JP2006314171A - 直流電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 複数の入力電源を出力と絶縁し、かつ入力電源の間で充電を行えるようにした直流電源装置を提供する。
【解決手段】 直流電源装置12は、入力端子Pi1,Pi2に接続されて交流を出力するスイッチング回路10(通常側スイッチング回路)と、入力端子Pi3,Pi4に接続されて交流を出力するスイッチング回路18(バックアップ側スイッチング回路)と、一次巻線M1a(第1の一次巻線),一次巻線M1b(第2の一次巻線)および二次巻線M2とを備えたトランスTと、整流回路14と、平滑回路16と、制御回路20と、スイッチSW1(通常側遮断スイッチ)と、スイッチSW2(バックアップ側遮断スイッチ)とを有する。制御回路20がスイッチング回路10,18の作動を制御し、直流電源E1のバックアップを直流電源E2で行い、また直流電源E1と直流電源E2とのうちで一方から他方に充電を行う。
【選択図】 図1
【解決手段】 直流電源装置12は、入力端子Pi1,Pi2に接続されて交流を出力するスイッチング回路10(通常側スイッチング回路)と、入力端子Pi3,Pi4に接続されて交流を出力するスイッチング回路18(バックアップ側スイッチング回路)と、一次巻線M1a(第1の一次巻線),一次巻線M1b(第2の一次巻線)および二次巻線M2とを備えたトランスTと、整流回路14と、平滑回路16と、制御回路20と、スイッチSW1(通常側遮断スイッチ)と、スイッチSW2(バックアップ側遮断スイッチ)とを有する。制御回路20がスイッチング回路10,18の作動を制御し、直流電源E1のバックアップを直流電源E2で行い、また直流電源E1と直流電源E2とのうちで一方から他方に充電を行う。
【選択図】 図1
Description
本発明は、通常側電源とバックアップ側電源から供給される電力を切り換えて直流で出力するように構成した直流電源装置に関する。
従来の直流電源装置では、交流入力及び直流入力のどちらでも動作させるように構成した技術や(例えば特許文献1を参照)、複数の入力電源を単一の出力として取り出せるように構成した技術が開示されている(例えば特許文献2を参照)。
特開2002−199704号公報(第2−3頁,図1)
特開平5−268765号公報(第2−3頁,図1)
例えば、ハイブリッド自動車などに搭載される電源としては、高電圧バッテリと通常の12Vバッテリがある。車両の電装部品等に電力を供給するのに、通常は高電圧バッテリを電力変換して供給し、12Vバッテリをバックアップ電源として用いる場合がある。このような使用方法をする場合、短絡などの故障時に回路を保護する為、電源は絶縁されていることが望ましい。また、ハイブリッド自動車では、12Vバッテリは単に高電圧バッテリのバックアップ電源としてのみ使用されるのでは無く、その他の補機にも電力を供給しており、バックアップとして用いられていなくても電圧が低下する場合がある。そうすると、バックアップとして用いる場合に、使用できなくなる。これを防ぐために12Vバッテリの電圧が低下した場合に高電圧バッテリで充電する必要もでてくる。
しかし、特許文献1に記載された発明では、直流入力は出力と絶縁できているが、交流入力は出力と絶縁できていない。また特許文献2に記載された発明では、複数の入力電源は出力と絶縁できているものの、入力電源の間で充電を行うことができない。
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、通常用いられる電源とそのバックアップ用電源との複数の入力電源を有し、直流電力を出力する直流電源装置であって、複数の入力電源を出力と絶縁し、かつ入力電源の間で充電を行うことのできる直流電源装置を提供することを目的とする。
しかし、特許文献1に記載された発明では、直流入力は出力と絶縁できているが、交流入力は出力と絶縁できていない。また特許文献2に記載された発明では、複数の入力電源は出力と絶縁できているものの、入力電源の間で充電を行うことができない。
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、通常用いられる電源とそのバックアップ用電源との複数の入力電源を有し、直流電力を出力する直流電源装置であって、複数の入力電源を出力と絶縁し、かつ入力電源の間で充電を行うことのできる直流電源装置を提供することを目的とする。
(1)課題を解決するための手段(以下では単に「解決手段」と呼ぶ。)1は、 通常側電源の入力端子に接続され、交流を出力する通常側スイッチング回路と、バックアップ側電源の入力端子に接続され、交流を出力するバックアップ側スイッチング回路と、前記通常側スイッチング回路が接続された第1の一次巻線と、前記バックアップ側スイッチング回路が接続された第2の一次巻線と、二次巻線とを備えたトランスと、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路による整流出力を平滑して出力端子に出力する平滑回路と、前記通常側スイッチング回路と前記バックアップ側スイッチング回路とで個別に作動を制御する制御回路とを有し、
前記通常側スイッチング回路は前記通常側電源の入力端子からの電力を遮断する通常側遮断スイッチを備え、前記バックアップ側スイッチング回路は前記バックアップ側電源の入力端子からの電力を遮断するバックアップ側遮断スイッチを備え、前記通常側スイッチング回路内のスイッチング素子と前記バックアップ側スイッチング回路内のスイッチング素子はそれぞれダイオードが逆並列に接続され、前記制御回路は、前記通常側遮断スイッチを導通させ、前記バックアップ側遮断スイッチを遮断し、前記通常側スイッチング回路の作動を制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を停止制御する通常制御と、前記通常側遮断スイッチを遮断し、前記バックアップ側遮断スイッチを導通させ、前記通常側スイッチング回路の作動を停止制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を制御するバックアップ制御と、前記通常側遮断スイッチと前記バックアップ側遮断スイッチをともに導通させ、前記通常側スイッチング回路と前記バックアップ側スイッチング回路のうちの一方の作動を制御し、他方の作動を停止制御し他方の前記ダイオードによって電力が整流されて通常側電源およびバックアップ側電源のうちで一方から他方に充電する充電制御を行うことを要旨とする。
前記通常側スイッチング回路は前記通常側電源の入力端子からの電力を遮断する通常側遮断スイッチを備え、前記バックアップ側スイッチング回路は前記バックアップ側電源の入力端子からの電力を遮断するバックアップ側遮断スイッチを備え、前記通常側スイッチング回路内のスイッチング素子と前記バックアップ側スイッチング回路内のスイッチング素子はそれぞれダイオードが逆並列に接続され、前記制御回路は、前記通常側遮断スイッチを導通させ、前記バックアップ側遮断スイッチを遮断し、前記通常側スイッチング回路の作動を制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を停止制御する通常制御と、前記通常側遮断スイッチを遮断し、前記バックアップ側遮断スイッチを導通させ、前記通常側スイッチング回路の作動を停止制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を制御するバックアップ制御と、前記通常側遮断スイッチと前記バックアップ側遮断スイッチをともに導通させ、前記通常側スイッチング回路と前記バックアップ側スイッチング回路のうちの一方の作動を制御し、他方の作動を停止制御し他方の前記ダイオードによって電力が整流されて通常側電源およびバックアップ側電源のうちで一方から他方に充電する充電制御を行うことを要旨とする。
解決手段1によれば、通常側スイッチング回路とバックアップ側スイッチング回路は、いずれもトランスを介して出力端子に接続しているので、入出力間の絶縁を確実に行うことができる。また、制御回路が二つのスイッチング回路の作動を制御するので、入力電源の間で充電が行える。入力電源間の充電は、例えば両方の遮断スイッチをともにONして導通させ、充電する側のスイッチング回路を動作させ、充電される側のスイッチング回路を停止させればよい。また、通常側電源とバックアップ側電源の一方がダウンした場合に他方の電源によりバックアップして出力端子に電力を供給できる。ダウンした側の遮断スイッチをOFFして遮断し、バックアップする側の遮断スイッチをONして導通させ、バックアップする側のスイッチング回路を動作させればよい。
(2)解決手段2は、解決手段1に記載した直流電源装置であって、制御回路は、通常側電源の入力端子とバックアップ側電源の入力端子のうちで一方または他方の端子間電圧が許容範囲外であるときは通常側電源およびバックアップ側電源のうちで他方から一方にまたは一方から他方に充電する制御を行うことを要旨とする。
解決手段2によれば、制御回路は、通常側電源の入力端子とバックアップ側電源の入力端子のうちで一方または他方の端子間電圧を監視する。監視対象の端子間電圧が許容範囲内であるか許容範囲外であるかによって、充電する制御を行う。したがって、通常側電源やバックアップ側電源の供給電圧によって、電源出力や充電を自動的に行うことができる。
(3)解決手段3は、解決手段1または2に記載した直流電源装置であって、前記出力端子の端子間電圧は、前記通常側電源の入力端子の端子間電圧と前記バックアップ側電源の入力端子の端子間電圧との間の値であることを要旨とする。
解決手段3によれば、通常側電源とバックアップ側電源のどちらか一方の入力端子に供給された電圧を昇圧することになる。つまり当該一方の電源電圧を昇圧したうえで出力端子に出力する。したがって、二つの電源の電圧が異なる場合でも、同じ電圧で出力することができる。また、同じ電圧の二つの電源を用意する必要がなく、電源をいろいろな用途に利用できる。
(4)解決手段4は、解決手段1から3のいずれか一項に記載した直流電源装置であって、前記通常側スイッチング回路内の通常側電源の入力部に接続された整流回路と、前記バックアップ側スイッチング回路内のバックアップ側電源の入力部に接続された整流回路とのうちで少なくとも一方を有し、前記整流回路は、接続されている電源に電力が供給される場合にはインバータとして機能することを要旨とする。
解決手段4によれば、二つの電源のうちで一方または双方が交流電源であっても、対応する整流回路が直流に整流したうえでスイッチング回路に供給する。したがって、交流電源を入力端子に接続した場合でも、所定の直流電圧を出力することができる。
本発明によれば、通常側スイッチング回路とバックアップ側スイッチング回路は、いずれもトランスを介して出力と接続するので、絶縁を確実に行うことができる。また、制御回路が二つのスイッチング回路の作動を制御するので、入力電源の間で充電が行える。
本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお単に「接続」という場合には、特に明示しない限り、電気的な接続を意味する。
図1は、本願発明にかかる直流電源装置の構成例を模式的に表す回路図である。図1の直流電源装置12は、二つのスイッチング回路10,18と、トランスTと、整流回路14と、平滑回路16と、制御回路20などを有する。
スイッチング回路10は「通常側スイッチング回路」に相当し、入力側を入力端子Pi1,Pi2間に接続するとともに、出力側をトランスTの一次巻線M1aに接続する。この一次巻線M1aの巻数をN1とする。入力端子Pi1,Pi2は「通常側電源の入力端子」に相当し、一次巻線M1aは「第1の一次巻線」に相当する。図1の例では、入力端子Pi1,Pi2間に直流電源E1(例えば280ボルト)が接続され、当該入力端子Pi1,Pi2間電圧を電圧計V1で計測する。このスイッチング回路10は制御回路20によって作動制御され、直流電源E1から電源供給を受けて、交流に変換して出力する。
上記スイッチング回路10は、スイッチSW1、コンデンサC1および4つのMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4などを有する。コンデンサC1は入力端子Pi1,Pi2間に接続する。スイッチSW1は入力端子Pi1とコンデンサC1との間に接続され、直流電源E1から電源供給を受けるとき又は、スイッチング回路18から電源供給を受け充電されるときにオンし、受けないときにオフする。このスイッチSW1は制御回路20によってオン/オフが制御される構成になっているが、さらに操作者によって手動操作も可能な構成とするのが望ましい。なお、スイッチSW1は通常側遮断スイッチに相当する。
MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4はMOSFETQ1,Q3を上アームのスイッチング素子、MOSFETQ2をMOSFETQ1に対応する下アームのスイッチング素子、MOSFETQ4をMOSFETQ3に対応する下アームのスイッチング素子として、Hブリッジ回路を構成し、出力側をトランスTの一次巻線M1aに接続している。これらのMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4は、それぞれがNチャネル・エンハンスメントモードのFETであり、ドレイン・ソース間に接続されたダイオードを内蔵している。これらのMOSFETは制御回路20によって個別に作動制御され、ゲート・ソース間電圧(以下では単に「ゲート電圧」と呼ぶ。)を加えるとFETとして機能し、ゲート電圧を0ボルトにするとダイオードとして機能する。なお、内蔵されたダイオードはフライホイール・ダイオードとしての役割も果たす。またスイッチング回路18から電源供給を受け充電されるときは整流回路としても機能する。
スイッチング回路18は「バックアップ側スイッチング回路」に相当し、入力側を入力端子Pi3,Pi4間に接続するとともに、出力側をトランスTの一次巻線M1bに接続する。この一次巻線M1bは、各端点から中間端子までの巻線をそれぞれN2とする。入力端子Pi3,Pi4は「バックアップ側電源の入力端子」に相当し、一次巻線M1bは「第2の一次巻線」に相当する。図1の例では、入力端子Pi3,Pi4間に直流電源E2(例えば12ボルト)が接続され、当該入力端子Pi3,Pi4間電圧を電圧計V2で計測する。スイッチング回路18は、直流電源E2から電源供給を受けて、交流に変換して出力する。
上記スイッチング回路18は、スイッチSW2、コンデンサC2および2つのMOSFETQ5,Q6などを有する。スイッチSW2は上述したスイッチSW1と同等の構成であり、直流電源E2から電源供給を受けるとき又は、スイッチング回路10から電源供給を受け充電されるときにオンし、受けないときにオフする。なお、スイッチSW2はバックアップ側遮断スイッチに相当する。
コンデンサC2は入力端子Pi3,Pi4間に接続する。MOSFETQ5,Q6は、ドレイン側をトランスTの一次巻線M1bの両側端点にそれぞれ接続するとともに、ソース側を入力端子Pi4に共通して接続している。これらのMOSFETQ5,Q6は制御回路20によって個別に作動制御され、それぞれ上述したMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4と同一の構造をなし、同等の機能および役割を果たす。すなわち内蔵されたダイオードはスイッチング回路10から電源供給を受け充電されるときは整流回路としても機能する。
コンデンサC2は入力端子Pi3,Pi4間に接続する。MOSFETQ5,Q6は、ドレイン側をトランスTの一次巻線M1bの両側端点にそれぞれ接続するとともに、ソース側を入力端子Pi4に共通して接続している。これらのMOSFETQ5,Q6は制御回路20によって個別に作動制御され、それぞれ上述したMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4と同一の構造をなし、同等の機能および役割を果たす。すなわち内蔵されたダイオードはスイッチング回路10から電源供給を受け充電されるときは整流回路としても機能する。
なお図1に示すように、直流電源E2の供給電圧を昇圧するために、入力端子Pi3はスイッチSW2を介して一次巻線M1bの中間端子に接続し、入力端子Pi4はMOSFETQ5,Q6を介して一次巻線M1bの各端点に接続している。各端点から中間端子までの巻数はともにN2である。また巻数N2は、巻数N1および後述する巻数N3との関係において、負荷Zに対して直流電源E1から供給された場合と直流電源E2から供給された場合とがほぼ同じ電圧となるような巻数が選定されている。
ダイオードD1,D2を有する整流回路14は、トランスTの二次巻線M2に接続され、交流を全波整流して出力する。この二次巻線M2は、各端点から中間端子までの巻線をそれぞれN3とする。ダイオードD1,D2の各アノード側を二次巻線M2の両側端点にそれぞれ接続するとともに、双方のカソード側を後述する平滑回路16のコイルLの一端に接続する。コイルLとコンデンサC3を有する平滑回路16は、整流回路14による整流出力を平滑して出力端子Po1,Po2に出力する。コイルLは一端をダイオードD1,D2のカソード側に接続し、他端を出力端子Po1に接続し、コンデンサC3は出力端子Po1,Po2間に接続する。また、出力端子Po2は二次巻線M2の中間端子に接続される。この出力端子Po1,Po2には、例えば負荷Zを接続する。制御回路20は、例えばCPUや操作用キー等を有し、操作者が行う操作によって制御の選択や切り換えが可能に構成されている。
上述のように構成した直流電源装置12は、制御回路20が制御する内容に応じて、以下に示す制御例1〜5のような各機能を実現することができる。
(制御例1)(通常制御)スイッチSW1をオンにし、スイッチSW2をオフにする。MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4を例えばパルス幅変調(Pulse Width Modulation;PWM)制御やパルス周波数変調(Pulse Frequency Modulation;PFM)制御などでスイッチングを行う。スイッチング制御の具体例については周知であるので、図示および説明を省略する。スイッチング制御を行うと、一次巻線M1aに交流が流れ、巻数比(すなわち巻数N1と巻数N3との比率)に従って二次巻線M2にも交流が流れる。この交流はダイオードD1,D2によって全波整流され、平滑回路16によって脈流が平滑化されて所定の直流電圧(例えば42ボルト)になる。こうして直流電源E1から電源供給を受けて、所定の直流電圧で負荷Zに出力することができる。
(制御例2)(バックアップ制御)スイッチSW2をオンにし、スイッチSW1をオフにする。MOSFETQ5,Q6を例えばパルス幅変調制御やパルス周波数変調制御などでスイッチングを行う。スイッチング制御を行うと、一次巻線M1bに交流が流れ、巻数比(すなわち巻数N2と巻数N3との比率)に従って二次巻線M2にも交流が流れる。その後は上述した制御例1と同様である。こうして直流電源E2から電源供給を受けて昇圧され、所定の直流電圧で負荷Zに出力することができる。
(制御例3)(充電制御)スイッチSW1,SW2を双方ともオンにする。MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4のみを例えばパルス幅変調制御やパルス周波数変調制御などでスイッチングを行い、MOSFETQ5,Q6は制御しない(すなわちゲート電圧を0ボルトにする)。このスイッチング制御によってトランスTの一次巻線M1aが励磁されるので、この励磁を受けてトランスTの二次巻線M2だけでなく一次巻線M1bにも交流が流れる。MOSFETQ5,Q6のゲート電圧は0ボルトであるので、当該MOSFETQ5,Q6のダイオードは整流機能を果たす。またコンデンサC2は平滑回路16と同様に脈流を平滑する機能を果たす。こうして直流電源E1から直流電源E2に向かって電流が流れて直流電源E2を充電するとともに、所定の直流電圧で負荷Zにも出力できる。
(制御例4)(充電制御)スイッチSW1,SW2を双方ともオンにする。上述した制御例3とは逆にMOSFETQ5,Q6のみを例えばパルス幅変調制御やパルス周波数変調制御などでスイッチングを行い、MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4は制御しない。このスイッチング制御によってトランスTの一次巻線M1bが励磁されるので、この励磁を受けてトランスTの二次巻線M2だけでなく一次巻線M1aにも交流が流れる。MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4のゲート電圧は0ボルトであるので、当該MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4のダイオードは整流機能を果たす。またコンデンサC1は平滑回路16と同様に脈流を平滑する機能を果たす。よって、Hブリッジ回路に構成されたMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4は、ちょうどダイオードブリッジ回路と同等の機能を有する。こうして上述した制御例3とは逆に直流電源E2から直流電源E1に向かって電流が流れて直流電源E1を充電するとともに、所定の直流電圧で負荷Zにも出力できる。
(制御例5)上述した制御例1〜4を組み合わせて切り換え制御を行う。この制御を行うにあたっては切り換えを実行するための基準が必要となるので、例えば入力端子Pi1,Pi2間に接続された電圧計V1から得られる電圧、入力端子Pi3,Pi4間に接続された電圧計V2から得られる電圧のうちで一以上の電圧を制御回路20で監視可能に構成する必要がある。なお、これらの電圧計V1,V2から得られる電圧に代えて(あるいは加えて)、スイッチSW1,SW2などに直列に接続された電流計から得られる電流を制御回路20で監視可能に構成してもよい。
図2にフローチャートで表した手続きは制御回路20で実現され、入力端子Pi1,Pi2間の端子間電圧を電圧計V1で計測し、制御例1と制御例4とを切り換える例である。まず上記端子間電圧の電圧値を電圧計V1から入力し(ステップS10)、入力した電圧値が許容範囲内に収まっているか否かで分岐する(ステップS12)。もし電圧値が許容範囲内であれば(ステップS12でYES)、電源出力を行うために制御例1を実行する(ステップS16)。これに対して電圧値が許容範囲外であれば(ステップS12でNO)、充電を行うために制御例4を実行する(ステップS14)。制御例1または制御例4を実行した後は、再びステップS10から繰り返し実行する。
例えば、直流電源E1の電圧を280ボルトと仮定し、ステップS12における電圧値の許容範囲を250〜290ボルトと仮定する。制御例1に従って制御を行っていたときに電圧計V1の電圧値が250ボルト未満になると、制御回路20は制御例4に切り換えて制御を継続する。この切り換えにより、出力端子Po1,Po2に所定の直流電圧が出力されるとともに、直流電源E2から直流電源E1に充電が行われる。その後に電圧計V1の電圧値が280ボルトに戻ると、制御回路20は再び制御例1に切り換えて制御を継続する。
このように直流電源E1から十分な電力が得られない場合に充電を行うことで、直流電源装置12は長期的に安定した出力を行うことができる。本例では制御例1→制御例4→制御例1のように切り換えたが、制御例1〜4のうちでいずれの制御例に切り換える場合も同様に切り換えを行うことは可能である。
また、直流電源E1が何らかの原因でダウンした場合、制御例2に切り換えることで、直流電源E2は直流電源E1のバックアップとして機能する事も可能である。
このように直流電源E1から十分な電力が得られない場合に充電を行うことで、直流電源装置12は長期的に安定した出力を行うことができる。本例では制御例1→制御例4→制御例1のように切り換えたが、制御例1〜4のうちでいずれの制御例に切り換える場合も同様に切り換えを行うことは可能である。
また、直流電源E1が何らかの原因でダウンした場合、制御例2に切り換えることで、直流電源E2は直流電源E1のバックアップとして機能する事も可能である。
上述した実施の形態によれば、以下に表す各効果を得ることができる。
(1)スイッチング回路10とスイッチング回路18は、いずれもトランスTを介して出力端子Po1,Po2に接続しているので、入出力間の絶縁を確実に行うことができる。また、制御回路20が二つのスイッチング回路10,18の作動を制御するので、直流電源E1と直流電源E2の間で充電が行える(制御例3,4を参照)。
また、スイッチング回路10,18のいずれでスイッチングが行われた場合でも、トランスTを介して平滑回路16に流れる。当該平滑回路16に備えたコイルLは、ラジオノイズを除去するノイズフィルタとしての機能も果たす。したがって、スイッチング回路10とスイッチング回路18は別個にノイズフィルタを必要としない点でコストを安く抑えることができる。
(1)スイッチング回路10とスイッチング回路18は、いずれもトランスTを介して出力端子Po1,Po2に接続しているので、入出力間の絶縁を確実に行うことができる。また、制御回路20が二つのスイッチング回路10,18の作動を制御するので、直流電源E1と直流電源E2の間で充電が行える(制御例3,4を参照)。
また、スイッチング回路10,18のいずれでスイッチングが行われた場合でも、トランスTを介して平滑回路16に流れる。当該平滑回路16に備えたコイルLは、ラジオノイズを除去するノイズフィルタとしての機能も果たす。したがって、スイッチング回路10とスイッチング回路18は別個にノイズフィルタを必要としない点でコストを安く抑えることができる。
(2)制御回路20は、入力端子Pi1,Pi2間の端子間電圧を電圧計V1で計測し、電圧計V1の電圧が許容範囲内であるか許容範囲外であるかによって、スイッチング動作による電源出力を行うか、充電する制御を行った(図2を参照)。したがって、直流電源E1や直流電源E2の供給電圧によって、電源出力や充電を自動的に行うことができる。なお、本例では電圧計V1を監視対象としたが、電圧計V2や電流計等を監視対象としても同様に電源出力や充電を自動的に行うことができる。
(3)上述した例では直流電源E1は280ボルトであり、直流電源E2は12ボルトである。中間端子を用いた一次巻線M1bは、入力端子Pi3,Pi4に供給された直流電源E2の電圧を昇圧したうえで出力端子Po1,Po2に出力する。したがって、本例のように直流電源E1と直流電源E2の供給電圧が異なっている場合でも、同じ電圧で出力することができる。
(4)その他の作用効果としては、MOSFETQ1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6にそれぞれ内蔵したダイオードはオン抵抗が低いので、損失を低くすることができる。またチップデザインを最適化することでトータル・ゲート・チャージ(Qg)も小さくなり、スイッチング性能を高め、発熱を低く抑えることができる。したがって、直流電源装置12は長期的に安定した出力を行うことができる。
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための最良の形態について実施の形態に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することが可能である。例えば、次に表す各形態を実現してもよい。
以上では本発明を実施するための最良の形態について実施の形態に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することが可能である。例えば、次に表す各形態を実現してもよい。
(1)上述した実施の形態では、スイッチング動作を行う素子として、Nチャネル・エンハンスメントモードのMOSFETQ1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6を適用した(図1を参照)。この形態に代えて、他の素子を適用してもよい。当該他の素子としては、PチャネルのFETや、ジャンクションFET(JFET)、IGBTなどが該当する。ただし、フライホイール・ダイオードが必要となるので、オン抵抗を低くするためにダイオードを素子に内蔵するか、別途接続されている必要がある。当該他の素子を適用した場合でもスイッチング動作が可能であるので、上述した実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
(2)上述した実施の形態では、直流電源E1と直流電源E2を入力端子に接続した(図1を参照)。この形態に代えて、二つの入力端子のうちで一方または双方に交流電源を接続してもよい。この場合は図3に表すように、スイッチング回路10の入力部に整流回路22を接続し、スイッチング回路18の入力部に整流回路24を接続する必要がある。すなわち、スイッチング回路10として整流回路22を備え、スイッチング回路18として整流回路24を備える。図3の例では、入力端子Pi1,Pi2間には交流電源E3を接続し、入力端子Pi3,Pi4間には交流電源E4を接続している。この構成によれば、対応する整流回路が直流に整流したうえでスイッチング回路に供給する。したがって、交流電源E3,E4を接続した場合でも、所定の直流電圧を出力することができる。ただし、整流回路22,24は交流電源E3,E4のうち一方から他方に電力を供給する制御例3,4を実行する場合、インバータとして機能し、かつ交流電源E3,E4の位相に合わせて制御される。
(3)上述した実施の形態では、制御例1と制御例4との切り換えを実現した(図2を参照)。この形態に代えて、他の制御例の切り換えを実現してもよい。例えば、入力端子Pi3,Pi4間の端子間電圧を監視することで、制御例2と制御例3とを切り換えてもよい。出力端子Po1,Po2の端子間電圧を監視することで、制御例1と制御例2とを切り換えてもよい。三以上の制御例を切り換える場合や、スイッチSW1,SW2やコイルLなどのうちで一以上に流れる電流を監視して制御例を切り換える場合も同様である。これらの切り換えを制御する場合でも、電源出力や充電を自動的に行うことができる。
10 スイッチング回路(通常側スイッチング回路)
12 直流電源装置
14 整流回路
16 平滑回路
18 スイッチング回路(バックアップ側スイッチング回路)
20 制御回路
22,24 整流回路
C1,C2,C3 コンデンサ
D1,D2 ダイオード
E1,E2 直流電源
E3,E4 交流電源
L コイル
M1a,M1b 一次巻線
M2 二次巻線
Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6 MOSFET(スイッチング素子)
Pi1,Pi2 入力端子(通常側電源の入力端子)
Pi3,Pi4 入力端子(バックアップ側電源の入力端子)
Po1,Po2 出力端子
SW1 スイッチ(通常側遮断スイッチ)
SW2 スイッチ(バックアップ側遮断スイッチ)
T トランス
V1,V2 電圧計(計測手段)
Z 負荷
12 直流電源装置
14 整流回路
16 平滑回路
18 スイッチング回路(バックアップ側スイッチング回路)
20 制御回路
22,24 整流回路
C1,C2,C3 コンデンサ
D1,D2 ダイオード
E1,E2 直流電源
E3,E4 交流電源
L コイル
M1a,M1b 一次巻線
M2 二次巻線
Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6 MOSFET(スイッチング素子)
Pi1,Pi2 入力端子(通常側電源の入力端子)
Pi3,Pi4 入力端子(バックアップ側電源の入力端子)
Po1,Po2 出力端子
SW1 スイッチ(通常側遮断スイッチ)
SW2 スイッチ(バックアップ側遮断スイッチ)
T トランス
V1,V2 電圧計(計測手段)
Z 負荷
Claims (4)
- 通常側電源の入力端子に接続され、交流を出力する通常側スイッチング回路と、
バックアップ側電源の入力端子に接続され、交流を出力するバックアップ側スイッチング回路と、
前記通常側スイッチング回路が接続された第1の一次巻線と、前記バックアップ側スイッチング回路が接続された第2の一次巻線と、二次巻線とを備えたトランスと、
前記二次巻線に接続された整流回路と、
前記整流回路による整流出力を平滑して出力端子に出力する平滑回路と、
前記通常側スイッチング回路と前記バックアップ側スイッチング回路とで個別に作動を制御する制御回路とを有し、
前記通常側スイッチング回路は前記通常側電源の入力端子からの電力を遮断する通常側遮断スイッチを備え、
前記バックアップ側スイッチング回路は前記バックアップ側電源の入力端子からの電力を遮断するバックアップ側遮断スイッチを備え、
前記通常側スイッチング回路内のスイッチング素子と前記バックアップ側スイッチング回路内のスイッチング素子はそれぞれダイオードが逆並列に接続され、
前記制御回路は、前記通常側遮断スイッチを導通させ、前記バックアップ側遮断スイッチを遮断し、前記通常側スイッチング回路の作動を制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を停止制御する通常制御と、
前記通常側遮断スイッチを遮断し、前記バックアップ側遮断スイッチを導通させ、前記通常側スイッチング回路の作動を停止制御するとともに、前記バックアップ側スイッチング回路の作動を制御するバックアップ制御と、
前記通常側遮断スイッチと前記バックアップ側遮断スイッチをともに導通させ、前記通常側スイッチング回路と前記バックアップ側スイッチング回路のうちの一方の作動を制御し、他方の作動を停止制御し他方の前記ダイオードによって電力が整流されて通常側電源およびバックアップ側電源のうちで一方から他方に充電する充電制御を行う直流電源装置。 - 請求項1に記載した直流電源装置であって、
制御回路は、通常側電源の入力端子とバックアップ側電源の入力端子のうちで一方または他方の端子間電圧が許容範囲外であるときは通常側電源およびバックアップ側電源のうちで他方から一方にまたは一方から他方に充電する制御を行う直流電源装置。 - 請求項1または2に記載した直流電源装置であって、
前記出力端子の端子間電圧は、前記通常側電源の入力端子の端子間電圧と前記バックアップ側電源の入力端子の端子間電圧との間の値である直流電源装置。 - 請求項1から3のいずれか一項に記載した直流電源装置であって、
前記通常側スイッチング回路内の通常側電源の入力部に接続された整流回路と、前記バックアップ側スイッチング回路内のバックアップ側電源の入力部に接続された整流回路とのうちで少なくとも一方を有し、
前記整流回路は、接続されている電源に電力が供給される場合にはインバータとして機能することを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005135944A JP2006314171A (ja) | 2005-05-09 | 2005-05-09 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2005135944A JP2006314171A (ja) | 2005-05-09 | 2005-05-09 | 直流電源装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2006314171A true JP2006314171A (ja) | 2006-11-16 |
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ID=37535429
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2005135944A Pending JP2006314171A (ja) | 2005-05-09 | 2005-05-09 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2006314171A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8564976B2 (en) | 2008-11-19 | 2013-10-22 | General Electric Company | Interleaved LLC power converters and method of manufacture thereof |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH05268765A (ja) * | 1992-03-18 | 1993-10-15 | Hirobumi Matsuo | Dc−dcコンバータ |
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JP2002199704A (ja) * | 2000-12-26 | 2002-07-12 | Sony Corp | 交直両用形電源装置 |
JP2004282828A (ja) * | 2003-03-13 | 2004-10-07 | Honda Motor Co Ltd | 双方向dc−dcコンバータ |
-
2005
- 2005-05-09 JP JP2005135944A patent/JP2006314171A/ja active Pending
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