JP4588872B2

JP4588872B2 - 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム

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Publication number: JP4588872B2
Application number: JP2000394503A
Authority: JP
Inventors: 数学丁; 照夫新妻
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 2000-12-26
Filing date: 2000-12-26
Publication date: 2010-12-01
Anticipated expiration: 2020-12-26
Also published as: JP2002198862A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、対数尤度比に基づくレイク受信装置に関し、無線送受信装置の受信性能改善、特に耐マルチパスフェージング手段としてのレイク受信装置と、誤り訂正手段としてのターボ符号化復号化回路を有する無線送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１は従来のレイク受信装置１Ａを示している。このレイク受信装置１Ａは、マルチパスに対応するレイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉ（ｉ＝０〜Ｌ）、レイク合成部１、信号電力決定部２、２段階パス選択部３、パイロットシンボル除去部４、ターボ複合化兼用判定部５を有している。
【０００３】
各レイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉは、チャネル推定部６、遅延回路７、乗算回路８を有する。レイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉはチャネルの推定とフェージンクの歪の補償とを行う。
【０００４】
一例として、ターボ符号化された送信情報のフォーマットが図２に示すものであると仮定する。
【０００５】
その図２において、符号９はその情報系列中に一定周期毎に挿入されるパイロットシンボルブロックを示している。パイロットシンボルブロック９は、送信機側と受信機側とで既知の数個のパイロットシンボルから構成されている。
【０００６】
そのパイロットシンボルブロック９と次のパイロットシンボルブロック９との間に挟まれている情報シンボル部（データシンボル部）１０が存在し、先行のパイロットシンボルブロック９の立ち上がりからその情報シンボル部１０を挟んで後行のパイロットシンボルブロック１０の立ち上がり前までを１スロットという。そのパイロットシンボルブロック９の立ち上がり前の複数個のデータシンボルは閾値決定用シンボルブロック１１として用いられる。そのシンボルはＩチャンネルビットとＱチャンネルビットとからなっている。
【０００７】
ｎ番目のスロットにおけるｍ番目の送信シンボルをｄ（ｎ；ｍ）とし、ｌ番目のパスを通って受信装置に届いたベースバンド受信信号をｙｌ（ｎ；ｍ）とする。また、ｍが情報シンボルとなる部分のｄ（ｎ；ｍ）に対応するターボ符号化される前の情報データをＤ（ｎ；ｍ）とする。
【０００８】
まず、受信装置のチャネルの推定とフェージング歪の補償部（チャネル推定部６）を通った信号は、Ｙ_l（ｎ；ｍ）＝ｙ_l（ｎ；ｍ）・ξ_l”^*（ｎ）…（１）
となる。ただし、ここの ξ_l”（ｎ）^*はｎ番目のスロットのチャネルの推定値である。ここで“*”は複素共役を示す。このチャネル推定とフェージング歪の補償はパス毎に行う。
【０００９】
チャネルの推定とフェージング歪の補償が行われた各パスの信号に対して、２段階閾値判定、即ち、信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）のＳＩＮＲ（信号対雑音及び干渉信号電力の比）を推定して、ＳＩＮＲ（Signal-to-Interference and Noise Ratio）の推定値に基づきレイク合成するパスが選択される。
【００１０】
２段階閾値判定では、サンプリングによる全検出信号のうち、受信信号電力Ｓ（ｌ）が次式の条件を満たす信号成分のみが選択される。
【００１１】
Ｓ（ｌ）≧ｍａｘ｛Ｓ_min＋Δｎｏｉｓｅ,Ｓ_max−ΔＲａｋｅ｝…（２）
ただし、Ｓ_minは遅延プロファイルの信号成分における最小受信電力、Ｓ_maxは遅延プロファイルの信号成分における最大受信電力である。Δ ｎｏｉｓｅ（ｄＢ）は他チャンネル干渉や熱雑音のみのサンプル点に関する閾値、ΔＲａｋｅ（ｄＢ）はレイク合成可能なパスが有効に合成されるためのＳｌＮＲに関する閾値である。
【００１２】
この後、選択されたパスの信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）は下記の式（３）に基づきレイク合成される：
ｘ（ｎ；ｍ）＝ΣＹ_l（ｎ；ｍ） …（３）
ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとることを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
【００１３】
最後に、レイク合成された信号Ｘ（ｎ；ｍ）がＤ’（ｎ；ｍ）にターボ復号される。Ｄ’（ｎ；ｍ）がＤ（ｎ；ｍ）と同じであれば、情報が正しく送受信されたことを意味する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の受信装置１Ａでは、受信信号がまず最大比レイク合成され、その後に、ターボデコード処理される。この２つの処理は独立の処理である。しかし、最大比レイク合成が受信信号の品質を改善できる条件の１つとして、合成しようとする各パスに含まれている雑音の間に相互相関がないことが必要である。しかし、以下に述べるような原因によって、実際の通信環境のマルチパス受信信号に含まれている雑音間に相互相関がないとは限らない。
（１）送信機１Ｂから送信された信号の建築物１Ｃ、山岳１Ｄ、トンネルの壁などによる反射はマルチパスを生成する原因となるが、パスの分離の程度は反射点と受信装置１Ｃ間の距離で大体決まる。この距離が大きい場合、信号を伝達する路径は大きく異なるのが普通であり、帯域フィルタを考えなければ、含まれる雑音及び千渉の間に相関は殆ど無い。図３（ａ）はその反射点から受信装置１Ａまでの距離が大きい場合を示している。
【００１５】
一方、この距離が小さい場合、信号を伝達する経路は一部で共有される場合があり、含まれる雑音及び干渉の間に相関を持つ原因となる。実際の電波伝搬環境で、受信装置１Ａとの距離が十分小さな反射点しかない場合、相関の大きな雑音や千渉が含まれているパスがほとんどと全てとなると考えられる。図３（ｂ）はその反射点から受信装置１Ａまでの距離が小さい場合を示している。
【００１６】
従来のレイク受信装置１Ａは、図３（ａ）に示すように、含まれる雑音が互いに相関を持たないパスの場合にしか効果を発揮できない。しかるに、特に市街地では、受信装置１Ａの近くで反射する波が支配的な場合が多く、従来の受信装置１Ａではこれらのパスのうちの１つしか利用できない。
（２）受信装置１Ａの帯域通過フィルタは、ある範囲で各パスの雑音及び干渉に相関を与える。従来の受信装置１Ａの回路では、この範囲以外のパスでしか合成の効果が得られない。
【００１７】
例えば、ＤＳ‐ＣＤＭＡ通信方式で、帯域が５ＭＨｚ、オーバーサンプリング（ＯｖｅｒＳａｍｐｌｉｎｇ）が８倍、チップレート（ＣｈｉｐＲａｔｅ）が４．０９６ＭＨｚとすると、理想的な帯域フィルタを仮定した場合、任意の２つのパスに含まれている雑音及び干渉の間に相関が生じるそれら２つのパス間の相対遅延時間の範囲は、約２×１０^-7ｓである。２つのサンプリング（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）の間隔は３×１０^-8ｓとなるので、遅延時間差が３×１０^-8ｓ以上のパスを分離することができるが、従来の最大比合成のレイク受信装置１Ａでは、含まれる雑音及び干渉間の相関のために、遅延時間差２×１０^-7ｓ以上のパスの合成でしか効果は得られない。
【００１８】
更に、従来の受信装置１Ａには次のような問題もある。
（３）レイク合成部１とターボ複合化兼用判定部（誤り訂正部）５とが個別の回路で処理を行うため、パフォーマンスが悪くなるだけではなく、回路の小型化や省電力化の点に障害がある。
（４）レイク合成するパスの選択方法が曖昧である。基本的に、合成しようとするパスは、各パスの信号対雑音および干渉信号電力比（ＳＩＮＲ）を用いて決定する。しかし、ＳＩＮＲを計算するためには、信号電力と雑音及び干渉信号電力を分離する必要があり、実際の場合ＳＩＮＲを計算することは不可能である。このため、従来技術としては一定時間内に受信された信号のＳａｍｐｌｉｎｇされた電力に対し、２段階パス選択法を用いる場合もあるが、いずれにしても、ＳＩＮＲでの選択の近似的な手段であるため、理想的な効果は得られない。
【００１９】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解消し、耐マルチパスフェージング特性を改善すると共に、受信装置本体の小型化、省電力化にきわめて有効な移動体通信装置としてのレイク受信装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係わるレイク受信装置は、マルチパス受信信号を受信してチャネルの推定とフェージングの歪み補償を行う複数個のレイクフィンガー回路と、各レイクフィンガー回路から出力された補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比であるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器と、各循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲが入力されて、パス毎の閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択するパス選択部と、該パス選択部で選択された各パスのＬＬＲの値を合成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力するデータ判定部とを備え、前記各循環ＬＬＲ計算器には、後段の循環ＬＬＲ計算器に前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力されることを特徴とする。
【００２１】
すなわち、本発明は、従来のように、信号電力を合成するのではなく、受信信号のパス毎に、そのパスの信号について求めた対数尤度比を合成するところに特徴がある。
【００２２】
請求項２に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、ターボ符号化された情報を含む信号を送受信する無線通信システムのレイク受信装置であって、受信信号を複数のパスに分離して各パスの信号を処理して合成するものであり、各パス毎のチャネル推定とフェージング歪み補償とを行うレイクフィンガー回路の出力に基づき各パス毎にそのパスの信号について対数尤度比であるＬＬＲを計算する手段としてターボ復号器からデータ判定部に対応する部分を除去した構成を有する循環ＬＬＲ計算器が用いられ、該循環ＬＬＲ計算器は各パス毎に設けられた循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が他のパスに設けられている循環ＬＬＲ計算器の外部ＬＬＲ入力として利用するように構成され、各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値を閾値と比較することによりパスを選択するパス選択部と、その後選択されたパスのＬＬＲが入力されて選択されたパスのＬＬＲ出力の値を合成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力するデータ判定部とを備えていることを特徴とする。
【００２６】
請求項３に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、前記パス選択部は、パス毎に得られたＬＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定手段と、前記閾値と前記各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２７】
請求項４に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、前記判定手段は、ＬＬＲの絶対値が閾値以上の値のパスを選択することを特徴とする。
【００２９】
請求項５に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部は前記選択された各パスのＬＬＲ出力の値を単純加算することを特徴とする。
【００３１】
請求項６に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、送信信号の１スロットが受信装置側で既知のパイロットシンボルと、ターボ符号化された情報シンボルとが時系列順に並べられた構成であり、前記レイクフィンガー回路は、各スロットのパイロットシンボルを検出して平均値を求めた後、更にその平均値に対して重みづけを平均をとることによってチャネル推定値を求め、このチャネル推定値に基づいてフェージング補償を行うことを特徴とする。
【００３２】
請求項７に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、前記レイクフィンガー回路には、チャネル推定補償後に、パイロット信号を除去するパイロット信号除去部が設けられていることを特徴とする。
【００３３】
請求項８に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置は、前記データ判定部は、前記ＬＬＲ合成部からのＬＬＲの出力の値の符号によって、データが「１」であるか「０」であるかを判定することを特徴とする。
【００３４】
【発明の実施の形態】
まず、ターボ復号化処理を簡単に説明する。ターボ復号化処理は、任意の受信信号ｘを用いて、送信データｄがｄ’であると仮定して、復調される場合のLLR（Log-Likelihood Ratio（対数尤度比））を計算し、このLLRによってデータを判定することである。
LLRの定義は、以下の式（４）で表される。
Ｌ（ｄ’）＝log[｛Ｐ（ｄ＝１│ｘ）｝／｛Ｐ（ｄ＝０│ｘ）｝] …（４）
ここで、Ｐ（ｄ＝１│ｘ）は受信信号ｘを受信したことによって、送信データｄが“１”と判定される確率、Ｐ（ｄ＝０│ｘ）は受信信号ｘを受信したことによって、送信データｄが“０”と判定される確率である。なお、送信データｄとは、送信側から送信される情報（データ）を意味し、ｄ’は受信側で判定されたデータを意味する。復号化処理では、Ｌ(ｄ’)の符号によってデータが判定される。
【００３５】
即ち、
Ｌ（ｄ’）≧０の時、ｄ’＝１
Ｌ（ｄ’）＜０の時、ｄ’＝０
Ｌ（ｄ’）の絶対値はこのデータの判定の信頼度を表す。
【００３６】
なお、Ｌ（ｄ’）はＬＬＲを決定する要因によって次式のように分けて記述することもできる。
【００３７】
Ｌ（ｄ’）＝Ｌ_c（ｘ）＋Ｌ（ｄ）＋Ｌ_e（ｄ’）…（５）
ここで、Ｌ（ｄ）は事前ＬＬＲであり、Ｌｅ（ｄ’）は外部ＬＬＲ、Ｌ_c(ｘ)は通信路ＬＬＲである。即ち、Ｌ(ｄ’)には３種類のＬＬＲが寄与すると考えることができる。
【００３８】
ところで、伝搬路に白色加法性雑音(AWGN（Additive White Gaussian Noise）)しか含まれていない場合には、通信路ＬＬＲは次式（６）によって表される。
【００３９】
Ｌｃ（ｘ）＝（２／σ²）・ｘ …（６）
ターボ復号化処理では、Ｌ（ｄ’）を高精度で得るため、繰り返し計算が行われる。このとき、（５）式の中の項Ｌ（ｄ）は前回の計算によって得られたＬＬＲの値を指し、今回のＬ（ｄ’）の計算には、独立したＬＬＲとして加算される。また、Ｌ_e（ｄ’）は今回の繰り返し計算の中で、ほかのデータのＬＬＲから得られたＬＬＲである。
【００４０】
次に、レイク合成、即ち式（３）の処理をＬＬＲを用いて考える。伝搬路に白色加法性雑音しか含まれていない場合、Ｙ_l(ｎ；ｍ)とｘ（ｎ；ｍ）に対する通信路ＬＬＲは式（６）から類推して次式（７）、（８）で表される。
【００４１】
Ｌ_c（ｘ（ｎ；ｍ））＝（２／σ²）・ｘ（ｎ；ｍ） …（７）
Ｌ_c（Ｙ_l(ｎ；ｍ)）＝（２／σ²）・Ｙ_l(ｎ；ｍ) …（８）
式（７）と式（８）のＬｃ（ｘ（ｎ；ｍ））、Ｌ_c（Ｙ_l(ｎ；ｍ)）に式（３）の関係を適用すると、
Ｌ_c（ｘ（ｎ；ｍ））＝ΣＬ_c（Ｙ_l（ｎ；ｍ）） …（９）
ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとることを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
【００４２】
従って、レイク合成の過程では、各パスの通信路ＬＬＲが加算されることになる。
【００４３】
レイク合成の出力を対象として考えれば、この出力に対する事前尤度と外部尤度は零とみなされるため、下記の（１０）式が成り立つ。
【００４４】
Ｌ（ｄ’（ｎ；ｍ））＝Ｌ_c（ｘ（ｎ；ｍ）） …（１０）
ここで、ｄ’（ｎ；ｍ）は信号ｘ（ｎ；ｍ）によって判定されたデータである。更に、式（９）の加算を積み重ねの過程と見なして、ｉ−１番目のパスまでのレイク合成と次のｉ番目のパスまでのレイク合成について考える。ここで、パスの順番がマルチパスプロファイルの遅延時間の順番と同じであるとして扱うことにする。
【００４５】
ｉ番目のパスのＬＬＲであることをＬ⁽ⁱ⁾（ｄ’）で表すことにすると、このＬＬＲ⁽ⁱ⁾（ｄ’）は、次式（１１）により表すことができる。
Ｌ⁽ⁱ⁾（ｄ’）＝Ｌ_c（ｘ⁽ⁱ⁾）＋ΣＬ_c（ｘ^(k)） …（１１）
ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとることを意味する。
【００４６】
この式（１１）において、右辺第２項はｉ番目のパスのＬＬＲを算出する際に寄与するｉ‐１番目までのパスのＬＬＲの合成結果であり、外部ＬＬＲとみなすことができる。即ち、ｉ番目のパスに対する外部ＬＬＲをＬ_e ⁽ⁱ⁾（ｄ’）で表すことにすると、このＬ_e ⁽ⁱ⁾（ｄ’）は次式（１２）で表される。
【００４７】
Ｌ_e ⁽ⁱ⁾（ｄ’）＝ΣＬ_c（ｘ^(k)） …（１２）
ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとることを意味する。
【００４８】
以上、従来のレイク合成についてのターボ復号化処理の考え方を参考に説明した。
【００４９】
ところで、各パスに含まれている雑音や干渉の間に相関がなければ、従来のレイク合成の効果は十分である。しかし、ｌつのパスに含まれている雑音及び干渉が、他のパスの雑音や干渉と相関性を持っている場合、式（１２）から期待される各Ｌ_c（ｘ^(k)）からの互いに独立的な寄与が少なくなる。この点を改めて解析的に説明する。
【００５０】
ｎ番目のスロットのｍ番目の送信シンボルｄ（ｎ；ｍ）に対して、ｉ番目のパスを通って、このパスに含まれている雑音及び干渉ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ）が加わった受信信号は、
ｘ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ）＝ｄ（ｎ；ｍ）＋ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ）
と記述できる。
【００５１】
従って、式（１１）の右辺第１項（Ｌ_c（ｘ⁽ⁱ⁾））と第２項（ΣＬ_c（ｘ^(k)）、即ち、Ｌ⁽ⁱ⁾ _e（ｄ’））はそれぞれ以下の式（１３）、（１４）のように表される。
L_c(ｘ⁽ⁱ⁾(ｎ；ｍ))＝(2／σ⁽ⁱ⁾²)・ｄ(ｎ；ｍ)＋L_c(ｎ⁽ⁱ⁾(ｎ；ｍ））…(13)
L⁽ⁱ⁾ _e(ｄ'(n；m))＝Σ｛2／σ^(k)2・ｄ（n；m）｝＋L⁽ⁱ⁾ _e(n⁽ⁱ⁾（n；m))…(14)
ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとることを意味する。
【００５２】
この項L_c(ｎ⁽ⁱ⁾(ｎ；ｍ））と項L⁽ⁱ⁾ _e(ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ))とは、それぞれ、Ｌ_c（ｘ⁽ⁱ⁾）、Ｌ⁽ⁱ⁾ _e（ｄ’）に含まれている雑音及び干渉の影響を表すもので、下記の（１５）、（１６）式によって表される。
L_c(ｎ⁽ⁱ⁾(ｎ；ｍ））＝｛２／σ⁽ⁱ⁾²｝・ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ）…（１５）
L⁽ⁱ⁾ _e(ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ))＝Σ[｛2／σ^(k)2｝・ｎ（ｋ）（ｎ；ｍ）] …（１６）
ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとることを意味する。
【００５３】
この式（１５）と式（１６）とによって、１つのパスに含まれている雑音及び干渉が、他のパスの雑音や干渉と相関性を持っている場合、Ｌ_c（ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ））とＬ_e（ｎ⁽ⁱ⁾（ｎ；ｍ））もまた相関を持つことになる。つまり、Ｌ_c（ｘ⁽ⁱ⁾）とＬ⁽ⁱ⁾ _e（ｄ’）は互いに独立ではないということが明らかになった。
【００５４】
ターボ復号化処理の原理によると、より良いＬＬＲを得るためには、Ｌ_c（ｘ⁽ⁱ⁾）とＬ⁽ⁱ⁾ _e（ｄ’）とが独立であることが必要である。そうでなければ、式（１２）の和は、次のパス（つまりｉ番目のパス）に対する効果的な外部ＬＬＲとはならない。以上説明したように、従来のレイク合成では相関性のある雑音や干渉を含んでいるマルチパス環境では効果が少ない。
【００５５】
レイク合成の過程では、ターボ復号化における循環過程と同様に、パス毎のＬＬＲが加算されることによって全体としてのＬＬＲが増加すると考えることができることを前述した。
【００５６】
従って、ＬＬＲを共用するという立場でレイク合成とターボ復号化とを組み合わせることが可能であり、この考え方によって前述した従来回路の欠点を回避することができる。
【００５７】
本発明は、上記の考え方に基づき、「ターボ復号化の繰り返し処埋をレイク受信装置のフィンガー毎の処理の過程に組み込む」と言う具体的な構成によって、耐マルチパス性能を改善したレイク受信装置を提供するものである。
【００５８】
今、ｉ番目のパスに対する外部ＬＬＲを、式（１２）に従って、下記（１７）式のように記述する。
Ｌ⁽ⁱ⁾ _e（Ｄ’）＝ΣＬ（Ｄ’^(l)） …（１７）
ここで、「Σ」はｌ＝０からｉ−１までの和をとることを意味する。
【００５９】
ここでＤ’^(l)はｌ番目のパスにおけるＬＬＲに基づき判定される情報データである。合成の対象はＬ（Ｄ’^(l)）であり、Ｌ（Ｄ’^(l)）は普通のターボ復号化の繰り返し処理と同様に計算される。Ｄ’^(l)に関してはパス毎に判定する必要はなく、データの判定は、全てのパスのＬＬＲが合成された後、下記（１８）式に基づき判定する。
Ｌ（Ｄ’）＝Ｌ^(L-1)（Ｄ’）＋Ｌ^(L-1) _e（Ｄ’） …（１８）
Ｄ’は判定された情報データである。なお、以上の説明において、情報データの添え字（ｎ；ｍ）は省略した。
【００６０】
従来技術で述べたように、全パスの中からレイク合成の対象となるパスを選択する方法は曖昧になる場合があった。例えば、２段階パス法と呼ばれる選択方法ではＳＩＮＲの大きいパスを正確に選択することは難しい。
【００６１】
そこで、本発明では、レイク合成の対象となるパスの選択を、各パスのＬＬＲに基づく判定に従って実行することにしたものである。
【００６２】
式（４）で示したように、データＤに対応する受信信号のＬＬＲである
Ｌ^(l)（Ｄ’）の絶対値｜Ｌ^(l)（Ｄ’）|は、このＬＬＲによって送信側の情報データを判定する場合の信頼度を表すものである。従って、｜Ｌ^(l)（Ｄ’）|は受信信号のＳＩＮＲと密接に関連してＳＩＮＲの状態を定量的に反映し、かつ、正確に把握できる指標である。従って、｜Ｌ^(l)（Ｄ’）|を用いることによって従来の２段階パス選択法よりも精度の高い選択が可能になると考えられる。
【００６３】
以下、発明の実施の形態の具体的構成を説明する前の前提条件を説明する。
（１）送信機の側では、ターボ符号化を誤り訂正手段として取り込んでいる。即ち、送信された信号はターボ符号化されているものとする。
（２）ターボ符号化された情報シンボルと受信側で既知とするパイロットシンボルは図２に示すフォーマットで送信される。即ち、送信機側の信号フォーマットは位相既知のパイロットシンボルとしてのＮ_p個のシンボルを情報データシンボルとしてのＮ_s個のシンボル毎に挿入したフレームで構成するものとする。ここで、パイロットシンボルとしてのＮ_p個のシンボルが、１パイロットシンボルブロック９である。
（３）受信装置において、パスの分離と各パスの位相同期に関する処理は、事前の処理として済んでいるものとする。
【００６４】
以下、本発明に係わるレイク受信装置の具体的構成を図４を参照しつつ説明する。
【００６５】
図４において、２０_l（ｌ＝０〜Ｌ）はレイクフィンガー回路を示している。各レイクフィンガー回路２０_lは、チャネル推定部２１、遅延回路２２、乗算回路２３、パイロットシンボル除去部２４を有する。
【００６６】
最初に、フィンガー個数分のマルチパス信号ｙ_l（ｎ；ｍ）がレイクフィンガー回路毎に入力され、各レイクフィンガー回路のチャネル推定部２１によりチャネルの推定とフェージンクの歪の補償とが行われる。
【００６７】
チャネル推定では、まず、パイロットシンボルブロック９毎にパイロットシンボルの平均値ξ'_l(ｎ)を下記（１９）式に基づき計算する。
ξ'_l(ｎ)＝（１／Ｎ_p）Σｙ_p（ｎ；ｍ） …（１９）
ここで、ｎはパイロットシンボルブロック９が所属するスロットの番号、ｍはそのパイロットシンボルブロック９に所属するパイロットシンボルの番号である。また、「Σ」はｍ＝０からＮ_p-1個までの和をとることを意味する。
【００６８】
そして、数個の平均値ξ'_l(ｎ)に対して更に重み付け平均を行い、最終のチャネル推定値ξ”_l(ｎ)を下記の式（２０）に基づいて得る。
ξ”_l(ｎ)＝Σ｛α_(i)・ξ'_l(ｎ＋ｉ)｝ …（２０）
「Σ」はｉ＝−Ｋ＋１からＫまでの和をとることを意味する。
【００６９】
ここで、−Ｋ＋１〜Ｋまでの２Ｋは重み付け平均を行うξ'_l(ｎ)の個数、α_(i)は平均化の重み係数である。α_(i)及びＫの値はシステムのパラメータとして設定される。
【００７０】
チャネル推定後、チャネル推定値ξ”_l(ｎ)を用いてｎ番目のスロットの情報シンボル区間のチャネル変動を補償する。このフェージング補償をするときに、従来の式（１）を用いず、下記式（２１）を用いてフェージングを補償する。
Ｙ_l（ｎ；ｍ）＝ｙ_l（ｎ；ｍ）・｛ξ”_l ^*(ｎ)／│ξ”_l(ｎ)│｝…（２１）
すなわち、乗算回路２３は上記（２１）式に基づきフェージングを補償する。このフェージング補償された信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）はパイロット信号除去部２４に入力され、このパイロット信号除去部２４によりパイロットシンボルが取り除かれ、情報シンボル部１０の区間に対応する部分の信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）がパイロットシンボル除去部２４から出力される。
【００７１】
レイクフィンガー回路２０_lからの出力Ｙ_l(ｎ；ｍ)はパス毎に循環ＬＬＲ計算器２５_lに入力される。図４では、Ｌ＝３として、３個の循環ＬＬＲ計算器２５₁、２５₂、２５₃が示されている。
【００７２】
各循環ＬＬＲ計算器には、前段の循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲ出力も外部ＬＬＲ（Ｌ⁽ⁱ⁾ _e（ｄ’））として入力される。例えば、後段の循環ＬＬＲ計算器２５₂には前段の循環ＬＬＲ計算器２５₁のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力され、後段の循環ＬＬＲ計算器２５₃には前段の循環ＬＬＲ計算器２５₂のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力される。
【００７３】
送信機側では情報シンボル部１０の区間がターボ符号化されているので、このターボ符号を利用して繰り返しＬＬＲを計算する。従来のターボ復号の繰り返し計算の初期事前尤度Ｌ⁽ⁱ⁾(ｄ)は「０」と設定されるのに対して、この発明では、Ｌ⁽ⁱ⁾ _e(ｄ’)と設定されることになる。
【００７４】
ただし、最初の循環ＬＬＲ計算器２５₁の外部ＬＬＲ出力の値は「０」、最終段の循環ＬＬＲ計算器２５₃のＬＬＲ出力は他の循環ＬＬＲ計算器には入力されない。
【００７５】
すなわち、この発明では、二段目以降の各循環ＬＬＲ計算器には、対応するレイクフィンガー回路からフェージング歪み補償がされかつパイロットシンボルが除去された信号Ｙ_l（ｎ；ｍ）が入力されると共に、前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲ出力として入力される。
【００７６】
図５はその循環ＬＬＲ計算器２５_lのブロック回路図である。循環ＬＬＲ計算器２５_lはソフトイン・ソフトアウト復号器２６、ソフトイン・ソフトアウト復号器２７を有する。ソフトイン・ソフトアウト復号器２６とソフトイン・ソフトアウト復号器２７との間には並べ替えを行うインタリーバ回路２８が設けられ、ソフトイン・ソフトアウト復号器２６の外部ＬＬＲ出力Ｌ⁽¹⁾ _e（ｄ’）はインタリーバ２８に入力され、インタリーバ２８を介して、送信データＬ⁽²⁾（ｄ）としてソフトイン・ソフトアウト復号器２７に入力される。
【００７７】
ソフトイン・ソフトアウト復号器２７は送信データＬ⁽²⁾（ｄ）と入力Ｌ_cｘとに基づき外部ＬＬＲ出力Ｌ⁽²⁾ _e（ｄ’）をデ・インタリーバ２９に出力し、デ・インタリーバ２９は元の順序に戻してソフトイン・ソフトアウト復号器２６に判定された情報データＬ⁽¹⁾（ｄ’）を出力する。
【００７８】
この循環ＬＬＲ計算器２５_lはターボ復号器とよく似ているが、循環ＬＬＲ計算器２５_lではデータ判定部に対応する部分が無い点が異なる。
【００７９】
各循環ＬＬＲ計算器２５_lの出力はパス選択部３０に入力され、パスの選択が行なわれる。このパス選択部３０では、下記式（２２）を満足するパスの選択が行われるものである。
【００８０】
│Ｌ（ｄ^(l)）│≧Ｔ_LLR…（２２）
ただし、ここで、Ｔ_LLRはパス選択に関するＬＬＲの閾値であり、システムのパラメータとして設定される。
【００８１】
すなわち、パス選択部３０は、循環ＬＬＲ計算器の出力をこの閾値ＴＬＬＲと比較してパス選択の判断を行う。
【００８２】
パス選択手順を以上のようにすることにより、式（２）に従う従来のレイク受信装置に比べ大幅なパス選択手順の簡略化が図れる。
【００８３】
すなわち、パス選択部３０は、パス毎に得られたＬＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定手段と、この閾値と各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判定手段とを備えている。
【００８４】
この後、選択されたパスのＬＬＲはレイク合成部３１に入力されて合成される。レイク合成部３１での合成処理は、対応するパスのＬＬＲの値の単純加算である。
【００８５】
すなわち、レイク合成部３１はパス選択部３０で選択されたパスに対する各パスのＬＬＲの値を加算する。
【００８６】
最後に、合成されたＬＬＲはデータ判定部３２に入力され、データ判定が行なわれる。データ判定はｄ’（ｎ；ｍ）=sgn[Ｌ（ｄ（ｎ；ｍ））]によって行う。このsgn[ｘ]は、ｘの符号（＋又は−）を表す。ｄ’（ｎ；ｍ）がｄ（ｎ；ｍ）と同じであれば、このビットについて正しく通信ができたことを意味する。
【００８７】
すなわち、データ判定部３２はＬＬＲ合成部３１からのＬＬＲの出力の値の符号によってデータが「１」であるのか、「０」であるかを判定する。
【００８８】
図６は本発明に係わるレイク受信装置のシミュレーションシステム図を示している。
【００８９】
無線送信機１Ｂにはデータが入力され、変調されて無線送信される。レイク受信装置１Ａには伝搬路の途中で各種のノイズ、干渉が加わったマルチパス信号が受信される。レイク受信装置１Ａはこのマルチパス信号に基づきデータを復調する。
【００９０】
このシミュレーションシステムの諸元を以下に示す。
送信機１Ｂ：
・ビットレート：16kHz
・インターリーブ長：128bits（8ms）、方式：ランダム
・ターボ符号の成分符号器の構成：８進表示で（３０、２３）
・トレリス終結方法：自己トレリス終結法
伝搬路：
・マルチパス環境
３パスモデルとした。この伝搬路の遅延プロファイルは図７に示されている。
【００９１】
なお、マルチパスの影響はベースバンドにおいて等価的に扱い、また、ＬＬＲに基づくレイク受信装置では、入力各パスが理想的に分離入力されるものと仮定した。
・パス中のフェージングはレィリーフェージング（Rayleighフェージング）とした。
【００９２】
ドップラー周波数：100Hz（キャリア周波数2GHzの場合、54km/hに相当）
・各パスに含まれる雑音及び干渉としては帯域制限された白色加法性雑音ＡＷＧＮを設定し、３パス相互の雑音間における相関は以下の係数による関係であると仮定した。
【００９３】
【表１】

【００９４】
受信装置１Ａ：
・サンプリング周波数：16kHz
・インターリーブ長：128bits(8ms)、方式：ランダム
・ターボ符号の成分符号機の構成：８進表示で（３０、２３）
・ターボ復号の繰り返し回数
レイク・ターボの場合：１５回
ＬＬＲレイクの場合：５回／（レイクフィンガー）×３レイクフィンガー
・ＬＬＲに基づくパス選択時の閾値：Ｔ_LLR＝０、即ち、有効信号は全て選択とした。
【００９５】
シミュレーションの結果を図８に示す。ここで、従来技術に対する本発明による効果をBER=10^-3を得るための所要SINRで比較すると、表２に示すように、約４dBと見積もることが出来る。
【００９６】
【表２】

これにより、従来のMRC（Maximal Ratio Combining）レイク合成回路では効果が得られない、相関を持つマルチパスに対しても、レイク合成の効果が得られることが明らかになった。
【００９７】
以上説明したように本発明によれば、
（１）レイク合成部と誤り訂正処理のターボ復号部の機能を組み合わせた効果を実現できる。
（２）レイクフィンガー間においては、１個の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力を他の循環ＬＬＲ計算器の外部ＬＬＲ出力の値として利用することにより、ターボ復号の繰り返し演算処理と同様の誤り特性改善効果を実現できる。
（３）従来の最大比合成手段では、合成する２つパスの時間的な間隔が相関関係が生じる相対遅延時間の範囲より長い場合は効果があるが、短いときは効果が低い。
【００９８】
これに対して、ＬＬＲを合成する本発明の場合には、このような問題はなく、相関関係が生じる領域でのマルチパスにおいても合成の効果が得られる。
【００９９】
なお、以上説明した発明の理解のうえで、以下の[1]−[３]に記載の文献を参照されたい。
［１］Claude Berrou,and Alain Glavieux,Near Optimum Error Correcting Coding andDecoding:Turbo-Codes,IEEE Trans.on Commun.Vol.44，No10,1261-1271(1996)．
［２]福元暁、佐和橋衛、安達文幸、広帯域DS-CDMA方式における２段階しきい値マルチパス選択法用いたマッチトフィルタRAKE受信の特性、信学技報、A-P97-104、RCS97-119(1997-10)pp.43-48。
［３］井坂元彦、ターボ符号復号の基礎概念とその拡張性、DSP & Communications Conference 2000,Tokyo,Japan,Jan2000.
【０１００】
【発明の効果】
本発明によれば、マルチパス伝搬環境での無線通信に際し、より厳密にパスの選択を行うことによる通信品質の向上が可能なレイク合成回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のレイク受信装置のブロック回路図である。
【図２】送信信号の情報のフォーマットの一例を示す図である。
【図３】無線送受信のマルチパスの説明図であって、（ａ）は非相関雑音の場合を示し、（ｂ）は相関雑音が生じる場合を示す。
【図４】本発明の実施の形態に係わるレイク受信装置のブロック回路図である。
【図５】図４に示す循環ＬＬＲ計算器の一例を示すブロック図である。
【図６】送受信系のシミュレーションシステムズである。
【図７】遅延プロファイルの一例を示す図である。
【図８】BER=10^-3の所要SlNR特性を示す図である。
【符号の説明】
２０_lレイクフィンガー回路
２５_l循環ＬＬＲ計算器
３０パス選択部
３１ＬＬＲ合成部
３２データ判定部

Claims

マルチパス受信信号を受信してチャネルの推定とフェージングの歪み補償を行う複数個のレイクフィンガー回路と、各レイクフィンガー回路から出力された補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比であるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器と、各循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲが入力されて、パス毎の閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択するパス選択部と、該パス選択部で選択された各パスのＬＬＲの値を合成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力するデータ判定部とを備え、前記各循環ＬＬＲ計算器には、後段の循環ＬＬＲ計算器に前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力されることを特徴とする対数尤度比に基づくレイク受信装置。
ターボ符号化された情報を含む信号を送受信する無線通信システムのレイク受信装置であって、受信信号を複数のパスに分離して各パスの信号を処理して合成するものであり、各パス毎のチャネル推定とフェージング歪み補償とを行うレイクフィンガー回路の出力に基づき各パス毎にそのパスの信号について対数尤度比であるＬＬＲを計算する手段としてターボ復号器からデータ判定部に対応する部分を除去した構成を有する循環ＬＬＲ計算器が用いられ、該循環ＬＬＲ計算器は各パス毎に設けられた循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が他のパスに設けられている循環ＬＬＲ計算器の外部ＬＬＲ入力として利用するように構成され、各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値を閾値と比較することによりパスを選択するパス選択部と、その後選択されたパスのＬＬＲが入力されて選択されたパスのＬＬＲ出力の値を合成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力するデータ判定部とを備えていることを特徴とする対数尤度比に基づくレイク受信装置。
前記パス選択部は、パス毎に得られたＬＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定手段と、前記閾値と前記各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判定手段とを備えていることを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。
前記判定手段は、ＬＬＲの絶対値が閾値以上の値のパスを選択することを特徴とする請求項３に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。
前記ＬＬＲ合成部は前記選択された各パスのＬＬＲ出力の値を単純加算することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。
送信信号の１スロットが受信装置側で既知のパイロットシンボルと、ターボ符号化された情報シンボルとが時系列順に並べられた構成であり、前記レイクフィンガー回路は、各スロットのパイロットシンボルを検出して平均値を求めた後、更にその平均値に対して重みづけの平均をとることによってチャネル推定値を求め、このチャネル推定値に基づいてフェージング補償を行うことを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。
前記レイクフィンガー回路には、チャネル推定補償後に、パイロット信号を除去するパイロット信号除去部が設けられていることを特徴とする請求項６に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。
前記データ判定部は、前記ＬＬＲ合成部からのＬＬＲの出力の値の符号によって、データが「１」であるか「０」であるかを判定することを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。