JP2002198862A - 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム - Google Patents
対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システムInfo
- Publication number
- JP2002198862A JP2002198862A JP2000394503A JP2000394503A JP2002198862A JP 2002198862 A JP2002198862 A JP 2002198862A JP 2000394503 A JP2000394503 A JP 2000394503A JP 2000394503 A JP2000394503 A JP 2000394503A JP 2002198862 A JP2002198862 A JP 2002198862A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- llr
- path
- rake
- likelihood ratio
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】耐マルチパスフェージング特性を改善し、装置
の小型化、省電力化をはかったレイク受信装置の提供。 【解決手段】 対数尤度比に基づくレイク受信装置に、
マルチパス受信信号を受信してチャネルの推定とフェー
ジングの歪み補償を行う複数個のレイクフィンガー回路
２０lと、各レイクフィンガー回路２０lから出力された
補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比で
あるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器２５l
と、各循環ＬＬＲ計算器２５lからのＬＬＲが入力され
て、パス毎の閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択する
パス選択部３０と、パス選択部３０で選択された各パス
のＬＬＲの値を合成するＬＬＲ合成部３１と、ＬＬＲ合
成部３１で出力された合成出力に基づきデータの判定を
行って情報として出力するデータ判定部３２とを備え、
各循環ＬＬＲ計算器２５lは、後段の循環ＬＬＲ計算器
に前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力を外部ＬＬＲと
して入力する。
の小型化、省電力化をはかったレイク受信装置の提供。 【解決手段】 対数尤度比に基づくレイク受信装置に、
マルチパス受信信号を受信してチャネルの推定とフェー
ジングの歪み補償を行う複数個のレイクフィンガー回路
２０lと、各レイクフィンガー回路２０lから出力された
補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比で
あるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器２５l
と、各循環ＬＬＲ計算器２５lからのＬＬＲが入力され
て、パス毎の閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択する
パス選択部３０と、パス選択部３０で選択された各パス
のＬＬＲの値を合成するＬＬＲ合成部３１と、ＬＬＲ合
成部３１で出力された合成出力に基づきデータの判定を
行って情報として出力するデータ判定部３２とを備え、
各循環ＬＬＲ計算器２５lは、後段の循環ＬＬＲ計算器
に前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力を外部ＬＬＲと
して入力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、対数尤度比に基づ
くレイク受信装置に関し、無線送受信装置の受信性能改
善、特に耐マルチパスフェージング手段としてのレイク
受信装置と、誤り訂正手段としてのターボ符号化復号化
回路を有する無線送受信装置に関する。
くレイク受信装置に関し、無線送受信装置の受信性能改
善、特に耐マルチパスフェージング手段としてのレイク
受信装置と、誤り訂正手段としてのターボ符号化復号化
回路を有する無線送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来のレイク受信装置１Ａを示し
ている。このレイク受信装置１Ａは、マルチパスに対応
するレイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉ（ｉ＝０〜Ｌ）、レ
イク合成部１、信号電力決定部２、２段階パス選択部
３、パイロットシンボル除去部４、ターボ複合化兼用判
定部５を有している。
ている。このレイク受信装置１Ａは、マルチパスに対応
するレイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉ（ｉ＝０〜Ｌ）、レ
イク合成部１、信号電力決定部２、２段階パス選択部
３、パイロットシンボル除去部４、ターボ複合化兼用判
定部５を有している。
【０００３】各レイクフィンガー回路ＦＧ＃ｉは、チャ
ネル推定部６、遅延回路７、乗算回路８を有する。レイ
クフィンガー回路ＦＧ＃ｉはチャネルの推定とフェージ
ンクの歪の補償とを行う。
ネル推定部６、遅延回路７、乗算回路８を有する。レイ
クフィンガー回路ＦＧ＃ｉはチャネルの推定とフェージ
ンクの歪の補償とを行う。
【０００４】一例として、ターボ符号化された送信情報
のフォーマットが図２に示すものであると仮定する。
のフォーマットが図２に示すものであると仮定する。
【０００５】その図２において、符号９はその情報系列
中に一定周期毎に挿入されるパイロットシンボルブロッ
クを示している。パイロットシンボルブロック９は、送
信機側と受信機側とで既知の数個のパイロットシンボル
から構成されている。
中に一定周期毎に挿入されるパイロットシンボルブロッ
クを示している。パイロットシンボルブロック９は、送
信機側と受信機側とで既知の数個のパイロットシンボル
から構成されている。
【０００６】そのパイロットシンボルブロック９と次の
パイロットシンボルブロック９との間に挟まれている情
報シンボル部（データシンボル部）１０が存在し、先行
のパイロットシンボルブロック９の立ち上がりからその
情報シンボル部１０を挟んで後行のパイロットシンボル
ブロック１０の立ち上がり前までを１スロットという。
そのパイロットシンボルブロック９の立ち上がり前の複
数個のデータシンボルは閾値決定用シンボルブロック１
１として用いられる。そのシンボルはＩチャンネルビッ
トとＱチャンネルビットとからなっている。
パイロットシンボルブロック９との間に挟まれている情
報シンボル部（データシンボル部）１０が存在し、先行
のパイロットシンボルブロック９の立ち上がりからその
情報シンボル部１０を挟んで後行のパイロットシンボル
ブロック１０の立ち上がり前までを１スロットという。
そのパイロットシンボルブロック９の立ち上がり前の複
数個のデータシンボルは閾値決定用シンボルブロック１
１として用いられる。そのシンボルはＩチャンネルビッ
トとＱチャンネルビットとからなっている。
【０００７】ｎ番目のスロットにおけるｍ番目の送信シ
ンボルをｄ（ｎ；ｍ）とし、ｌ番目のパスを通って受信
装置に届いたベースバンド受信信号をｙｌ（ｎ；ｍ）と
する。また、ｍが情報シンボルとなる部分のｄ（ｎ；
ｍ）に対応するターボ符号化される前の情報データをＤ
（ｎ；ｍ）とする。
ンボルをｄ（ｎ；ｍ）とし、ｌ番目のパスを通って受信
装置に届いたベースバンド受信信号をｙｌ（ｎ；ｍ）と
する。また、ｍが情報シンボルとなる部分のｄ（ｎ；
ｍ）に対応するターボ符号化される前の情報データをＤ
（ｎ；ｍ）とする。
【０００８】まず、受信装置のチャネルの推定とフェー
ジング歪の補償部（チャネル推定部６）を通った信号
は、Ｙl（ｎ；ｍ）＝ｙl（ｎ；ｍ）・ξl”*（ｎ）…
（１）となる。ただし、ここの ξl”（ｎ）*はｎ番目
のスロットのチャネルの推定値である。ここで“*”は
複素共役を示す。このチャネル推定とフェージング歪の
補償はパス毎に行う。
ジング歪の補償部（チャネル推定部６）を通った信号
は、Ｙl（ｎ；ｍ）＝ｙl（ｎ；ｍ）・ξl”*（ｎ）…
（１）となる。ただし、ここの ξl”（ｎ）*はｎ番目
のスロットのチャネルの推定値である。ここで“*”は
複素共役を示す。このチャネル推定とフェージング歪の
補償はパス毎に行う。
【０００９】チャネルの推定とフェージング歪の補償が
行われた各パスの信号に対して、２段階閾値判定、即
ち、信号Ｙl（ｎ；ｍ）のＳＩＮＲ（信号対雑音及び干
渉信号電力の比）を推定して、ＳＩＮＲ（Signal-to-In
terference and Noise Ratio）の推定値に基づきレイク
合成するパスが選択される。
行われた各パスの信号に対して、２段階閾値判定、即
ち、信号Ｙl（ｎ；ｍ）のＳＩＮＲ（信号対雑音及び干
渉信号電力の比）を推定して、ＳＩＮＲ（Signal-to-In
terference and Noise Ratio）の推定値に基づきレイク
合成するパスが選択される。
【００１０】２段階閾値判定では、サンプリングによる
全検出信号のうち、受信信号電力Ｓ（ｌ）が次式の条件
を満たす信号成分のみが選択される。
全検出信号のうち、受信信号電力Ｓ（ｌ）が次式の条件
を満たす信号成分のみが選択される。
【００１１】 Ｓ（ｌ）≧ｍａｘ｛Ｓmin＋Δｎｏｉｓｅ,Ｓmax−ΔＲａｋｅ｝…（２） ただし、Ｓminは遅延プロファイルの信号成分における
最小受信電力、Ｓmaxは遅延プロファイルの信号成分に
おける最大受信電力である。Δ ｎｏｉｓｅ（ｄＢ）は
他チャンネル干渉や熱雑音のみのサンプル点に関する閾
値、ΔＲａｋｅ（ｄＢ）はレイク合成可能なパスが有効
に合成されるためのＳｌＮＲに関する閾値である。
最小受信電力、Ｓmaxは遅延プロファイルの信号成分に
おける最大受信電力である。Δ ｎｏｉｓｅ（ｄＢ）は
他チャンネル干渉や熱雑音のみのサンプル点に関する閾
値、ΔＲａｋｅ（ｄＢ）はレイク合成可能なパスが有効
に合成されるためのＳｌＮＲに関する閾値である。
【００１２】この後、選択されたパスの信号Ｙl（ｎ；
ｍ）は下記の式（３）に基づきレイク合成される： ｘ（ｎ；ｍ）＝ΣＹl（ｎ；ｍ） …（３） ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとる
ことを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
ｍ）は下記の式（３）に基づきレイク合成される： ｘ（ｎ；ｍ）＝ΣＹl（ｎ；ｍ） …（３） ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとる
ことを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
【００１３】最後に、レイク合成された信号Ｘ（ｎ；
ｍ）がＤ’（ｎ；ｍ）にターボ復号される。Ｄ’（ｎ；
ｍ）がＤ （ｎ；ｍ）と同じであれば、情報が正しく送
受信されたことを意味する。
ｍ）がＤ’（ｎ；ｍ）にターボ復号される。Ｄ’（ｎ；
ｍ）がＤ （ｎ；ｍ）と同じであれば、情報が正しく送
受信されたことを意味する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】この従来の受信装置１
Ａでは、受信信号がまず最大比レイク合成され、その後
に、ターボデコード処理される。この２つの処理は独立
の処理である。しかし、最大比レイク合成が受信信号の
品質を改善できる条件の１つとして、合成しようとする
各パスに含まれている雑音の間に相互相関がないことが
必要である。しかし、以下に述べるような原因によっ
て、実際の通信環境のマルチパス受信信号に含まれてい
る雑音間に相互相関がないとは限らない。 （１）送信機１Ｂから送信された信号の建築物１Ｃ、山
岳１Ｄ、トンネルの壁などによる反射はマルチパスを生
成する原因となるが、パスの分離の程度は反射点と受信
装置１Ｃ間の距離で大体決まる。この距離が大きい場
合、信号を伝達する路径は大きく異なるのが普通であ
り、帯域フィルタを考えなければ、含まれる雑音及び千
渉の間に相関は殆ど無い。図３（ａ）はその反射点から
受信装置１Ａまでの距離が大きい場合を示している。
Ａでは、受信信号がまず最大比レイク合成され、その後
に、ターボデコード処理される。この２つの処理は独立
の処理である。しかし、最大比レイク合成が受信信号の
品質を改善できる条件の１つとして、合成しようとする
各パスに含まれている雑音の間に相互相関がないことが
必要である。しかし、以下に述べるような原因によっ
て、実際の通信環境のマルチパス受信信号に含まれてい
る雑音間に相互相関がないとは限らない。 （１）送信機１Ｂから送信された信号の建築物１Ｃ、山
岳１Ｄ、トンネルの壁などによる反射はマルチパスを生
成する原因となるが、パスの分離の程度は反射点と受信
装置１Ｃ間の距離で大体決まる。この距離が大きい場
合、信号を伝達する路径は大きく異なるのが普通であ
り、帯域フィルタを考えなければ、含まれる雑音及び千
渉の間に相関は殆ど無い。図３（ａ）はその反射点から
受信装置１Ａまでの距離が大きい場合を示している。
【００１５】一方、この距離が小さい場合、信号を伝達
する経路は一部で共有される場合があり、含まれる雑音
及び干渉の間に相関を持つ原因となる。実際の電波伝搬
環境で、受信装置１Ａとの距離が十分小さな反射点しか
ない場合、相関の大きな雑音や千渉が含まれているパス
がほとんどと全てとなると考えられる。図３（ｂ）はそ
の反射点から受信装置１Ａまでの距離が小さい場合を示
している。
する経路は一部で共有される場合があり、含まれる雑音
及び干渉の間に相関を持つ原因となる。実際の電波伝搬
環境で、受信装置１Ａとの距離が十分小さな反射点しか
ない場合、相関の大きな雑音や千渉が含まれているパス
がほとんどと全てとなると考えられる。図３（ｂ）はそ
の反射点から受信装置１Ａまでの距離が小さい場合を示
している。
【００１６】従来のレイク受信装置１Ａは、図３（ａ）
に示すように、含まれる雑音が互いに相関を持たないパ
スの場合にしか効果を発揮できない。しかるに、特に市
街地では、受信装置１Ａの近くで反射する波が支配的な
場合が多く、従来の受信装置１Ａではこれらのパスのう
ちの１つしか利用できない。 （２）受信装置１Ａの帯域通過フィルタは、ある範囲で
各パスの雑音及び干渉に相関を与える。従来の受信装置
１Ａの回路では、この範囲以外のパスでしか合成の効果
が得られない。
に示すように、含まれる雑音が互いに相関を持たないパ
スの場合にしか効果を発揮できない。しかるに、特に市
街地では、受信装置１Ａの近くで反射する波が支配的な
場合が多く、従来の受信装置１Ａではこれらのパスのう
ちの１つしか利用できない。 （２）受信装置１Ａの帯域通過フィルタは、ある範囲で
各パスの雑音及び干渉に相関を与える。従来の受信装置
１Ａの回路では、この範囲以外のパスでしか合成の効果
が得られない。
【００１７】例えば、ＤＳ‐ＣＤＭＡ通信方式で、帯域
が５ＭＨｚ、オーバーサンプリング（ＯｖｅｒＳａｍｐ
ｌｉｎｇ）が８倍、チップレート（Ｃｈｉｐ Ｒａｔ
ｅ）が４．０９６ＭＨｚとすると、理想的な帯域フィル
タを仮定した場合、任意の２つのパスに含まれている雑
音及び干渉の間に相関が生じるそれら２つのパス間の相
対遅延時間の範囲は、約２×１０-7ｓである。２つのサ
ンプリング（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）の間隔は３×１０-8ｓ
となるので、遅延時間差が３×１０-8ｓ以上のパスを分
離することができるが、従来の最大比合成のレイク受信
装置１Ａでは、含まれる雑音及び干渉間の相関のため
に、遅延時間差２×１０-7ｓ以上のパスの合成でしか効
果は得られない。
が５ＭＨｚ、オーバーサンプリング（ＯｖｅｒＳａｍｐ
ｌｉｎｇ）が８倍、チップレート（Ｃｈｉｐ Ｒａｔ
ｅ）が４．０９６ＭＨｚとすると、理想的な帯域フィル
タを仮定した場合、任意の２つのパスに含まれている雑
音及び干渉の間に相関が生じるそれら２つのパス間の相
対遅延時間の範囲は、約２×１０-7ｓである。２つのサ
ンプリング（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）の間隔は３×１０-8ｓ
となるので、遅延時間差が３×１０-8ｓ以上のパスを分
離することができるが、従来の最大比合成のレイク受信
装置１Ａでは、含まれる雑音及び干渉間の相関のため
に、遅延時間差２×１０-7ｓ以上のパスの合成でしか効
果は得られない。
【００１８】更に、従来の受信装置１Ａには次のような
問題もある。 （３）レイク合成部１とターボ複合化兼用判定部（誤り
訂正部）５とが個別の回路で処理を行うため、パフォー
マンスが悪くなるだけではなく、回路の小型化や省電力
化の点に障害がある。 （４）レイク合成するパスの選択方法が曖昧である。基
本的に、合成しようとするパスは、各パスの信号対雑音
および干渉信号電力比（ＳＩＮＲ）を用いて決定する。
しかし、ＳＩＮＲを計算するためには、信号電力と雑音
及び干渉信号電力を分離する必要があり、実際の場合Ｓ
ＩＮＲを計算することは不可能である。このため、従来
技術としては一定時間内に受信された信号のＳａｍｐｌ
ｉｎｇされた電力に対し、２段階パス選択法を用いる場
合もあるが、いずれにしても、ＳＩＮＲでの選択の近似
的な手段であるため、理想的な効果は得られない。
問題もある。 （３）レイク合成部１とターボ複合化兼用判定部（誤り
訂正部）５とが個別の回路で処理を行うため、パフォー
マンスが悪くなるだけではなく、回路の小型化や省電力
化の点に障害がある。 （４）レイク合成するパスの選択方法が曖昧である。基
本的に、合成しようとするパスは、各パスの信号対雑音
および干渉信号電力比（ＳＩＮＲ）を用いて決定する。
しかし、ＳＩＮＲを計算するためには、信号電力と雑音
及び干渉信号電力を分離する必要があり、実際の場合Ｓ
ＩＮＲを計算することは不可能である。このため、従来
技術としては一定時間内に受信された信号のＳａｍｐｌ
ｉｎｇされた電力に対し、２段階パス選択法を用いる場
合もあるが、いずれにしても、ＳＩＮＲでの選択の近似
的な手段であるため、理想的な効果は得られない。
【００１９】本発明の目的は、上記従来技術の問題点を
解消し、耐マルチパスフェージング特性を改善すると共
に、受信装置本体の小型化、省電力化にきわめて有効な
移動体通信装置としてのレイク受信装置を提供すること
にある。
解消し、耐マルチパスフェージング特性を改善すると共
に、受信装置本体の小型化、省電力化にきわめて有効な
移動体通信装置としてのレイク受信装置を提供すること
にある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明に係わるレイク受
信装置は、マルチパス受信信号を受信してチャネルの推
定とフェージングの歪み補償を行う複数個のレイクフィ
ンガー回路と、各レイクフィンガー回路から出力された
補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比で
あるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器と、各
循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲが入力されて、パス毎の
閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択するパス選択部
と、該パス選択部で選択された各パスのＬＬＲの値を合
成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合
成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力す
るデータ判定部とを備え、前記各循環ＬＬＲ計算器に
は、後段の循環ＬＬＲ計算器に前段の循環ＬＬＲ計算器
のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力されることを特徴
とする。
信装置は、マルチパス受信信号を受信してチャネルの推
定とフェージングの歪み補償を行う複数個のレイクフィ
ンガー回路と、各レイクフィンガー回路から出力された
補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度比で
あるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器と、各
循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲが入力されて、パス毎の
閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択するパス選択部
と、該パス選択部で選択された各パスのＬＬＲの値を合
成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力された合
成出力に基づきデータの判定を行って情報として出力す
るデータ判定部とを備え、前記各循環ＬＬＲ計算器に
は、後段の循環ＬＬＲ計算器に前段の循環ＬＬＲ計算器
のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力されることを特徴
とする。
【００２１】すなわち、本発明は、従来のように、信号
電力を合成するのではなく、受信信号のパス毎に、その
パスの信号について求めた対数尤度比を合成するところ
に特徴がある。
電力を合成するのではなく、受信信号のパス毎に、その
パスの信号について求めた対数尤度比を合成するところ
に特徴がある。
【００２２】請求項２に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、ターボ符号化された情報を含む信号を送
受信する無線通信システムのレイク受信装置であって、
受信信号を複数のパスに分離して各パスの信号を処理し
て合成するものであり、各パス毎のチャネル推定とフェ
ージング歪み補償とを行うレイクフィンガー回路の出力
に基づき、各パス毎にそのパスの信号について対数尤度
比であるＬＬＲを計算し、その後、各パスで求めた対数
尤度比を合成するＬＬＲ合成部が設けられていることを
特徴とする。
ク受信装置は、ターボ符号化された情報を含む信号を送
受信する無線通信システムのレイク受信装置であって、
受信信号を複数のパスに分離して各パスの信号を処理し
て合成するものであり、各パス毎のチャネル推定とフェ
ージング歪み補償とを行うレイクフィンガー回路の出力
に基づき、各パス毎にそのパスの信号について対数尤度
比であるＬＬＲを計算し、その後、各パスで求めた対数
尤度比を合成するＬＬＲ合成部が設けられていることを
特徴とする。
【００２３】請求項３に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、各パス毎に対数尤度比を計算する手段と
して、ターボ復号器からデータ判定部に対応する部分を
除去した構成を有する循環ＬＬＲ計算器が用いられてい
ることを特徴とする。
ク受信装置は、各パス毎に対数尤度比を計算する手段と
して、ターボ復号器からデータ判定部に対応する部分を
除去した構成を有する循環ＬＬＲ計算器が用いられてい
ることを特徴とする。
【００２４】請求項４に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、各パス毎に設けられた循環ＬＬＲ計算器
のＬＬＲ出力が他のパスに設けられている循環ＬＬＲ計
算器の外部ＬＬＲ入力として利用するように前記循環Ｌ
ＬＲ計算器が構成されていることを特徴とする。
ク受信装置は、各パス毎に設けられた循環ＬＬＲ計算器
のＬＬＲ出力が他のパスに設けられている循環ＬＬＲ計
算器の外部ＬＬＲ入力として利用するように前記循環Ｌ
ＬＲ計算器が構成されていることを特徴とする。
【００２５】請求項５に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値を
閾値と比較することによりパスを選択するパス選択部が
設けられていることを特徴とする。
ク受信装置は、各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値を
閾値と比較することによりパスを選択するパス選択部が
設けられていることを特徴とする。
【００２６】請求項６に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、前記パス選択部は、パス毎に得られたＬ
ＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定
手段と、前記閾値と前記各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出
力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判
定手段とを備えていることを特徴とする。
ク受信装置は、前記パス選択部は、パス毎に得られたＬ
ＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定
手段と、前記閾値と前記各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出
力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判
定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２７】請求項７に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、前記判定手段は、ＬＬＲの絶対値が閾値
以上の値のパスを選択することを特徴とする。
ク受信装置は、前記判定手段は、ＬＬＲの絶対値が閾値
以上の値のパスを選択することを特徴とする。
【００２８】請求項８に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部は、選択されたパスの
ＬＬＲ出力の値を合成することを特徴とする。
ク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部は、選択されたパスの
ＬＬＲ出力の値を合成することを特徴とする。
【００２９】請求項９に記載の対数尤度比に基づくレイ
ク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部は前記選択された各パ
スのＬＬＲ出力の値を単純加算することを特徴とする。
ク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部は前記選択された各パ
スのＬＬＲ出力の値を単純加算することを特徴とする。
【００３０】請求項１０に記載の対数尤度比に基づくレ
イク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部からの出力に基づき
データを復調するデータ判定部を有することを特徴とす
る。
イク受信装置は、前記ＬＬＲ合成部からの出力に基づき
データを復調するデータ判定部を有することを特徴とす
る。
【００３１】請求項１１に記載の対数尤度比に基づくレ
イク受信装置は、送信信号の１スロットが受信装置側で
既知のパイロットシンボルと、ターボ符号化された情報
シンボルとが時系列順に並べられた構成であり、前記レ
イクフィンガー回路は、各スロットのパイロットシンボ
ルを検出して平均値を求めた後、更にその平均値に対し
て重みづけを平均をとることによってチャネル推定値を
求め、このチャネル推定値に基づいてフェージング補償
を行うことを特徴とする。
イク受信装置は、送信信号の１スロットが受信装置側で
既知のパイロットシンボルと、ターボ符号化された情報
シンボルとが時系列順に並べられた構成であり、前記レ
イクフィンガー回路は、各スロットのパイロットシンボ
ルを検出して平均値を求めた後、更にその平均値に対し
て重みづけを平均をとることによってチャネル推定値を
求め、このチャネル推定値に基づいてフェージング補償
を行うことを特徴とする。
【００３２】請求項１２に記載の対数尤度比に基づくレ
イク受信装置は、前記レイクフィンガー回路には、チャ
ネル推定補償後に、パイロット信号を除去するパイロッ
ト信号除去部が設けられていることを特徴とする。
イク受信装置は、前記レイクフィンガー回路には、チャ
ネル推定補償後に、パイロット信号を除去するパイロッ
ト信号除去部が設けられていることを特徴とする。
【００３３】請求項１３に記載の対数尤度比に基づくレ
イク受信装置は、前記データ判定部は、前記ＬＬＲ合成
部からのＬＬＲの出力の値の符号によって、データが
「１」であるか「０」であるかを判定することを特徴と
する。
イク受信装置は、前記データ判定部は、前記ＬＬＲ合成
部からのＬＬＲの出力の値の符号によって、データが
「１」であるか「０」であるかを判定することを特徴と
する。
【００３４】
【発明の実施の形態】まず、ターボ復号化処理を簡単に
説明する。ターボ復号化処理は、任意の受信信号ｘを用
いて、送信データｄがｄ’であると仮定して、復調され
る場合のLLR（Log-Likelihood Ratio（対数尤度比））
を計算し、このLLRによってデータを判定することであ
る。LLRの定義は、以下の式（４）で表される。 Ｌ（ｄ’）＝log[｛Ｐ（ｄ＝１│ｘ）｝／｛Ｐ（ｄ＝０│ｘ）｝] …（４） ここで、Ｐ（ｄ＝１│ｘ）は受信信号ｘを受信したこと
によって、送信データｄが“１”と判定される確率、Ｐ
（ｄ＝０│ｘ）は受信信号ｘを受信したことによって、
送信データｄが“０”と判定される確率である。なお、
送信データｄとは、送信側から送信される情報（デー
タ）を意味し、ｄ’は受信側で判定されたデータを意味
する。復号化処理では、Ｌ(ｄ’)の符号によってデータ
が判定される。
説明する。ターボ復号化処理は、任意の受信信号ｘを用
いて、送信データｄがｄ’であると仮定して、復調され
る場合のLLR（Log-Likelihood Ratio（対数尤度比））
を計算し、このLLRによってデータを判定することであ
る。LLRの定義は、以下の式（４）で表される。 Ｌ（ｄ’）＝log[｛Ｐ（ｄ＝１│ｘ）｝／｛Ｐ（ｄ＝０│ｘ）｝] …（４） ここで、Ｐ（ｄ＝１│ｘ）は受信信号ｘを受信したこと
によって、送信データｄが“１”と判定される確率、Ｐ
（ｄ＝０│ｘ）は受信信号ｘを受信したことによって、
送信データｄが“０”と判定される確率である。なお、
送信データｄとは、送信側から送信される情報（デー
タ）を意味し、ｄ’は受信側で判定されたデータを意味
する。復号化処理では、Ｌ(ｄ’)の符号によってデータ
が判定される。
【００３５】即ち、 Ｌ（ｄ’）≧０の時、ｄ’＝１ Ｌ（ｄ’）＜０の時、ｄ’＝０ Ｌ（ｄ’）の絶対値はこのデータの判定の信頼度を表
す。
す。
【００３６】なお、Ｌ（ｄ’）はＬＬＲを決定する要因
によって次式のように分けて記述することもできる。
によって次式のように分けて記述することもできる。
【００３７】 Ｌ（ｄ’）＝Ｌc（ｘ）＋Ｌ（ｄ）＋Ｌe（ｄ’）…（５） ここで、Ｌ（ｄ）は事前ＬＬＲであり、Ｌｅ（ｄ’）は
外部ＬＬＲ、Ｌc(ｘ)は通信路ＬＬＲである。即ち、Ｌ
(ｄ’)には３種類のＬＬＲが寄与すると考えることがで
きる。
外部ＬＬＲ、Ｌc(ｘ)は通信路ＬＬＲである。即ち、Ｌ
(ｄ’)には３種類のＬＬＲが寄与すると考えることがで
きる。
【００３８】ところで、伝搬路に白色加法性雑音(AWGN
（Additive White Gaussian Noise）)しか含まれていな
い場合には、通信路ＬＬＲは次式（６）によって表され
る。
（Additive White Gaussian Noise）)しか含まれていな
い場合には、通信路ＬＬＲは次式（６）によって表され
る。
【００３９】Ｌｃ（ｘ）＝（２／σ2）・ｘ …（６） ターボ復号化処理では、Ｌ（ｄ’）を高精度で得るた
め、繰り返し計算が行われる。このとき、（５）式の中
の項Ｌ（ｄ）は前回の計算によって得られたＬＬＲの値
を指し、今回のＬ（ｄ’）の計算には、独立したＬＬＲ
として加算される。また、Ｌe（ｄ’）は今回の繰り返
し計算の中で、ほかのデータのＬＬＲから得られたＬＬ
Ｒである。
め、繰り返し計算が行われる。このとき、（５）式の中
の項Ｌ（ｄ）は前回の計算によって得られたＬＬＲの値
を指し、今回のＬ（ｄ’）の計算には、独立したＬＬＲ
として加算される。また、Ｌe（ｄ’）は今回の繰り返
し計算の中で、ほかのデータのＬＬＲから得られたＬＬ
Ｒである。
【００４０】次に、レイク合成、即ち式（３）の処理を
ＬＬＲを用いて考える。伝搬路に白色加法性雑音しか含
まれていない場合、Ｙl(ｎ；ｍ)とｘ（ｎ；ｍ）に対す
る通信路ＬＬＲは式（６）から類推して次式（７）、
（８）で表される。
ＬＬＲを用いて考える。伝搬路に白色加法性雑音しか含
まれていない場合、Ｙl(ｎ；ｍ)とｘ（ｎ；ｍ）に対す
る通信路ＬＬＲは式（６）から類推して次式（７）、
（８）で表される。
【００４１】 Ｌc（ｘ（ｎ；ｍ））＝（２／σ2）・ｘ（ｎ；ｍ） …（７） Ｌc（Ｙl(ｎ；ｍ)）＝（２／σ2）・Ｙl(ｎ；ｍ) …（８） 式（７）と式（８）のＬｃ（ｘ（ｎ；ｍ））、Ｌc（Ｙl
(ｎ；ｍ)）に式（３）の関係を適用すると、 Ｌc（ｘ（ｎ；ｍ））＝ΣＬc（Ｙl（ｎ；ｍ）） …（９） ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとる
ことを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
(ｎ；ｍ)）に式（３）の関係を適用すると、 Ｌc（ｘ（ｎ；ｍ））＝ΣＬc（Ｙl（ｎ；ｍ）） …（９） ここで、「Σ」はｌ＝０からｌ＝Ｌ−１までの和をとる
ことを意味し、Ｌはレイク合成の総パス数を示す。
【００４２】従って、レイク合成の過程では、各パスの
通信路ＬＬＲが加算されることになる。
通信路ＬＬＲが加算されることになる。
【００４３】レイク合成の出力を対象として考えれば、
この出力に対する事前尤度と外部尤度は零とみなされる
ため、下記の（１０）式が成り立つ。
この出力に対する事前尤度と外部尤度は零とみなされる
ため、下記の（１０）式が成り立つ。
【００４４】 Ｌ（ｄ’（ｎ；ｍ））＝Ｌc（ｘ（ｎ；ｍ）） …（１０） ここで、ｄ’（ｎ；ｍ）は信号ｘ（ｎ；ｍ）によって判
定されたデータである。更に、式（９）の加算を積み重
ねの過程と見なして、ｉ−１番目のパスまでのレイク合
成と次のｉ番目のパスまでのレイク合成について考え
る。ここで、パスの順番がマルチパスプロファイルの遅
延時間の順番と同じであるとして扱うことにする。
定されたデータである。更に、式（９）の加算を積み重
ねの過程と見なして、ｉ−１番目のパスまでのレイク合
成と次のｉ番目のパスまでのレイク合成について考え
る。ここで、パスの順番がマルチパスプロファイルの遅
延時間の順番と同じであるとして扱うことにする。
【００４５】ｉ番目のパスのＬＬＲであることをＬ(i)
（ｄ’）で表すことにすると、このＬＬＲ(i)（ｄ’）
は、次式（１１）により表すことができる。 Ｌ(i)（ｄ’）＝Ｌc（ｘ(i)）＋ΣＬc（ｘ(k)） …（１１） ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
（ｄ’）で表すことにすると、このＬＬＲ(i)（ｄ’）
は、次式（１１）により表すことができる。 Ｌ(i)（ｄ’）＝Ｌc（ｘ(i)）＋ΣＬc（ｘ(k)） …（１１） ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
【００４６】この式（１１）において、右辺第２項はｉ
番目のパスのＬＬＲを算出する際に寄与するｉ‐１番目
までのパスのＬＬＲの合成結果であり、外部ＬＬＲとみ
なすことができる。即ち、ｉ番目のパスに対する外部Ｌ
ＬＲをＬe (i)（ｄ’）で表すことにすると、このＬe (i)
（ｄ’）は次式（１２）で表される。
番目のパスのＬＬＲを算出する際に寄与するｉ‐１番目
までのパスのＬＬＲの合成結果であり、外部ＬＬＲとみ
なすことができる。即ち、ｉ番目のパスに対する外部Ｌ
ＬＲをＬe (i)（ｄ’）で表すことにすると、このＬe (i)
（ｄ’）は次式（１２）で表される。
【００４７】 Ｌe (i)（ｄ’）＝ΣＬc（ｘ(k)） …（１２） ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
を意味する。
【００４８】以上、従来のレイク合成についてのターボ
復号化処理の考え方を参考に説明した。
復号化処理の考え方を参考に説明した。
【００４９】ところで、各パスに含まれている雑音や干
渉の間に相関がなければ、従来のレイク合成の効果は十
分である。しかし、ｌつのパスに含まれている雑音及び
干渉が、他のパスの雑音や干渉と相関性を持っている場
合、式（１２）から期待される各Ｌc（ｘ(k)）からの互
いに独立的な寄与が少なくなる。この点を改めて解析的
に説明する。
渉の間に相関がなければ、従来のレイク合成の効果は十
分である。しかし、ｌつのパスに含まれている雑音及び
干渉が、他のパスの雑音や干渉と相関性を持っている場
合、式（１２）から期待される各Ｌc（ｘ(k)）からの互
いに独立的な寄与が少なくなる。この点を改めて解析的
に説明する。
【００５０】ｎ番目のスロットのｍ番目の送信シンボル
ｄ（ｎ；ｍ）に対して、ｉ番目のパスを通って、このパ
スに含まれている雑音及び干渉ｎ(i)（ｎ；ｍ）が加わ
った受信信号は、 ｘ(i)（ｎ；ｍ）＝ｄ（ｎ；ｍ）＋ｎ(i)（ｎ；ｍ） と記述できる。
ｄ（ｎ；ｍ）に対して、ｉ番目のパスを通って、このパ
スに含まれている雑音及び干渉ｎ(i)（ｎ；ｍ）が加わ
った受信信号は、 ｘ(i)（ｎ；ｍ）＝ｄ（ｎ；ｍ）＋ｎ(i)（ｎ；ｍ） と記述できる。
【００５１】従って、式（１１）の右辺第１項（Ｌ
c（ｘ(i)））と第２項（ΣＬc（ｘ(k)）、即ち、Ｌ(i) e
（ｄ’））はそれぞれ以下の式（１３）、（１４）のよ
うに表される。 Lc(ｘ(i)(ｎ；ｍ))＝(2／σ(i)2)・ｄ(ｎ；ｍ)＋Lc(ｎ(i)(ｎ；ｍ））…(13) L(i) e(ｄ'(n；m))＝Σ｛2／σ(k)2・ｄ（n；m）｝＋L(i) e(n(i)（n；m))…(14) ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
c（ｘ(i)））と第２項（ΣＬc（ｘ(k)）、即ち、Ｌ(i) e
（ｄ’））はそれぞれ以下の式（１３）、（１４）のよ
うに表される。 Lc(ｘ(i)(ｎ；ｍ))＝(2／σ(i)2)・ｄ(ｎ；ｍ)＋Lc(ｎ(i)(ｎ；ｍ））…(13) L(i) e(ｄ'(n；m))＝Σ｛2／σ(k)2・ｄ（n；m）｝＋L(i) e(n(i)（n；m))…(14) ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
【００５２】この項Lc(ｎ(i)(ｎ；ｍ））と項L(i) e(ｎ
(i)（ｎ；ｍ))とは、それぞれ、Ｌc（ｘ(i)）、Ｌ(i) e
（ｄ’）に含まれている雑音及び干渉の影響を表すもの
で、下記の（１５）、（１６）式によって表される。 Lc(ｎ(i)(ｎ；ｍ））＝｛２／σ(i)2｝・ｎ(i)（ｎ；ｍ）…（１５） L(i) e(ｎ(i)（ｎ；ｍ))＝Σ[｛2／σ(k)2｝・ｎ（ｋ）（ｎ；ｍ）] …（１６） ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
(i)（ｎ；ｍ))とは、それぞれ、Ｌc（ｘ(i)）、Ｌ(i) e
（ｄ’）に含まれている雑音及び干渉の影響を表すもの
で、下記の（１５）、（１６）式によって表される。 Lc(ｎ(i)(ｎ；ｍ））＝｛２／σ(i)2｝・ｎ(i)（ｎ；ｍ）…（１５） L(i) e(ｎ(i)（ｎ；ｍ))＝Σ[｛2／σ(k)2｝・ｎ（ｋ）（ｎ；ｍ）] …（１６） ここで、「Σ」はｋ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
【００５３】この式（１５）と式（１６）とによって、
１つのパスに含まれている雑音及び干渉が、他のパスの
雑音や干渉と相関性を持っている場合、Ｌc（ｎ
(i)（ｎ；ｍ））とＬe（ｎ(i)（ｎ；ｍ））もまた相関
を持つことになる。つまり、Ｌc（ｘ( i)）とＬ
(i) e（ｄ’）は互いに独立ではないということが明らか
になった。
１つのパスに含まれている雑音及び干渉が、他のパスの
雑音や干渉と相関性を持っている場合、Ｌc（ｎ
(i)（ｎ；ｍ））とＬe（ｎ(i)（ｎ；ｍ））もまた相関
を持つことになる。つまり、Ｌc（ｘ( i)）とＬ
(i) e（ｄ’）は互いに独立ではないということが明らか
になった。
【００５４】ターボ復号化処理の原理によると、より良
いＬＬＲを得るためには、Ｌc（ｘ( i)）とＬ
(i) e（ｄ’）とが独立であることが必要である。そうで
なければ、式（１２）の和は、次のパス（つまりｉ番目
のパス）に対する効果的な外部ＬＬＲとはならない。以
上説明したように、従来のレイク合成では相関性のある
雑音や干渉を含んでいるマルチパス環境では効果が少な
い。
いＬＬＲを得るためには、Ｌc（ｘ( i)）とＬ
(i) e（ｄ’）とが独立であることが必要である。そうで
なければ、式（１２）の和は、次のパス（つまりｉ番目
のパス）に対する効果的な外部ＬＬＲとはならない。以
上説明したように、従来のレイク合成では相関性のある
雑音や干渉を含んでいるマルチパス環境では効果が少な
い。
【００５５】レイク合成の過程では、ターボ復号化にお
ける循環過程と同様に、パス毎のＬＬＲが加算されるこ
とによって全体としてのＬＬＲが増加すると考えること
ができることを前述した。
ける循環過程と同様に、パス毎のＬＬＲが加算されるこ
とによって全体としてのＬＬＲが増加すると考えること
ができることを前述した。
【００５６】従って、ＬＬＲを共用するという立場でレ
イク合成とターボ復号化とを組み合わせることが可能で
あり、この考え方によって前述した従来回路の欠点を回
避することができる。
イク合成とターボ復号化とを組み合わせることが可能で
あり、この考え方によって前述した従来回路の欠点を回
避することができる。
【００５７】本発明は、上記の考え方に基づき、「ター
ボ復号化の繰り返し処埋をレイク受信装置のフィンガー
毎の処理の過程に組み込む」と言う具体的な構成によっ
て、耐マルチパス性能を改善したレイク受信装置を提供
するものである。
ボ復号化の繰り返し処埋をレイク受信装置のフィンガー
毎の処理の過程に組み込む」と言う具体的な構成によっ
て、耐マルチパス性能を改善したレイク受信装置を提供
するものである。
【００５８】今、ｉ番目のパスに対する外部ＬＬＲを、
式（１２）に従って、下記（１７）式のように記述す
る。 Ｌ(i) e（Ｄ’）＝ΣＬ（Ｄ’(l)） …（１７） ここで、「Σ」はｌ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
式（１２）に従って、下記（１７）式のように記述す
る。 Ｌ(i) e（Ｄ’）＝ΣＬ（Ｄ’(l)） …（１７） ここで、「Σ」はｌ＝０からｉ−１までの和をとること
を意味する。
【００５９】ここでＤ’(l)はｌ番目のパスにおけるＬ
ＬＲに基づき判定される情報データである。合成の対象
はＬ（Ｄ’(l)）であり、Ｌ（Ｄ’(l)）は普通のターボ
復号化の繰り返し処理と同様に計算される。Ｄ’(l)に
関してはパス毎に判定する必要はなく、データの判定
は、全てのパスのＬＬＲが合成された後、下記（１８）
式に基づき判定する。 Ｌ（Ｄ’）＝Ｌ(L-1)（Ｄ’）＋Ｌ(L-1) e（Ｄ’） …（１８） Ｄ’は判定された情報データである。なお、以上の説明
において、情報データの添え字（ｎ；ｍ）は省略した。
ＬＲに基づき判定される情報データである。合成の対象
はＬ（Ｄ’(l)）であり、Ｌ（Ｄ’(l)）は普通のターボ
復号化の繰り返し処理と同様に計算される。Ｄ’(l)に
関してはパス毎に判定する必要はなく、データの判定
は、全てのパスのＬＬＲが合成された後、下記（１８）
式に基づき判定する。 Ｌ（Ｄ’）＝Ｌ(L-1)（Ｄ’）＋Ｌ(L-1) e（Ｄ’） …（１８） Ｄ’は判定された情報データである。なお、以上の説明
において、情報データの添え字（ｎ；ｍ）は省略した。
【００６０】従来技術で述べたように、全パスの中から
レイク合成の対象となるパスを選択する方法は曖昧にな
る場合があった。例えば、２段階パス法と呼ばれる選択
方法ではＳＩＮＲの大きいパスを正確に選択することは
難しい。
レイク合成の対象となるパスを選択する方法は曖昧にな
る場合があった。例えば、２段階パス法と呼ばれる選択
方法ではＳＩＮＲの大きいパスを正確に選択することは
難しい。
【００６１】そこで、本発明では、レイク合成の対象と
なるパスの選択を、各パスのＬＬＲに基づく判定に従っ
て実行することにしたものである。
なるパスの選択を、各パスのＬＬＲに基づく判定に従っ
て実行することにしたものである。
【００６２】式（４）で示したように、データＤに対応
する受信信号のＬＬＲであるＬ(l)（Ｄ’）の絶対値｜
Ｌ(l)（Ｄ’）|は、このＬＬＲによって送信側の情報デ
ータを判定する場合の信頼度を表すものである。従っ
て、｜Ｌ(l)（Ｄ’）|は受信信号のＳＩＮＲと密接に関
連してＳＩＮＲの状態を定量的に反映し、かつ、正確に
把握できる指標である。従って、｜Ｌ(l)（Ｄ’）|を用
いることによって従来の２段階パス選択法よりも精度の
高い選択が可能になると考えられる。
する受信信号のＬＬＲであるＬ(l)（Ｄ’）の絶対値｜
Ｌ(l)（Ｄ’）|は、このＬＬＲによって送信側の情報デ
ータを判定する場合の信頼度を表すものである。従っ
て、｜Ｌ(l)（Ｄ’）|は受信信号のＳＩＮＲと密接に関
連してＳＩＮＲの状態を定量的に反映し、かつ、正確に
把握できる指標である。従って、｜Ｌ(l)（Ｄ’）|を用
いることによって従来の２段階パス選択法よりも精度の
高い選択が可能になると考えられる。
【００６３】以下、発明の実施の形態の具体的構成を説
明する前の前提条件を説明する。 （１）送信機の側では、ターボ符号化を誤り訂正手段と
して取り込んでいる。即ち、送信された信号はターボ符
号化されているものとする。 （２）ターボ符号化された情報シンボルと受信側で既知
とするパイロットシンボルは図２に示すフォーマットで
送信される。即ち、送信機側の信号フォーマットは位相
既知のパイロットシンボルとしてのＮp個のシンボルを
情報データシンボルとしてのＮs個のシンボル毎に挿入
したフレームで構成するものとする。ここで、パイロッ
トシンボルとしてのＮp個のシンボルが、１パイロット
シンボルブロック９である。 （３）受信装置において、パスの分離と各パスの位相同
期に関する処理は、事前の処理として済んでいるものと
する。
明する前の前提条件を説明する。 （１）送信機の側では、ターボ符号化を誤り訂正手段と
して取り込んでいる。即ち、送信された信号はターボ符
号化されているものとする。 （２）ターボ符号化された情報シンボルと受信側で既知
とするパイロットシンボルは図２に示すフォーマットで
送信される。即ち、送信機側の信号フォーマットは位相
既知のパイロットシンボルとしてのＮp個のシンボルを
情報データシンボルとしてのＮs個のシンボル毎に挿入
したフレームで構成するものとする。ここで、パイロッ
トシンボルとしてのＮp個のシンボルが、１パイロット
シンボルブロック９である。 （３）受信装置において、パスの分離と各パスの位相同
期に関する処理は、事前の処理として済んでいるものと
する。
【００６４】以下、本発明に係わるレイク受信装置の具
体的構成を図４を参照しつつ説明する。
体的構成を図４を参照しつつ説明する。
【００６５】図４において、２０l（ｌ＝０〜Ｌ）はレ
イクフィンガー回路を示している。各レイクフィンガー
回路２０lは、チャネル推定部２１、遅延回路２２、乗
算回路２３、パイロットシンボル除去部２４を有する。
イクフィンガー回路を示している。各レイクフィンガー
回路２０lは、チャネル推定部２１、遅延回路２２、乗
算回路２３、パイロットシンボル除去部２４を有する。
【００６６】最初に、フィンガー個数分のマルチパス信
号ｙl（ｎ；ｍ）がレイクフィンガー回路毎に入力さ
れ、各レイクフィンガー回路のチャネル推定部２１によ
りチャネルの推定とフェージンクの歪の補償とが行われ
る。
号ｙl（ｎ；ｍ）がレイクフィンガー回路毎に入力さ
れ、各レイクフィンガー回路のチャネル推定部２１によ
りチャネルの推定とフェージンクの歪の補償とが行われ
る。
【００６７】チャネル推定では、まず、パイロットシン
ボルブロック９毎にパイロットシンボルの平均値ξ'
l(ｎ)を下記（１９）式に基づき計算する。 ξ'l(ｎ)＝（１／Ｎp）Σｙp（ｎ；ｍ） …（１９） ここで、ｎはパイロットシンボルブロック９が所属する
スロットの番号、ｍはそのパイロットシンボルブロック
９に所属するパイロットシンボルの番号である。また、
「Σ」はｍ＝０からＮp-1個までの和をとることを意味
する。
ボルブロック９毎にパイロットシンボルの平均値ξ'
l(ｎ)を下記（１９）式に基づき計算する。 ξ'l(ｎ)＝（１／Ｎp）Σｙp（ｎ；ｍ） …（１９） ここで、ｎはパイロットシンボルブロック９が所属する
スロットの番号、ｍはそのパイロットシンボルブロック
９に所属するパイロットシンボルの番号である。また、
「Σ」はｍ＝０からＮp-1個までの和をとることを意味
する。
【００６８】そして、数個の平均値ξ'l(ｎ)に対して更
に重み付け平均を行い、最終のチャネル推定値ξ”
l(ｎ)を下記の式（２０）に基づいて得る。 ξ”l(ｎ)＝Σ｛α(i)・ξ'l(ｎ＋ｉ)｝ …（２０） 「Σ」はｉ＝−Ｋ＋１からＫまでの和をとることを意味
する。
に重み付け平均を行い、最終のチャネル推定値ξ”
l(ｎ)を下記の式（２０）に基づいて得る。 ξ”l(ｎ)＝Σ｛α(i)・ξ'l(ｎ＋ｉ)｝ …（２０） 「Σ」はｉ＝−Ｋ＋１からＫまでの和をとることを意味
する。
【００６９】ここで、−Ｋ＋１〜Ｋまでの２Ｋは重み付
け平均を行うξ'l(ｎ)の個数、α(i )は平均化の重み係
数である。α(i)及びＫの値はシステムのパラメータと
して設定される。
け平均を行うξ'l(ｎ)の個数、α(i )は平均化の重み係
数である。α(i)及びＫの値はシステムのパラメータと
して設定される。
【００７０】チャネル推定後、チャネル推定値ξ”
l(ｎ)を用いてｎ番目のスロットの情報シンボル区間の
チャネル変動を補償する。このフェージング補償をする
ときに、従来の式（１）を用いず、下記式（２１）を用
いてフェージングを補償する。 Ｙl（ｎ；ｍ）＝ｙl（ｎ；ｍ）・｛ξ”l *(ｎ)／│ξ”l(ｎ)│｝…（２１） すなわち、乗算回路２３は上記（２１）式に基づきフェ
ージングを補償する。このフェージング補償された信号
Ｙl（ｎ；ｍ）はパイロット信号除去部２４に入力さ
れ、このパイロット信号除去部２４によりパイロットシ
ンボルが取り除かれ、情報シンボル部１０の区間に対応
する部分の信号Ｙl（ｎ；ｍ）がパイロットシンボル除
去部２４から出力される。
l(ｎ)を用いてｎ番目のスロットの情報シンボル区間の
チャネル変動を補償する。このフェージング補償をする
ときに、従来の式（１）を用いず、下記式（２１）を用
いてフェージングを補償する。 Ｙl（ｎ；ｍ）＝ｙl（ｎ；ｍ）・｛ξ”l *(ｎ)／│ξ”l(ｎ)│｝…（２１） すなわち、乗算回路２３は上記（２１）式に基づきフェ
ージングを補償する。このフェージング補償された信号
Ｙl（ｎ；ｍ）はパイロット信号除去部２４に入力さ
れ、このパイロット信号除去部２４によりパイロットシ
ンボルが取り除かれ、情報シンボル部１０の区間に対応
する部分の信号Ｙl（ｎ；ｍ）がパイロットシンボル除
去部２４から出力される。
【００７１】レイクフィンガー回路２０lからの出力Ｙl
(ｎ；ｍ)はパス毎に循環ＬＬＲ計算器２５lに入力され
る。図４では、Ｌ＝３として、３個の循環ＬＬＲ計算器
２５1、２５2、２５3が示されている。
(ｎ；ｍ)はパス毎に循環ＬＬＲ計算器２５lに入力され
る。図４では、Ｌ＝３として、３個の循環ＬＬＲ計算器
２５1、２５2、２５3が示されている。
【００７２】各循環ＬＬＲ計算器には、前段の循環ＬＬ
Ｒ計算器からのＬＬＲ出力も外部ＬＬＲ（Ｌ
(i) e（ｄ’））として入力される。例えば、後段の循環
ＬＬＲ計算器２５2には前段の循環ＬＬＲ計算器２５1の
ＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力され、後段の循環Ｌ
ＬＲ計算器２５3には前段の循環ＬＬＲ計算器２５2のＬ
ＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力される。
Ｒ計算器からのＬＬＲ出力も外部ＬＬＲ（Ｌ
(i) e（ｄ’））として入力される。例えば、後段の循環
ＬＬＲ計算器２５2には前段の循環ＬＬＲ計算器２５1の
ＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力され、後段の循環Ｌ
ＬＲ計算器２５3には前段の循環ＬＬＲ計算器２５2のＬ
ＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力される。
【００７３】送信機側では情報シンボル部１０の区間が
ターボ符号化されているので、このターボ符号を利用し
て繰り返しＬＬＲを計算する。従来のターボ復号の繰り
返し計算の初期事前尤度Ｌ(i)(ｄ)は「０」と設定され
るのに対して、この発明では、Ｌ(i) e(ｄ’)と設定され
ることになる。
ターボ符号化されているので、このターボ符号を利用し
て繰り返しＬＬＲを計算する。従来のターボ復号の繰り
返し計算の初期事前尤度Ｌ(i)(ｄ)は「０」と設定され
るのに対して、この発明では、Ｌ(i) e(ｄ’)と設定され
ることになる。
【００７４】ただし、最初の循環ＬＬＲ計算器２５1の
外部ＬＬＲ出力の値は「０」、最終段の循環ＬＬＲ計算
器２５3のＬＬＲ出力は他の循環ＬＬＲ計算器には入力
されない。
外部ＬＬＲ出力の値は「０」、最終段の循環ＬＬＲ計算
器２５3のＬＬＲ出力は他の循環ＬＬＲ計算器には入力
されない。
【００７５】すなわち、この発明では、二段目以降の各
循環ＬＬＲ計算器には、対応するレイクフィンガー回路
からフェージング歪み補償がされかつパイロットシンボ
ルが除去された信号Ｙl（ｎ；ｍ）が入力されると共
に、前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲ
出力として入力される。
循環ＬＬＲ計算器には、対応するレイクフィンガー回路
からフェージング歪み補償がされかつパイロットシンボ
ルが除去された信号Ｙl（ｎ；ｍ）が入力されると共
に、前段の循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲ
出力として入力される。
【００７６】図５はその循環ＬＬＲ計算器２５lのブロ
ック回路図である。循環ＬＬＲ計算器２５lはソフトイ
ン・ソフトアウト復号器２６、ソフトイン・ソフトアウ
ト復号器２７を有する。ソフトイン・ソフトアウト復号
器２６とソフトイン・ソフトアウト復号器２７との間に
は並べ替えを行うインタリーバ回路２８が設けられ、ソ
フトイン・ソフトアウト復号器２６の外部ＬＬＲ出力Ｌ
(1) e（ｄ’）はインタリーバ２８に入力され、インタリ
ーバ２８を介して、送信データＬ(2)（ｄ）としてソフ
トイン・ソフトアウト復号器２７に入力される。
ック回路図である。循環ＬＬＲ計算器２５lはソフトイ
ン・ソフトアウト復号器２６、ソフトイン・ソフトアウ
ト復号器２７を有する。ソフトイン・ソフトアウト復号
器２６とソフトイン・ソフトアウト復号器２７との間に
は並べ替えを行うインタリーバ回路２８が設けられ、ソ
フトイン・ソフトアウト復号器２６の外部ＬＬＲ出力Ｌ
(1) e（ｄ’）はインタリーバ２８に入力され、インタリ
ーバ２８を介して、送信データＬ(2)（ｄ）としてソフ
トイン・ソフトアウト復号器２７に入力される。
【００７７】ソフトイン・ソフトアウト復号器２７は送
信データＬ(2)（ｄ）と入力Ｌcｘとに基づき外部ＬＬＲ
出力Ｌ(2) e（ｄ’）をデ・インタリーバ２９に出力し、
デ・インタリーバ２９は元の順序に戻してソフトイン・
ソフトアウト復号器２６に判定された情報データＬ(1)
（ｄ’）を出力する。
信データＬ(2)（ｄ）と入力Ｌcｘとに基づき外部ＬＬＲ
出力Ｌ(2) e（ｄ’）をデ・インタリーバ２９に出力し、
デ・インタリーバ２９は元の順序に戻してソフトイン・
ソフトアウト復号器２６に判定された情報データＬ(1)
（ｄ’）を出力する。
【００７８】この循環ＬＬＲ計算器２５lはターボ復号
器とよく似ているが、循環ＬＬＲ計算器２５lではデー
タ判定部に対応する部分が無い点が異なる。
器とよく似ているが、循環ＬＬＲ計算器２５lではデー
タ判定部に対応する部分が無い点が異なる。
【００７９】各循環ＬＬＲ計算器２５lの出力はパス選
択部３０に入力され、パスの選択が行なわれる。このパ
ス選択部３０では、下記式（２２）を満足するパスの選
択が行われるものである。
択部３０に入力され、パスの選択が行なわれる。このパ
ス選択部３０では、下記式（２２）を満足するパスの選
択が行われるものである。
【００８０】│Ｌ（ｄ(l)）│≧ＴLLR …（２２） ただし、ここで、ＴLLRはパス選択に関するＬＬＲの閾
値であり、システムのパラメータとして設定される。
値であり、システムのパラメータとして設定される。
【００８１】すなわち、パス選択部３０は、循環ＬＬＲ
計算器の出力をこの閾値ＴＬＬＲと比較してパス選択の
判断を行う。
計算器の出力をこの閾値ＴＬＬＲと比較してパス選択の
判断を行う。
【００８２】パス選択手順を以上のようにすることによ
り、式（２）に従う従来のレイク受信装置に比べ大幅な
パス選択手順の簡略化が図れる。
り、式（２）に従う従来のレイク受信装置に比べ大幅な
パス選択手順の簡略化が図れる。
【００８３】すなわち、パス選択部３０は、パス毎に得
られたＬＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する
閾値設定手段と、この閾値と各循環ＬＬＲ計算器のＬＬ
Ｒ計算器のＬＬＲ出力の値とを比較してパスを選択する
か否かを判定する判定手段とを備えている。
られたＬＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する
閾値設定手段と、この閾値と各循環ＬＬＲ計算器のＬＬ
Ｒ計算器のＬＬＲ出力の値とを比較してパスを選択する
か否かを判定する判定手段とを備えている。
【００８４】この後、選択されたパスのＬＬＲはレイク
合成部３１に入力されて合成される。レイク合成部３１
での合成処理は、対応するパスのＬＬＲの値の単純加算
である。
合成部３１に入力されて合成される。レイク合成部３１
での合成処理は、対応するパスのＬＬＲの値の単純加算
である。
【００８５】すなわち、レイク合成部３１はパス選択部
３０で選択されたパスに対する各パスのＬＬＲの値を加
算する。
３０で選択されたパスに対する各パスのＬＬＲの値を加
算する。
【００８６】最後に、合成されたＬＬＲはデータ判定部
３２に入力され、データ判定が行なわれる。データ判定
はｄ’（ｎ；ｍ）=sgn[Ｌ（ｄ（ｎ；ｍ））]によって行
う。このsgn[ｘ]は、ｘの符号（＋又は−）を表す。
ｄ’（ｎ；ｍ）がｄ（ｎ；ｍ）と同じであれば、このビ
ットについて正しく通信ができたことを意味する。
３２に入力され、データ判定が行なわれる。データ判定
はｄ’（ｎ；ｍ）=sgn[Ｌ（ｄ（ｎ；ｍ））]によって行
う。このsgn[ｘ]は、ｘの符号（＋又は−）を表す。
ｄ’（ｎ；ｍ）がｄ（ｎ；ｍ）と同じであれば、このビ
ットについて正しく通信ができたことを意味する。
【００８７】すなわち、データ判定部３２はＬＬＲ合成
部３１からのＬＬＲの出力の値の符号によってデータが
「１」であるのか、「０」であるかを判定する。
部３１からのＬＬＲの出力の値の符号によってデータが
「１」であるのか、「０」であるかを判定する。
【００８８】図６は本発明に係わるレイク受信装置のシ
ミュレーションシステム図を示している。
ミュレーションシステム図を示している。
【００８９】無線送信機１Ｂにはデータが入力され、変
調されて無線送信される。レイク受信装置１Ａには伝搬
路の途中で各種のノイズ、干渉が加わったマルチパス信
号が受信される。レイク受信装置１Ａはこのマルチパス
信号に基づきデータを復調する。
調されて無線送信される。レイク受信装置１Ａには伝搬
路の途中で各種のノイズ、干渉が加わったマルチパス信
号が受信される。レイク受信装置１Ａはこのマルチパス
信号に基づきデータを復調する。
【００９０】このシミュレーションシステムの諸元を以
下に示す。 送信機１Ｂ： ・ビットレート：16kHz ・インターリーブ長：128bits（8ms）、方式：ランダム ・ターボ符号の成分符号器の構成：８進表示で（３０、
２３） ・トレリス終結方法：自己トレリス終結法 伝搬路： ・マルチパス環境 ３パスモデルとした。この伝搬路の遅延プロファイルは
図７に示されている。
下に示す。 送信機１Ｂ： ・ビットレート：16kHz ・インターリーブ長：128bits（8ms）、方式：ランダム ・ターボ符号の成分符号器の構成：８進表示で（３０、
２３） ・トレリス終結方法：自己トレリス終結法 伝搬路： ・マルチパス環境 ３パスモデルとした。この伝搬路の遅延プロファイルは
図７に示されている。
【００９１】なお、マルチパスの影響はベースバンドに
おいて等価的に扱い、また、ＬＬＲに基づくレイク受信
装置では、入力各パスが理想的に分離入力されるものと
仮定した。 ・パス中のフェージングはレィリーフェージング（Rayl
eighフェージング）とした。
おいて等価的に扱い、また、ＬＬＲに基づくレイク受信
装置では、入力各パスが理想的に分離入力されるものと
仮定した。 ・パス中のフェージングはレィリーフェージング（Rayl
eighフェージング）とした。
【００９２】ドップラー周波数：100Hz（キャリア周波
数2GHzの場合、54km/hに相当） ・各パスに含まれる雑音及び干渉としては帯域制限され
た白色加法性雑音ＡＷＧＮを設定し、３パス相互の雑音
間における相関は以下の係数による関係であると仮定し
た。
数2GHzの場合、54km/hに相当） ・各パスに含まれる雑音及び干渉としては帯域制限され
た白色加法性雑音ＡＷＧＮを設定し、３パス相互の雑音
間における相関は以下の係数による関係であると仮定し
た。
【００９３】
【表１】
【００９４】受信装置１Ａ： ・サンプリング周波数：16kHz ・インターリーブ長：128bits(8ms)、方式：ランダム ・ターボ符号の成分符号機の構成：８進表示で（３０、
２３） ・ターボ復号の繰り返し回数 レイク・ターボの場合：１５回 ＬＬＲレイクの場合：５回／（レイクフィンガー）×３
レイクフィンガー ・ＬＬＲに基づくパス選択時の閾値：ＴLLR＝０、即
ち、有効信号は全て選択とした。
２３） ・ターボ復号の繰り返し回数 レイク・ターボの場合：１５回 ＬＬＲレイクの場合：５回／（レイクフィンガー）×３
レイクフィンガー ・ＬＬＲに基づくパス選択時の閾値：ＴLLR＝０、即
ち、有効信号は全て選択とした。
【００９５】シミュレーションの結果を図８に示す。こ
こで、従来技術に対する本発明による効果をBER=10-3を
得るための所要SINRで比較すると、表２に示すように、
約４dBと見積もることが出来る。
こで、従来技術に対する本発明による効果をBER=10-3を
得るための所要SINRで比較すると、表２に示すように、
約４dBと見積もることが出来る。
【００９６】
【表２】 これにより、従来のMRC（Maximal Ratio Combining）レ
イク合成回路では効果が得られない、相関を持つマルチ
パスに対しても、レイク合成の効果が得られることが明
らかになった。
イク合成回路では効果が得られない、相関を持つマルチ
パスに対しても、レイク合成の効果が得られることが明
らかになった。
【００９７】以上説明したように本発明によれば、 （１）レイク合成部と誤り訂正処理のターボ復号部の機
能を組み合わせた効果を実現できる。 （２）レイクフィンガー間においては、１個の循環ＬＬ
Ｒ計算器のＬＬＲ出力を他の循環ＬＬＲ計算器の外部Ｌ
ＬＲ出力の値として利用することにより、ターボ復号の
繰り返し演算処理と同様の誤り特性改善効果を実現でき
る。 （３）従来の最大比合成手段では、合成する２つパスの
時間的な間隔が相関関係が生じる相対遅延時間の範囲よ
り長い場合は効果があるが、短いときは効果が低い。
能を組み合わせた効果を実現できる。 （２）レイクフィンガー間においては、１個の循環ＬＬ
Ｒ計算器のＬＬＲ出力を他の循環ＬＬＲ計算器の外部Ｌ
ＬＲ出力の値として利用することにより、ターボ復号の
繰り返し演算処理と同様の誤り特性改善効果を実現でき
る。 （３）従来の最大比合成手段では、合成する２つパスの
時間的な間隔が相関関係が生じる相対遅延時間の範囲よ
り長い場合は効果があるが、短いときは効果が低い。
【００９８】これに対して、ＬＬＲを合成する本発明の
場合には、このような問題はなく、相関関係が生じる領
域でのマルチパスにおいても合成の効果が得られる。
場合には、このような問題はなく、相関関係が生じる領
域でのマルチパスにおいても合成の効果が得られる。
【００９９】なお、以上説明した発明の理解のうえで、
以下の[1]−[３]に記載の文献を参照されたい。 ［１］Claude Berrou,and Alain Glavieux,Near Optimu
m Error Correcting Coding andDecoding:Turbo-Codes,
IEEE Trans.on Commun.Vol.44，No10,1261-1271(199
6)． ［２]福元 暁、佐和橋 衛、安達 文幸、広帯域DS-CD
MA方式における２段階しきい値マルチパス選択法用いた
マッチトフィルタRAKE受信の特性、信学技報、A-P97-10
4、RCS97-119(1997-10)pp.43-48。 ［３］井坂 元彦、ターボ符号復号の基礎概念とその拡
張性、DSP & Communications Conference 2000,Tokyo,J
apan,Jan2000.
以下の[1]−[３]に記載の文献を参照されたい。 ［１］Claude Berrou,and Alain Glavieux,Near Optimu
m Error Correcting Coding andDecoding:Turbo-Codes,
IEEE Trans.on Commun.Vol.44，No10,1261-1271(199
6)． ［２]福元 暁、佐和橋 衛、安達 文幸、広帯域DS-CD
MA方式における２段階しきい値マルチパス選択法用いた
マッチトフィルタRAKE受信の特性、信学技報、A-P97-10
4、RCS97-119(1997-10)pp.43-48。 ［３］井坂 元彦、ターボ符号復号の基礎概念とその拡
張性、DSP & Communications Conference 2000,Tokyo,J
apan,Jan2000.
【０１００】
【発明の効果】本発明によれば、マルチパス伝搬環境で
の無線通信に際し、より厳密にパスの選択を行うことに
よる通信品質の向上が可能なレイク合成回路を提供でき
る。
の無線通信に際し、より厳密にパスの選択を行うことに
よる通信品質の向上が可能なレイク合成回路を提供でき
る。
【図１】 従来のレイク受信装置のブロック回路図であ
る。
る。
【図２】 送信信号の情報のフォーマットの一例を示す
図である。
図である。
【図３】 無線送受信のマルチパスの説明図であって、
（ａ）は非相関雑音の場合を示し、（ｂ）は相関雑音が
生じる場合を示す。
（ａ）は非相関雑音の場合を示し、（ｂ）は相関雑音が
生じる場合を示す。
【図４】 本発明の実施の形態に係わるレイク受信装置
のブロック回路図である。
のブロック回路図である。
【図５】 図４に示す循環ＬＬＲ計算器の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図６】 送受信系のシミュレーションシステムズであ
る。
る。
【図７】 遅延プロファイルの一例を示す図である。
【図８】 BER=10-3の所要SlNR特性を示す図である。
２０l レイクフィンガー回路 ２５l 循環ＬＬＲ計算器 ３０ パス選択部 ３１ ＬＬＲ合成部 ３２ データ判定部
Claims (13)
- 【請求項１】 マルチパス受信信号を受信してチャネル
の推定とフェージングの歪み補償を行う複数個のレイク
フィンガー回路と、各レイクフィンガー回路から出力さ
れた補償直後の受信信号がそれぞれ入力されて対数尤度
比であるＬＬＲを計算する複数個の循環ＬＬＲ計算器
と、各循環ＬＬＲ計算器からのＬＬＲが入力されて、パ
ス毎の閾値とＬＬＲとを比較してパスを選択するパス選
択部と、該パス選択部で選択された各パスのＬＬＲの値
を合成するＬＬＲ合成部と、該ＬＬＲ合成部で出力され
た合成出力に基づきデータの判定を行って情報として出
力するデータ判定部とを備え、前記各循環ＬＬＲ計算器
には、後段の循環ＬＬＲ計算器に前段の循環ＬＬＲ計算
器のＬＬＲ出力が外部ＬＬＲとして入力されることを特
徴とする対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項２】 ターボ符号化された情報を含む信号を送
受信する無線通信システムのレイク受信装置であって、
受信信号を複数のパスに分離して各パスの信号を処理し
て合成するものであり、各パス毎のチャネル推定とフェ
ージング歪み補償とを行うレイクフィンガー回路の出力
に基づき、各パス毎にそのパスの信号について対数尤度
比であるＬＬＲを計算し、その後、各パスで求めた対数
尤度比を合成するＬＬＲ合成部が設けられていることを
特徴とする対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項３】 各パス毎に対数尤度比を計算する手段と
して、ターボ復号器からデータ判定部に対応する部分を
除去した構成を有する循環ＬＬＲ計算器が用いられてい
ることを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比に基づ
くレイク受信装置。 - 【請求項４】 各パス毎に設けられた循環ＬＬＲ計算器
のＬＬＲ出力が他のパスに設けられている循環ＬＬＲ計
算器の外部ＬＬＲ入力として利用するように前記循環Ｌ
ＬＲ計算器が構成されていることを特徴とする請求項３
に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項５】 各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出力の値を
閾値と比較することによりパスを選択するパス選択部が
設けられていることを特徴とする請求項４に記載の対数
尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項６】 前記パス選択部は、パス毎に得られたＬ
ＬＲ出力の値に対するパス毎の閾値を設定する閾値設定
手段と、前記閾値と前記各循環ＬＬＲ計算器のＬＬＲ出
力の値とを比較してパスを選択するか否かを判定する判
定手段とを備えていることを特徴とする請求項５に記載
の対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項７】 前記判定手段は、ＬＬＲの絶対値が閾値
以上の値のパスを選択することを特徴とする請求項６に
記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項８】 前記ＬＬＲ合成部は、選択されたパスの
ＬＬＲ出力の値を合成することを特徴とする請求項５な
いし請求項７のいずれか１項に記載の対数尤度比に基づ
くレイク受信装置。 - 【請求項９】 前記ＬＬＲ合成部は前記選択された各パ
スのＬＬＲ出力の値を単純加算することを特徴とする請
求項８に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項１０】 前記ＬＬＲ合成部からの出力に基づき
データを復調するデータ判定部を有することを特徴とす
る請求項８又は請求項９に記載の対数尤度比に基づくレ
イク受信装置。 - 【請求項１１】 送信信号の１スロットが受信装置側で
既知のパイロットシンボルと、ターボ符号化された情報
シンボルとが時系列順に並べられた構成であり、前記レ
イクフィンガー回路は、各スロットのパイロットシンボ
ルを検出して平均値を求めた後、更にその平均値に対し
て重みづけの平均をとることによってチャネル推定値を
求め、このチャネル推定値に基づいてフェージング補償
を行うことを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比に
基づくレイク受信装置。 - 【請求項１２】 前記レイクフィンガー回路には、チャ
ネル推定補償後に、パイロット信号を除去するパイロッ
ト信号除去部が設けられていることを特徴とする請求項
１１に記載の対数尤度比に基づくレイク受信装置。 - 【請求項１３】 前記データ判定部は、前記ＬＬＲ合成
部からのＬＬＲの出力の値の符号によって、データが
「１」であるか「０」であるかを判定することを特徴と
する請求項１０に記載の対数尤度比に基づくレイク受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000394503A JP4588872B2 (ja) | 2000-12-26 | 2000-12-26 | 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000394503A JP4588872B2 (ja) | 2000-12-26 | 2000-12-26 | 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002198862A true JP2002198862A (ja) | 2002-07-12 |
| JP4588872B2 JP4588872B2 (ja) | 2010-12-01 |
Family
ID=18860123
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000394503A Expired - Fee Related JP4588872B2 (ja) | 2000-12-26 | 2000-12-26 | 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4588872B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100866982B1 (ko) | 2006-12-01 | 2008-11-05 | 한국전자통신연구원 | 통신시스템에서의 로그 근사율 계산 방법 및 장치 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08228191A (ja) * | 1995-02-22 | 1996-09-03 | Nec Corp | 受信装置 |
| JPH08251144A (ja) * | 1995-03-10 | 1996-09-27 | N T T Ido Tsushinmo Kk | 信頼度情報生成方法および信頼度情報生成装置 |
| JPH10126383A (ja) * | 1996-10-18 | 1998-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 干渉信号除去装置 |
| JP2000295200A (ja) * | 1999-04-01 | 2000-10-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 干渉信号除去装置 |
| WO2000074247A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Optimum turbo decoding architecture and method using a constant or quasi-constant signal-to-noise ratio |
-
2000
- 2000-12-26 JP JP2000394503A patent/JP4588872B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08228191A (ja) * | 1995-02-22 | 1996-09-03 | Nec Corp | 受信装置 |
| JPH08251144A (ja) * | 1995-03-10 | 1996-09-27 | N T T Ido Tsushinmo Kk | 信頼度情報生成方法および信頼度情報生成装置 |
| JPH10126383A (ja) * | 1996-10-18 | 1998-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 干渉信号除去装置 |
| JP2000295200A (ja) * | 1999-04-01 | 2000-10-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 干渉信号除去装置 |
| WO2000074247A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Optimum turbo decoding architecture and method using a constant or quasi-constant signal-to-noise ratio |
| JP2003501859A (ja) * | 1999-05-28 | 2003-01-14 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 一定または準一定の信号対雑音比を用いた最適なターボ復号アーキテクチャと方法 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100866982B1 (ko) | 2006-12-01 | 2008-11-05 | 한국전자통신연구원 | 통신시스템에서의 로그 근사율 계산 방법 및 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4588872B2 (ja) | 2010-12-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1135908B1 (en) | Adaptive channel characterization using decoded symbols | |
| JP4343694B2 (ja) | 送信チャネル間のゲインオフセットを決定する方法 | |
| US6680967B1 (en) | Receiver | |
| US7352829B2 (en) | Data-aided channel estimation | |
| JP3800382B2 (ja) | 干渉キャンセラにおける伝搬路推定方法及び干渉除去装置 | |
| TW200952405A (en) | Apparatus and method for receiving signal and global system for mobile communication phone | |
| US7440524B2 (en) | Channel estimation in a wireless transmission system | |
| JP2002043990A (ja) | 無線通信用受信装置 | |
| JP3424723B2 (ja) | 適応等化器 | |
| JP4588872B2 (ja) | 対数尤度比に基づくレイク受信装置及び通信システム | |
| US6909759B2 (en) | Wireless receiver using noise levels for postscaling an equalized signal having temporal diversity | |
| JPH11127208A (ja) | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 | |
| US6920193B2 (en) | Wireless receiver using noise levels for combining signals having spatial diversity | |
| US7363011B2 (en) | Method and apparatus for estimating the impulse response of a radio channel based on a calculated correlation sequence | |
| EP1584141B1 (en) | Wireless receiver and method for determining a representation of noise level of a signal | |
| US8976840B2 (en) | Radio receiver for detecting an additive white Gaussian noise channel | |
| CN115801186B (zh) | 一种基于反馈迭代的突发通信Turbo译码方法 | |
| US10951338B2 (en) | Soft value extraction method and device applicable to OvXDM system, and OvXDM system | |
| US20140133611A1 (en) | Wireless communication apparatus and one-path state determination method | |
| JP2690196B2 (ja) | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 | |
| KR100204593B1 (ko) | 이동통신 페이딩 채널에서의 디코딩 장치 | |
| CN100362755C (zh) | 一种符号的估计方法 | |
| JP3338662B2 (ja) | 受信装置及び復号方法 | |
| JP2004312612A (ja) | ダイバーシチ受信装置 | |
| JPH1051364A (ja) | ビタビ等化器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071214 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100401 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100518 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100707 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100907 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100909 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130917 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |