変化ポストスケールファクタは前記着信信号の、それぞれ、期間に対応するレベルを有し、
    前記ポストスケールするステップは前記期間に対応する前記等化信号を前記期間に対応する前記ポストスケールファクタ・レベルによりスケールして前記ノイズスケールされた等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。
19. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記期間は、それぞれ、パケットに対応する前記方法。
20. 請求項１８に記載の方法であって、さらに、
    前記ノイズ・スケールされた等化信号内の一連のビット確率をシステム・インターリーブ仕様に従って再順序付けするステップと、
    前記システム符号化仕様に従って前記再順序付けされたビット確率から情報ビットを決定するステップと、
    を含む前記方法。
21. 請求項１６に記載の方法であって、さらに、
    ２つ以上の受信機チェインにより前記着信信号を受信して、それぞれ、２つ以上の受信機チェイン信号を発生させるステップと、
    前記２つ以上の受信機チェイン信号から、それぞれ、２つ以上の前記ノイズ表現を決定するステップと、
    前記ノイズ表現から２つ以上のノイズベース・スケールファクタを決定するステップと、
    前記スケールファクタを使用して前記等化信号に対するコンポジット等化信号を決定して前記受信機チェイン信号の表現を重み付けするステップと、
    を含む前記方法。
22. 請求項２１に記載の方法であって、
    コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、それぞれ、前記受信機チェイン信号に対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定するステップを含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベース・スケールファクタに対応する重みを有する前記方法。
23. 請求項２１に記載の方法であって、
    前記ノイズベース・スケールファクタは、それぞれ、前記２つ以上の受信機チェイン信号に対応する２つ以上のノイズベース・プリスケールファクタを含み、
    コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、プリスケールされた受信機チェイン信号を発生させるステップを含み、前記着信信号を等化する前記ステップは前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。
24. 請求項２３に記載の方法であって、
    前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化する前記ステップは、それぞれ、前記２つ以上の受信機チェイン信号に対応するチャネル・インパルス応答係数の２つ以上のセットを決定し、前記インパルス応答係数を対応するプリスケールファクタによりプリスケールして対応するプリスケールされたインパルス応答係数を発生させ、前記プリスケールされた受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールされたインパルス応答係数により等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。
25. 請求項２３に記載の方法であって、
    １番目の前記受信機チェイン信号に対応する１番目の前記プリスケールファクタは前記１番目の受信機チェイン信号に対応する１番目の前記ノイズ表現に逆依存する前記方法。
26. 請求項２５に記載の方法であって、さらに、
    最小の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
    前記１番目のプリスケールファクタは前記最小のノイズ表現に直接依存する前記方法。
27. 請求項２３に記載の方法であって、
    １番目の前記受信機チェイン信号に対応する１番目の前記プリスケールファクタは１番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記１番目のノイズ表現は前記１番目の受信機チェイン信号に対応する前記方法。
28. 請求項２７に記載の方法であって、さらに、
    最大の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
    前記１番目のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する前記方法。
29. 請求項２１に記載の方法であって、
    前記ノイズベース・スケールファクタは最小の前記ノイズ表現の二乗に逆依存する前記ポストスケールファクタを含み、
    前記等化信号をポストスケールする前記ステップは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む、前記方法。
30. 請求項２１に記載の方法であって、
    前記ノイズベース・スケールファクタは最大の前記ノイズ表現の二乗に直接依存する前記ポストスケールファクタを含み、
    前記等化信号をポストスケールする前記ステップは、前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む前記方法。

Images