JP2006304380A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広い入力電圧範囲と出力電力範囲でゼロ電圧スイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化を実現する電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサ１１による中間電圧と、高周波トランス１３の１次側中間端子との間に配置した共振リアクトル１２で、フルブリッジ構成のスイッチング素子のコレクターエミッタ間に接続した共振コンデンサ１５ａ〜１５ｄを充放電する電力変換装置とするものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。

従来、この種の電力変換装置としては、例えば、高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、１次インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した２次インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。

図９，１０において、第１インバータ１が直流電源２の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ１のスイッチング素子３がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。

通常、スイッチング素子３がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス４に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ５との間で充放電することで、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧は図１２に示すように共振波形となる。

次に、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子３に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子３をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。

なお、図９において、６は整流手段、７は第２インバータ、８は電力を注入する系統である。
特開２０００−３２７５１号公報

しかしながら前記従来の構成では、入力電圧が高い時や出力電力が小さい時など１次インバータを構成するスイッチング素子の導通時間を絞る時は、高周波トランスの励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、広い入力電圧範囲と出力電力範囲でゼロ電圧スイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化を実現する電力変換装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの１次側に配置した中間端子とを共振リアクトルで接続し、直流電源に接続したフルブリッジ構成のスイッチング素子と、各スイッチング素子のコレクターエミッタ間に共振コンデンサを接続した電力変換装置とするものである。

本発明の電力変換装置は、フルブリッジの各アームが位相差１８０度で動作する時には、分圧コンデンサの中間接続端子と、高周波トランスの１次側に配置した中間端子との電位差が概ねゼロとなり、共振リアクトルに無効電流が流れることはないため、共振リアクトルが有する抵抗による損失発生を抑制しつつゼロ電圧スイッチングを実現し、各アームが位相差１８０度以下で動作するときは共振リアクトルに電流を流して、共振コンデンサに残留する電荷を引き抜くことで、アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチングを維持する電力変換装置とすることができる。

第１の発明は、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータとを具備し、分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続することで、スイッチング素子が各アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチング動作を実現して、装置の高効率化を実現することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、分圧コンデンサと並列に直流分圧抵抗を接続することで、スイッチング動作に伴う分圧コンデンサの充放電による中間電圧の変動を抑えて、各アームが位相差１８０度で動作するときの共振リアクトル電流の発生を抑制することで、装置の低損失化を図ることができる。

第３の発明は、第１、２のいずれか１つの発明において、分圧コンデンサと並列に接続する直流電圧分圧抵抗値を可変することで、分圧コンデンサの容量バラツキによる直流電圧の中間電圧ずれを最小値に補正することが可能となることから、スイッチング動作における共振リアクトル電流の発生を最小限として、機器のバラツキに対しても高効率な装置を実現することができる。

第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、共振リアクトル電流検知手段を有し、共振リアクトル電流が最小となるようにスイッチング素子の導通時間を補正することで、各アームが位相差１８０度で動作するときのコンデンサ容量やスイッチング素子の導通時間などのバラツキによる共振リアクトル電流の発生を防止して、機器の一層の高効率化を実現することができる。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、各アームに接続した共振コンデンサの容量を異なる値とすることで、１次側に中間端子を有する高周波トランスの複数からなる１次巻線と、２次巻線との結合係数を近づけるようにして、各アームの動作に関わらずにゼロ電圧スイッチング動作範囲を拡大することができる。

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、高周波トランスの１次側巻線と２次巻線とをそれぞれ幾何学的に対称となる配置として、巻線間の結合係数を等しくし、各アームの動作に関わらず常時ゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

第７の発明は、第１〜６のいずれか１つの発明において、高周波トランスにコアギャップを有して磁束漏洩型とすることで、限流チョークを省略することができ、装置の小形化を実現することができる。

第８の発明は、第１〜７のいずれか１つの発明において、高周波トランスの１次巻線と２次巻線との間に磁気遮蔽手段を配置することで、高周波磁界を原因とするノイズをプリント基板を通じて外部へ伝導することを抑制し、電磁環境両立性を有する装置とすることができる。

第９の発明は、第１〜８のいずれか１つの発明の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした燃料電池である。

第１０の発明は、第１〜８のいずれか１つの発明の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした太陽電池である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１において、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４とが第１インバータ１４を構成し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のコレクタ−エミッタ（またはドレイン−ソース）間にはゼロ電圧スイッチング用の共振コンデンサ１５ａ〜１５ｄが接続されている。

第１インバータ１４の出力は高周波トランス１３の１次側に接続され、その２次側には整流手段１６と、第２インバータ１７とが接続され、系統１８に連系している。

直流電源は２個の分圧コンデンサ１１で電圧が分割され、中間の電圧端子は高周波トランス１３の１次側にある中間端子との間に共振リアクトル１２を介して接続されている。

以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。

Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３とがそれぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチングすることで、直流入力電源のマイナス側をゼロとしたとき、高周波トランスの１次側（ａ）点電圧はゼロと直流電圧Ｖｉｎとを振幅とする高周波電圧となる。

ここで、導通していたスイッチング素子（例えばＱ１、Ｑ４）がターンオフする際にそれぞれのスイッチング素子に並列に接続された共振コンデンサ１５ａ，１５ｄは充電され、非道通であったスイッチング素子（ここではＱ２、Ｑ３）に並列の共振コンデンサ１５ｂ，１５ｃは放電されて逆導通ダイオードが導通したところで、電流は直流入力電源に回生される。

逆導通ダイオードが導通するタイミングでＱ２、Ｑ３をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングが行われる。ここでＱ１、Ｑ４が導通する場合とＱ２、Ｑ３が交互に導通する双方の期間において、高周波トランス１３の１次側の中間端子には直流入力電圧の１／２の電圧が印加されている。

ここで、分圧コンデンサ１１で得られる中間電圧は直流入力電圧の１／２であるため、共振リアクトル１２の両端に印加される電圧はゼロとなり、本動作において共振リアクトル１２には電流は流れない。

一方、出力電力や入力電圧の条件によってはインバータ１４を構成するＱ１（またはＱ２）とＱ４（またはＱ３）が１８０度以外の位相差を有してスイッチングする場合があるが、この時高周波トランス１３の１次側の中間端子以外が共に直流電源の入力電圧またはゼロ電圧となることで、共振リアクトル１２の両端には（Ｖｉｎ−１／２Ｖｉｎ）または（０−１／２Ｖｉｎ）が印加されて共振リアクトル１２に電流が流れるため、共振コンデンサ１５から十分な電荷を引き抜いて、ゼロ電圧スイッチングを維持している。

以上のように、本実施例の形態においてスイッチング素子が各アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチング動作を実現して、装置の高効率化を実現することができる。

（実施の形態２）
図３において、図１の回路構成と異なるのは、分圧コンデンサ１１と並列に直流電圧分圧抵抗１９を接続して、その接続部を共振リアクトル１２と接続した点である。上記以外の構成要素は第１の実施の形態と同等であり、説明は第１の実施の形態のものを援用する。

以上のように構成された電力変換装置について以下にその動作、作用を説明する。

インバータ１４を構成するＱ１とＱ４、Ｑ２とＱ３とがそれぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチングする際、ゼロ電圧スイッチングが行われており、Ｑ１、Ｑ４が導通する場合とＱ２、Ｑ３が交互に導通する双方の期間において、高周波トランス１３の１次側の中間端子には直流入力電圧の１／２の電圧が印加されている。

ここで、分圧コンデンサ１１と共振リアクトル１２と共振コンデンサ１５ａ〜１５ｄとからなる高周波回路に直流電圧分圧抵抗１９を含めて、分圧コンデンサ１１によって得られる中間電圧のインピーダンスを低下させることで、中間端子における直流入力電圧１／２を維持して共振リアクトル電流の発生レベルを抑制する。

さらに、インバータ１４を構成するスイッチング素子Ｑ１（またはＱ２）とＱ４（またはＱ３）が１８０度以外の位相差を有してスイッチングする場合に、高周波トランス１３の１次側の中間端子以外が共に直流電源の入力電圧またはゼロ電圧となることで、共振リアクトル１２の両端に（Ｖｉｎ−１／２Ｖｉｎ）または（０−１／２Ｖｉｎ）が印加され、共振リアクトル１２に電流が流れることで分圧コンデンサ１１を充放電するときでも、直流入力分圧抵抗１９によって分圧コンデンサ１１のインピーダンスを低下させて中間電圧変動を抑制している。

以上のように、本実施の形態において、スイッチング動作に伴う分圧コンデンサの充放電による中間電圧の変動を抑え、全ての動作に対して、特に各アームが位相差１８０度で動作するときでも分圧コンデンサによる中間電圧変動を原因とする共振電流の発生を抑制することで、装置の低損失化を図ることができる。

（実施の形態３）
図４において、図３の回路構成と異なるのは、分圧コンデンサ１１と並列に抵抗可変手段２０を接続して、その接続部を共振リアクトル１２と接続した点であり、それ以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明は第２の実施の形態のものを援用する。

以下にその動作、作用を説明する。分圧コンデンサ１１と並列に接続された抵抗可変手段２０は、分圧コンデンサ１１の容量バラツキによる中間電圧のバランスを、補正して直流入力電圧の１／２の電圧を精度良く生成している。

したがって共振リアクトル１２の両端に印加される電圧はゼロとなり、Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３とがそれぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチング動作する際、共振リアクトル１２には電流は流れない。

一方、出力電力や入力電圧の条件によってはインバータ１４を構成するＱ１（またはＱ２）とＱ４（またはＱ３）が１８０度以外の位相差を有してスイッチングする場合に、高周波トランス１３の１次側の中間端子以外が共に直流電源の入力電圧またはゼロ電圧となることで、共振リアクトル１２の両端に（Ｖｉｎ−１／２Ｖｉｎ）または（０−１／２Ｖｉｎ）が印加され、共振リアクトル１２に電流が流れることで分圧コンデンサ１１を充放電する場合に、Ｑ１、Ｑ３が導通するときとＱ２、Ｑ４が導通するときの充放電電流が同一になる。

以上のように、本実施の形態においては分圧コンデンサに並列に抵抗可変手段を接続して、コンデンサの容量バラツキに伴う中間電圧の直流入力電圧の１／２からのずれを補正することで、各素子のスイッチング動作時に共振リアクトル電流の発生を最小限として、機器のバラツキに対しても高効率な装置を実現することができる。

（実施の形態４）
図５において、図４の回路構成と異なるのは、共振リアクトル電流検知手段２１と、導通時間補正手段２２とを配置して、これらから得られる信号を基にインバータ制御手段２３とインバータ駆動手段２４とで各スイッチング素子の導通時間を補正するようにした点である。上記以外の構成要素は第３の実施の形態と同等であり、説明は第３の実施の形態のものを援用する。

本実施の形態における電力変換装置について、図６を参照して以下にその動作、作用を説明する。

インバータ１４を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の導通と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の導通とが交互に行われる場合において、分圧コンデンサ１１で得られる中間電圧は抵抗可変手段２０によって直流入力電圧の１／２に維持されている。

一方、高周波トランス１３の１次側の中間端子にも直流入力電圧の１／２の電圧が印加されるが、高周波トランス１３の１次側における各巻線のインダクタンス、各スイッチング素子のゲート容量や導通抵抗および導通電圧、導通時間を原因とする全てのバラツキ要素などで共振リアクトル１２の両端に電位差が発生する。このとき分圧コンデンサ１１、共振リアクトル１２、共振コンデンサ１５ａ〜１５ｄとの間で充放電が発生し、共振リアクトル電流が各スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現している。

ここで、共振リアクトル電流検知手段２１が検出した電流値は、導通時間補正手段２２でゼロ電流に対する誤差を算出し、インバータ制御手段２３は誤差電流をゼロにするようにインバータ駆動手段２４を通じて、スイッチング素子の駆動時間をＱ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３との間で変化させる。

特に、高周波トランス１３の１次側における各巻線のインダクタンスの違いによって、共振コンデンサの放電電流がアームの上下で異なってしまうため、共振リアクトル電流の振幅に片寄りが発生して、共振リアクトル１２を構成するコア（磁性体）が共振リアクトル電流に重畳された直流分で飽和しないように、共振コンデンサ１５ａ〜１５ｄの容量を各アーム間で異なる値としている。

以上のように、本実施の形態においては共振リアクトル電流検知手段を有し、共振リアクトル電流が最小となるようにスイッチング素子の導通時間を補正することで、各アームが位相差１８０度で動作するときのコンデンサ容量やスイッチング素子の導通時間などのバラツキによる共振リアクトル電流の発生を防止し、共振コンデンサの容量をスイッチング素子間で異なる値とすることで、機器の高効率化と小形化を実現することができる。

（実施の形態５）
図７において、図１の回路構成と異なるのは、高周波トランス１３の内部構成として、コア２５と１次巻線２６と２次巻線２７とを図示した点である。上記以外の構成要素は第１の実施の形態と同等であり、説明は第１の実施の形態のものを援用する。

インバータ１４の動作によって高周波トランス１３の１次巻線２６に印加された電圧の変化が、高周波電流を流すことで磁束の変化を発生し、この磁束はコアを介して２次巻線２７に接続された負荷に電力を伝達している。

ここで１次巻線２６を構成する中間端子と各アーム間の２巻線と、２次巻線との幾何学的な距離が等しくなるように配置して、１次巻線２６と２次巻線２７の間の結合係数を一致させることで、スイッチング動作で発生する磁束がコアからの磁束の漏れを含めて２次巻線と鎖交する割合が動作に関わらず一致する。

したがって、１次巻線２６を構成するターン数の等しい２巻線のインダクタンスが等しくなり、インバータ１４の各スイッチング素子の導通時間が同じであれば、異なるスイッチングパターンにおいても高周波トランス１３の１次巻線を構成する２巻線に流れる電流は等しくなることから、共振コンデンサ１５ａ〜１５ｂへの充放電電流も等しくなり、ゼロ電圧スイッチングの動作範囲を各スイッチング素子間で等しくしている。

以上のように、本実施の形態においては高周波トランスの１次側巻線と２次巻線とをそれぞれ幾何学的に対称となる配置として、巻線間の結合係数を等しくし、各アームの動作に関わらず常時ゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

（実施の形態６）
図８において、図７の高周波トランス１３と異なるのは、高周波トランス１３のコアにギャップと１次巻線を覆う磁気遮蔽手段２９を設ける構成とした点である。上記以外の構成要素は第５の実施の形態と同等であり、説明は第５の実施の形態のものを援用する。

高周波トランス１３にはインバータ１４によって１次巻線２６に印加された電圧とスイッチング素子の導通時間の時間積に比例した１次電流が流れ、電流に比例した磁束を発生させる。

この磁束は高周波トランス１３のコア２５を介して２次巻線と鎖交するが、１次巻線で発生した磁束の一部はコアギャップ２８によって、その一部が２次巻線と鎖交しないため、１次側の電圧や導通時間の変化がそのまま２次側に出力されないことから２次側に配置された負荷に流れる電流を安定させている。

また、１次巻線を磁気遮蔽手段２９で覆い、これをアースに接続して磁路を限定することで、１次巻線から発生する磁束のうち２次側に伝達されずに他の部品と結合する磁束を防止することで、ノイズ発生を抑制している。

以上のように、本実施の形態においては高周波トランスにコアギャップを有して磁束漏洩型とすることで、限流チョークを省略することができ、さらにノイズ発生を抑制してフィルタを簡素化することができるため、装置の小形化を実現することができる。

以上説明した電力変換装置は、直流電力を商用周波数の交流電力に変換するように燃料電池、或いは、太陽電池などに応用することができるものである。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は高周波トランスの１次側に中間端子を有し、直流入力電圧を分割した中間電圧との間にリアクトルを接続して、スイッチング素子と並列に接続した共振コンデンサを確実に充放電することで、フルブリッジ構成のインバータに対するゼロ電圧スイッチング動作領域を拡大して、広い範囲で高効率の電力変換を実現することができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置のブロック図 同電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態２による電力変換装置のブロック図 本発明の実施の形態３による電力変換装置のブロック図 本発明の実施の形態４による電力変換装置のブロック図 同電力変換装置の各部動作を示す波形図 （ａ）本発明の実施の形態５による電力変換装置のブロック図（ｂ）高周波トランスの概略図 本発明の実施の形態６による高周波トランスの概略図 従来の電力変換装置の接続図 従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図

符号の説明

１１ 分圧コンデンサ
１２ 共振リアクトル
１３ 高周波トランス
１４ 第１インバータ
１５ａ〜１５ｄ 共振コンデンサ
１６ 整流手段
１７ 第２インバータ
１８ 系統
１９ 直流電圧分圧抵抗
２０ 抵抗可変手段
２１ 共振リアクトル電流検知手段
２２ 導通時間補正手段
２９ 磁気遮蔽手段

Claims (10)

1. 直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータとを具備し、分圧コンデンサによる中間電圧と高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続する電力変換装置。
2. 分圧コンデンサと並列に直流電圧分圧抵抗を接続する請求項１記載の電力変換装置。
3. 分圧コンデンサと並列に接続する直流電圧分圧抵抗値を可変する請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 共振リアクトル電流検知手段を有し、共振リアクトル電流が最小となるように各スイッチング素子の導通時間に差を設ける請求項１〜３のいずれか１項記載の電力変換装置。
5. 第１と第２共振コンデンサの容量を、第３と第４スイッチング素子に対して異なる値とする請求項１〜４のいずれか１項記載の電力変換装置。
6. 高周波トランスの１次側を２巻線として、各巻線と２次巻線との幾何学的距離を等しくする請求項１〜５のいずれか１項記載の電力変換装置。
7. 高周波トランスにコアギャップを有して磁束漏洩型とする請求項１〜６のいずれか１項記載の電力変換装置。
8. 高周波トランスの１次巻線と２次巻線との間に磁気遮蔽手段を配置する請求項１〜７のいずれか１項記載の電力変換装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項記載の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした燃料電池。
10. 請求項１〜８のいずれか１項記載の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした太陽電池。

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