JP2006296148A - 電圧変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】 小型、高効率でかつ回路保護性能が向上した電圧変換器を提供する。
【解決手段】 変換部２０Ｄは、リアクトル４を内蔵し、リアクトル４へのエネルギの蓄積およびリアクトル４からのエネルギの放出を繰返すことによって電圧変換を行なう。ＭＯＳＦＥＴ５は、電源１からリアクトル４を経由して電源６に至る経路上に設けられ、経路の導通および遮断を行なう接続部に該当する。制御部１３は、変換部２０ＤおよびＭＯＳＦＥＴ５に対する制御を行なう。制御部１３は、動作開始時においてリアクトル４に蓄積する１サイクルあたりのエネルギ量を次第に大きくするソフトスタート動作を行なう。制御部１３は、ソフトスタート動作時においてリアクトル４にエネルギの蓄積および放出を行なうサイクルに同期してＭＯＳＦＥＴ５を制御する。
【選択図】 図１

Description

この発明は電圧変換器に関し、特に、リアクトルへのエネルギの蓄積および放出を繰返すことによって電圧変換を行なう電圧変換器に関する。

特開２００３−２８４３２８号公報（特許文献１）は車載用のＤＣ／ＤＣコンバータを開示している。このＤＣ／ＤＣコンバータには、常時は導通状態にあり、非常時に回路の切離しを行なう保護用の電界効果トランジスタが設けられている。
特開２００３−２８４３２８号公報 特開２０００−３５４３６３号公報 特開２０００−３３３４４５号公報 特開２００１−２３１２５１号公報 特開２００３−７０２３８号公報 特開２００１−１２８３６９号公報

図１６は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

図１６を参照して、このＤＣ／ＤＣコンバータは、高圧側の直流電源５０１と低圧側の直流電源５０６との間に接続され電源５０１から電源５０６への降圧動作と電源５０６から電源５０１への昇圧動作が可能なものである。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）構造を有する電界効果型トランジスタ（以降ＭＯＳＦＥＴと称する）５０２，５０３と、リアクトル５０４とを含む。

ＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３は電源５０１の正電極と接地との間に直列に接続される。リアクトル５０４はＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３の接続点と電源５０６の正電極との間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３はソースと基板とが接続されているので、ソースからドレインへ向かう方向が順方向となるようにそれぞれボディダイオード５０７，５０８を内蔵している。ボディダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴ中に寄生的に形成されているダイオードである。

一般にＤＣ／ＤＣコンバータは、始動時において電荷が未蓄積の平滑用キャパシタなどへの過大な突入電流から回路を保護するために、ソフトスタート制御が行なわれる。ソフトスタート制御とは、動作開始から一定期間はリアクトル５０４にエネルギを蓄積する期間を短くし、徐々に昇圧または降圧動作を行なわせるものである。

図１７は、図１６に示したＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を開始させる際のソフトスタート制御を説明するための動作波形図である。

図１６のＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３は、昇圧または降圧動作を行なう際に一方が導通状態であれば他方は非導通状態となるような同期制御が行なわれる。これはボディダイオードのみによって転流電流を流すよりは、ＭＯＳＦＥＴを同時に導通させて転流電流を流す方が、導通抵抗が低いので損失が少ないからである。

図１６、図１７を参照して、まず時刻ｔ１〜ｔ２においてＭＯＳＦＥＴ５０２のゲートに与えられるゲート信号Ｇ５０２が活性化され、ＭＯＳＦＥＴ５０３のゲートに与えられるゲート信号は非活性化されている。このときにリアクトル５０４に流れる電流ＩＬは増加しコイル電流に相当するエネルギがリアクトル５０４に蓄積される。

そして時刻ｔ２においてゲート信号Ｇ５０２が非活性化されゲート信号Ｇ５０３が活性化されると電源５０１、ＭＯＳＦＥＴ５０２、リアクトル５０４の順で電源５０６に流入していた電流が、経路が遮断されるので、今度は時刻ｔ２〜ｔ２ＡにおいてＭＯＳＦＥＴ５０３からリアクトル５０４を経て電源５０６に流れる。そしてリアクトル５０４に蓄積されていたエネルギが時刻ｔ２Ａで０になり、リアクトル電流ＩＬは０となる。

以降同様に時刻ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６においてはＭＯＳＦＥＴ５０２が導通してリアクトル５０４にエネルギが蓄積され、時刻ｔ４〜ｔ４Ａ，ｔ６〜ｔ７ではリアクトルのエネルギが放出される。

図１７に示すようにゲート信号Ｇ５０２の活性化期間を次第に長くしていくことによりＤＣ／ＤＣコンバータのソフトスタート制御が行なわれている。

しかしながら、このソフトスタート制御の際にＭＯＳＦＥＴ５０３に同期制御を行なうと、ＭＯＳＦＥＴ５０３の導通時間がリアクトルからエネルギが放出される期間よりも長くなってしまう。

たとえば時刻ｔ２〜ｔ３の間は、ＭＯＳＦＥＴ５０３は導通した状態となっている。このとき、図１７の破線で示したように時刻ｔ２Ａ〜ｔ３の間はリアクトル５０４に蓄積されたエネルギは放出されてしまった後であるので一旦リアクトル電流ＩＬは０となり、その後は電源５０６から図１６の矢印に示した経路で過電流ＩＬが流れてしまう。

するとリアクトル５０４には逆向きのエネルギが蓄積されてしまうので降圧動作をうまく開始させることができなくなってしまう場合がある。これは特に負荷側にバッテリなどの電源が接続されている構成において問題となる。

図１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータの検討例を示した回路図である。

図１８に示した回路図は、リアクトル５０４と電源５０６との間に電流センサ５１０が設けられている点が図１６に示した構成と異なるが、他の部分については図１６と構成は同様であるので説明は繰返さない。

図１７で説明した問題に対しては、電流センサ５１０によってリアクトル電流を監視してＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３の同期制御を開始させるタイミングを決めることが考えられる。しかし、電流センサ５１０として、たとえばシャント抵抗のようなものを利用するセンサを配置するのでは、この部分で常に電力損失が生じる。また、大電流、大電力を扱うＤＣ／ＤＣコンバータではこの電流センサはかなり大きな部品となってしまうので、装置の大型化、コスト上昇および効率の低下といった問題点を生じてしまう。

この発明の目的は、小型、高効率でかつ回路保護性能が向上した電圧変換器を提供することである。

この発明は、要約すると、電圧変換器であって、リアクトルを内蔵し、リアクトルへのエネルギの蓄積およびリアクトルからのエネルギの放出を繰返すことによって電圧変換を行なう、第１、第２の電源間に接続される変換部と、第１の電源からリアクトルを経由して第２の電源に至る経路上に設けられ、経路の導通および遮断を行なう接続部と、変換部および接続部に対する制御を行なう制御部とを備える。制御部は、動作開始時においてリアクトルに蓄積する１サイクルあたりのエネルギ量を次第に大きくするソフトスタート動作を行ない、ソフトスタート動作時においてリアクトルにエネルギの蓄積および放出を行なうサイクルに同期して接続部を制御する。

好ましくは、変換部は、第１、第２のスイッチング素子をさらに含み、接続部は、第３のスイッチング素子を含む。制御部は、ソフトスタート動作において、第１、第２のスイッチング素子を相補に導通させ、かつ第３のスイッチング素子は出力からの逆電流を防止するように動作させる。

好ましくは、変換部は、リアクトルに対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子をさらに含み、制御部は、主スイッチング素子を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させて接続部を導通させる。

より好ましくは、制御部は、主スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させて接続部を非導通にする。

より好ましくは、制御部は、主スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させた後にリアクトルからのエネルギの放出が完了する時期に同期させて接続部を非導通にする。

好ましくは、変換部は、リアクトルに対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子と、リアクトルからのエネルギの放出を行なうときに導通する副スイッチング素子とをさらに含む。制御部は、副スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させて接続部を導通させる。

より好ましくは、制御部は、副スイッチング素子を非導通状態から導通状態に遷移させた後にリアクトルからのエネルギの放出が完了する時期に同期させて接続部を非導通にする。

好ましくは、接続部は、電流検出機能付のスイッチング素子を含む。

本発明によれば、電力変換を行なう変換部を出力側電源または入力側電源に接続する接続部をソフトスタート動作中において、リアクトルのエネルギ蓄積および放出の１サイクルに同期させて制御することにより、通常動作においては低損失な降圧動作が実現でき、ソフトスタート動作中においては出力側電源から変換部に電流が逆流してしまうことが防止される。

また、異常時（通常時に高い側の電源が地絡した場合など）に電圧変換器の内部回路保護も実現可能である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部品には同一の符号を付してそれらについての説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る電圧変換器２０の構成を示した回路図である。

図１を参照して、電圧変換器２０は、高圧側電源１と低圧側電源６との間に接続され高圧側電源１から低圧側電源６への降圧動作を行なう。特に限定されるものではないが、たとえばハイブリッド自動車などの車両において車両推進用のモータ駆動用高圧バッテリから補機用の低圧バッテリの充電を行なう際などに用いることができる。

電圧変換器２０は、リアクトル４を内蔵し、リアクトル４へのエネルギの蓄積およびリアクトル４からのエネルギの放出を繰返すことによって電圧変換を行なう変換部２０Ｄと直流電源１から変換部２０Ｄのリアクトル４を経由して電源６に至る経路上に設けられ、この経路の導通および遮断を行なう接続用のＭＯＳＦＥＴ５と、変換部２０ＤおよびＭＯＳＦＥＴ５の制御を行なう制御部１３とを備える。

電圧変換器２０は、さらに、変換部２０Ｄから出力される電圧の平滑化を行なう平滑用コンデンサ１０と、電源１の正電極の電圧を監視して電圧Ｖ信号１を制御部１３に出力する電圧センサ１１と、電源６の正電極の電圧を監視して電圧信号Ｖ６を制御部１３に対して出力する電圧センサ１２とを含む。

変換部２０Ｄは、電源１の正極と接地ノードとの間に直接に接続されるＭＯＳＦＥＴ２，３と、ＭＯＳＦＥＴ２，３の接続ノードであるノードＮ１に一方端が接続されるリアクトル４とを含む。リアクトル４の他方端は変換部２０Ｄの出力ノードＮ２に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２，３，５はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。そしてＭＯＳＦＥＴ２，３，５はいずれもバックゲート部が一方端の電極に結合されている。このバックゲート部と結合された電極を本明細書では説明の便宜上ソースと呼ぶこととする。このような接続がされているので、後に図６で詳しく説明するようにＭＯＳＦＥＴ２，３，５はいずれもソースからドレインに向かう方向を順方向とするボディダイオード７，８，９を含むこととなる。

制御部１３は、電圧信号Ｖ１，Ｖ６およびＭＯＳＦＥＴ５に流れる電流を示す電流信号Ｉ５を受けてこれに応じてゲート信号Ｇ２，Ｇ３およびＧ５を制御する。ゲート信号Ｇ２，Ｇ３，Ｇ５はそれぞれＭＯＳＦＥＴ２，３，５のゲートに与えられるゲート信号である。ここで、電流信号Ｉ５はＭＯＳＦＥＴ５から与えられるものである。

図２は、図１におけるＭＯＳＦＥＴ５の詳細な構造を示した回路図である。

図２を参照して、ＭＯＳＦＥＴ５は、電流センス機能付きＭＯＳＦＥＴであり、同一半導体基板５０上に形成されるＭＯＳＦＥＴ５１〜５４と、抵抗５５と、抵抗５５の両端電圧を測定する電圧センサ５６とを含む。なお、抵抗５５と電圧センサ５６はＭＯＳＦＥＴ５の外部に離して設けても良い。

ＭＯＳＦＥＴ５は大電流を流すことができるパワーＭＯＳＦＥＴであり、内部には多数の並列接続されたＭＯＳＦＥＴ５１〜５３を有する構成となっている。これに加えてドレインおよびゲートがＭＯＳＦＥＴ５１〜５３と共通に接続されソースは分離されたＭＯＳＦＥＴ５４が設けられている。

ただしＭＯＳＦＥＴ５１〜５４は同じ基板上に形成されており、各トランジスタセルの形状も略同一であるので流れる電流値は略等しいと考えることができる。ＭＯＳＦＥＴ５４に直列にシャント抵抗５５を接続しこの両端電圧を測定することによりＭＯＳＦＥＴ５４に流れる電流を検出することができる。この電流値にトランジスタの個数を掛けたものがＭＯＳＦＥＴ５のソースとドレインとの間に流れる電流値Ｉ５となる。

電流が小さいので抵抗５５は図１８で示した電流センサ５１０に用いられるシャント抵抗よりも小さくでき、熱損失も小さくすることができる。このようなセンス機能付きＭＯＳＦＥＴを用いることにより、装置全体を小型化、高効率化することが可能となる。

図３は、図１に示した電圧変換器２０のソフトスタート時の動作を説明するための動作波形図である。

図１、図３を参照して、ゲート信号Ｇ２，Ｇ３，Ｇ５は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２，３，５のゲートに与えられるゲート信号である。また電流信号Ｉ５は、ＭＯＳＦＥＴ５に流れる電流を示す信号である。

図３には時刻ｔ９まではソフトスタート動作が示されている。すなわち時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８の間はゲート信号Ｇ２が活性化されＭＯＳＦＥＴ２が導通状態となっている。この導通状態となる幅が次第に広くなっているのがわかる。

ＭＯＳＦＥＴ３はＭＯＳＦＥＴ２が非導通状態のときに導通するように同期制御がなされている。このときに図１の変換部２０Ｄを電源６に接続するＭＯＳＦＥＴ５についても、時刻ｔ９まではＭＯＳＦＥＴ２と同様に導通制御を行なう。

このようにすることにより、ＭＯＳＦＥＴ３が導通している期間における、電源６からリアクトル４を経てＭＯＳＦＥＴ３を経由して接地ノードに流れる過電流を防止することが可能となる。

制御部１３は時刻ｔ９まではゲート信号Ｇ５をゲート信号Ｇ２と同様に制御を行なう。そして時刻ｔ９において、ＭＯＳＦＥＴ５に流れる電流を示す電流信号Ｉ５が所定のしきい値ＩＴ０に到達したことに応じて、ゲート信号Ｇ５をＨレベルに固定する。これにより時刻ｔ９以降は電源１と電源６との間の電位差に応じたデューティ比でＭＯＳＦＥＴ２が導通するように制御され、これと相補の状態で導通するようにＭＯＳＦＥＴ３が同期制御される。

つまり、図１に示す構成および図３の波形で示される制御を要約して説明すると、変換部２０Ｄは、リアクトル４を内蔵し、リアクトル４へのエネルギの蓄積およびリアクトル４からのエネルギの放出を繰返すことによって電圧変換を行なう。ＭＯＳＦＥＴ５は、電源１からリアクトル４を経由して電源６に至る経路上に設けられ、経路の導通および遮断を行なう接続部に該当する。制御部１３は、変換部２０ＤおよびＭＯＳＦＥＴ５に対する制御を行なう。

制御部１３は、動作開始時においてリアクトル４に蓄積する１サイクルあたりのエネルギ量を次第に大きくするソフトスタート動作を行なう。制御部１３は、ソフトスタート動作時においてリアクトル４にエネルギの蓄積および放出を行なうサイクルに同期してＭＯＳＦＥＴ５を制御する。

ソフトスタート動作中は、変換部２０Ｄは、リアクトル４に対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２を含んでいる。そして、制御部１３は、ＭＯＳＦＥＴ２を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ５を導通させる。さらに、制御部１３は、ＭＯＳＦＥＴ２を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ５を非導通にする。

ソフトスタート動作終了後は、ＭＯＳＦＥＴ５は導通状態に固定される。

このような制御がＭＯＳＦＥＴ５に行なわれることにより、通常動作においては、同期制御することにより低損失な降圧動作が実現でき、ソフトスタート動作中においては出力側電源から変換部２０Ｄに電流が逆流してしまうことが防止される。

図４は、実施の形態１の第１の変形例で用いられる電圧変換器２０Ａの構成を示した図である。

図４において、制御部１３，電圧センサ１１，１２については図１に示した場合と同様であるので図示および説明は繰返さない。図４に示した電圧変換器２０Ａは図１においてノードＮ２に接続されていた平滑用コンデンサ１０が、ＭＯＳＦＥＴ５と電源６との間の接続ノードに接続されているコンデンサ１０Ａに置き換わっている点が異なる。他の構成については図１に示した電圧変換器２０と図４における電圧変換器２０Ａは同様であるので説明は繰返さない。

図５は、図４に示した電圧変換器２０Ａの制御を説明するための動作波形図である。

図５を参照して、ＭＯＳＦＥＴ２，３，５にそれぞれ与えられるゲート信号Ｇ２，Ｇ３，Ｇ５については図３で説明した場合と同様に制御されるので説明は繰返さない。

ここでコンデンサ１０Ａは電圧変換器２０Ａの出力側に接続されているので、ＭＯＳＦＥＴ５にはリアクトル４に流れる電流と同じ電流が流れることになる。したがって、電流信号Ｉ５はリアクトルに流れるように三角波が観測されることになる。

すなわち時刻ｔ１〜ｔ２でリアクトル４に蓄積されたエネルギは、時刻ｔ２〜ｔ２Ａにおいてリアクトル４から放出される。同様に、時刻ｔ３〜ｔ４においてリアクトル４にエネルギが蓄積され、時刻ｔ４〜ｔ４Ａにおいてリアクトル４からエネルギが放出される。

同様に時刻ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８，ｔ９〜ｔ１０，ｔ１１〜ｔ１２においてリアクトル４にエネルギが蓄積され、時刻ｔ６〜ｔ６Ａ，時刻ｔ８〜ｔ９，ｔ１０〜ｔ１１においてはリアクトル４からエネルギが放出される。

図６は、パワーＭＯＳＦＥＴの１セル当たりの構造を示した図である。

図６を参照して、ドレイン端子に接続される濃度の高いｎ型不純物領域６２の上に濃度の低いｎ型不純物領域６４が形成され、そしてｎ型不純物領域６４の上にはｐ型不純物領域６６が形成され、ｐ型不純物領域６６の内部に濃度の高いｎ型不純物領域６８が形成されている。

ｎ型不純物領域６４，ｐ型不純物領域６６，ｎ型不純物領域６８の上部には、ゲート酸化膜７０とゲート電極７２が形成され、そしてさらにその上に金属層からなるソース電極７４が形成される。

多数の電流を流すためにこのような単位セルが繰返し設けられている。つまりゲート電極７２は、ソースコンタクトを多数設けるために多数の孔が設けられているメッシュ状の形状となっている。そしてソース電極７４はソース領域となるｎ型不純物領域６８およびバックゲート領域となるｐ型不純物領域６６にともに接続されている。

このような構成を有するＭＯＳＦＥＴでは、ｐ型不純物領域６６とｎ型不純物領域６４との間に図６にダイオード記号で示す部分にボディダイオードが形成されている。

図５においてゲート信号Ｇ５が活性化されている時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８においては図６に示すように主としてソース電流ＩＳＤ２がソースＳからドレインＤに向けて流れる。

リアクトル４のエネルギを放出する期間ｔ２〜ｔ２Ａ，ｔ４〜ｔ４Ａ，ｔ６〜ｔ６Ａ，ｔ８〜ｔ９においては、ゲート信号Ｇ５は非活性化されているので図６における電流ＩＳＤ２は流れずにボディダイオードによる電流ＩＳＤ１のみが流れる。

図５において制御部が電流信号Ｉ５を観測することにより、ワンサイクル内の電流の最小値Ｉｍｉｎが０以上となった時刻ｔ９以降はゲート信号Ｇ５を活性レベルに固定する。これにより時刻ｔ９以降は図６の電流ＩＳＤ１よりも、導通抵抗が低い電流ＩＳＤ２が主として流れるようになり導通損失が軽減されるとともに、時刻ｔ１〜ｔ９においては図１６の矢印で示した電流ＩＬの過電流を防止することができる。

図７は、実施の形態１の第２の変形例で行なわれる制御を説明するための動作波形図である。

図７においてゲート信号Ｇ２，Ｇ３および電流Ｉ５は図５に示した場合と同様であるので説明は繰返さない。図７の動作波形図はゲート信号Ｇ５の波形が図５に示したゲート信号Ｇ５と異なる点が特徴である。

つまり制御部は、ソフトスタート期間時刻ｔ８まではゲート信号Ｇ２の活性化に同期させてゲート信号Ｇ５を活性化させる。そして電流信号Ｉ５を監視して電流信号Ｉ５が０になったときに同期させてゲート信号Ｇ５を非活性化させる。

このような制御を行なうことにより、ソフトスタート時におけるリアクトル４に蓄積されたエネルギを放出する際にもＭＯＳＦＥＴ５の導通抵抗が低くなる。すなわち、時刻ｔ２〜ｔ２Ａ，ｔ４〜ｔ４Ａ，ｔ６〜ｔ６Ａにおいても図６の電流ＩＳＤ２が流れるようになり、損失が低減される。

ソフトスタート制御は時刻ｔ８においてしきい値ＩＴ１を電流信号Ｉ５の最大値が超えたことに応じて終了され、以降はＭＯＳＦＥＴ５は導通状態に固定される。なお、時刻ｔ８以降も電流信号Ｉ５を監視し続けてこれが０を下回らない限りＭＯＳＦＥＴ５を導通させておくことでも同様な制御が可能である。

つまり図７では、制御部は、ソフトスタート制御時には、ＭＯＳＦＥＴ２を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ５を導通させる。そして、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ２を導通状態から非導通状態に遷移させた後にリアクトル４からのエネルギの放出が完了する時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ５を非導通にする。

そして、電圧変換を行なう変換部を電源に接続する制御を行なうときにＭＯＳＦＥＴ５により電流を検出し、あるしきい値を超えた段階でソフトスタート制御から通常制御へと移行する。通常制御時にはＭＯＳＦＥＴ５は導通状態に固定される。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータが動作していないときは、ＭＯＳＦＥＴ５は非導通状態に固定される。

このようにＭＯＳＦＥＴ５を接続部として設け、ソフトスタート制御時において上記の制御を行なうことにより通常時、高い側（昇圧の場合は出力側、降圧の場合は入力側）の電源のリアクトルを介した地絡を防止することができ、また出力電流検出の機能もＭＯＳＦＥＴ５に含めることができるので、従来よりも小型軽量高効率でかつ保護機能を備えた電圧変換器を実現することができる。

［実施の形態２］
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても実施の形態１で説明したような制御を適用することができる。

図８は、実施の形態２の電圧変換器である昇圧コンバータ８０の構成を示した回路図である。

図８を参照して、昇圧コンバータ８０は、入力側に接続される低い電圧の電源８１と出力側に接続される高い電圧の電源８６との間に接続される。昇圧コンバータ８０は、変換部８０Ｄと、変換部８０Ｄを出力側の電源８６との間で接続経路の導通および遮断を行なう接続部８５とを含む。接続部８５は、ＭＯＳＦＥＴ８５Ａ，８５Ｂを含む。

変換部８０Ｄは、リアクトル８４およびＭＯＳＦＥＴ８２とＭＯＳＦＥＴ８３とを含む。リアクトル８４およびＭＯＳＦＥＴ８２は、入力側の電源８１と接地ノードとの間に直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ８３は、リアクトル８４とＭＯＳＦＥＴ８２との接続ノードと出力側に設けられた接続部８５との間に接続される。

なおボディダイオード８７，８８および８９はＭＯＳＦＥＴ８２，８３および８５においてそれぞれソースとバックゲートとを内部で接続することによってできる寄生ダイオードである。

ＭＯＳＦＥＴ８５Ａ、８５Ｂは、ソースとバックゲートが共にノードＮ３に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ８５Ａ、８５ＢのゲートにはノードＮ３の電位を基準としてゲート電圧が与えられる。

ＭＯＳＦＥＴ８５Ａ、８５Ｂの少なくとも一方は、図２で説明したＭＯＳＦＥＴ５と同様な構成を有する。構成の詳細については図５で説明しているので説明を繰返さない。

このような構成においてＭＯＳＦＥＴ８２を導通させてリアクトル８４にエネルギを蓄積し、その後ＭＯＳＦＥＴ８２を非導通状態にしＭＯＳＦＥＴ８３を導通させる。このサイクルに同期して接続部８５も導通させる。

言い換えると、変換部８０Ｄは、リアクトル８４と、リアクトル８４に対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ８２と、リアクトル８４からのエネルギの放出を行なうときに導通する副スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ８３とを含む。

図示しないが、変換部８０Ｄおよび接続部８５を制御する制御部は、副スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ８３）を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させて接続部８５を導通させる。

そして、制御部は、副スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ８３）を非導通状態から導通状態に遷移させた後にリアクトル８４からのエネルギの放出が完了する時期に同期させて接続部８５を非導通にする。

ＭＯＳＦＥＴ８３および接続部８５の導通をソフトスタート時において同期させて行ない、接続部８５の接続経路に流れる電流が所定の条件となったときにはそのソフトスタート制御を終了させて接続部８５を導通状態に固定する。このような制御を行なうことで昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、小型化および保護機能の強化を図ることができる。

図９は、実施の形態２の変形例を示した回路図である。

図９に示されるＤＣ／ＤＣコンバータ９０も入力側の低電圧の電源９１と出力側の高電圧の電源９６との間に接続される昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータである。図９に示した構成は、変換部９０Ｄが出力側の電源９６に直接接続されており、入力側の低電圧電源と変換部９０Ｄとの間には接続部９５が設けられている。接続部９５は、ＭＯＳＦＥＴ９５Ａ，９５Ｂを含む。

ＭＯＳＦＥＴ９５Ａ、９５Ｂは、ソースとバックゲートが共にノードＮ４に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ９５Ａ、９５ＢのゲートにはノードＮ４の電位を基準としてゲート電圧が与えられる。

変換部９０Ｄの構成は図８の変換部８０Ｄの構成と同様である。すなわちリアクトル９４とＭＯＳＦＥＴ９２とが直列に接続され、この接続ノードと出力ノードとの間にＭＯＳＦＥＴ９３が接続されている。このように入力側の電源にリアクトル９４を接続する経路上に、電源遮断用の接続部９５を設ける構成としても本発明を適用することができる。

ソフトスタート制御中は、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ９２を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させて接続部９５を導通させる。そして、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ９２を導通状態から非導通状態に遷移させた後にリアクトル９４からのエネルギの放出が完了する時期に同期させて接続部９５を非導通にする。

つまり、ソフトスタート制御中は、ＭＯＳＦＥＴ９２と接続部９５とを同期して導通させ、接続部９５に流れる電流が０になる時に同期させて接続部９５を非導通にする。ソフトスタート制御終了後には接続部９５を導通状態に固定すればよい。

［実施の形態３］
実施の形態３では昇降圧を双方向に可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいても本発明を適用する。

図１０は、実施の形態３で用いられる双方向に昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成を示した回路図である。

図１０を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は直流電源１０１と直流電源１０６との間に接続される。

直流電源１０１の電圧はシステムの状態によって直流電源１０６の電圧よりも高かったり低かったりする場合がある。これに限定されないがたとえば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が２電源車両システムなどに搭載されて用いられる場合には、直流電源１０１，１０６はバッテリに相当する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、直流電源１０１の正電極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３と、直流電源１０６の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０と、リアクトル１０４とを含む。リアクトル１０４はＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３の接続ノードとＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０の接続ノードとの間に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ１０２およびＭＯＳＦＥＴ１０５には、図２で説明したような電流検出機能付きのＭＯＳＦＥＴを用いる。ＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３をスイッチングさせて昇降圧を行なう場合にはＭＯＳＦＥＴ１１０は非導通状態に固定し、ＭＯＳＦＥＴ１０５には変換部を電源に接続する接続部としての動作を行なわせる。

逆にＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０をスイッチングさせて昇降圧動作を行なわせる際にはＭＯＳＦＥＴ１０３は非導通状態に制御し、電圧変換部を電源に接続する接続部としてＭＯＳＦＥＴ１０２を機能させる。

図１１は、電源１０１から１０６へ降圧動作を行なう際の制御を説明するための動作波形図である。

図１０、図１１を参照して、ゲート信号Ｇ１０２，Ｇ１０３，Ｇ１０５およびＧ１１０はＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３，１０５および１１０にそれぞれ与えられるゲート信号である。電流信号Ｉ１０５はＭＯＳＦＥＴ１０５に流れる電流を示す電流信号である。

電源１０１から電源１０６へ降圧動作を行なう場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の図示しない制御部はゲート信号Ｇ１１０を非活性状態にしたままとし、ソフトスタート時においてＭＯＳＦＥＴ１０５をＭＯＳＦＥＴ１０２に同期させて制御し、通常動作に移行するとＭＯＳＦＥＴ１０５を導通状態に固定する。

ゲート信号Ｇ１０２，Ｇ１０３およびＧ１０５と電流信号Ｉ１０５の制御についてはそれぞれ図５のゲート信号Ｇ２，Ｇ３およびＧ５と電流信号Ｉ５に対応する制御が行なわれるので、図５で行なった説明は繰返さない。

すなわち、図１１の波形で示されるように、ソフトスタート制御中は、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ１０２を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ１０５を導通させる。そして、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ１０２を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ１０５を非導通にする。通常動作に移行するとＭＯＳＦＥＴ１０５は導通状態に固定される。

また、ＭＯＳＦＥＴ１０２が導通状態から非導通状態に遷移し、リアクトル１０４に充電されたエネルギの放出が完了した時期に同期させて、ＭＯＳＦＥＴ１０５を非導通にするという制御も可能である。

図１２は、電源１０６から電源１０１へ降圧動作を行なう場合の動作波形図である。

図１０、図１２を参照して電源１０６から電源１０１へ降圧動作を行なう場合には、ＭＯＳＦＥＴ１０３は非導通状態に制御され、そしてＭＯＳＦＥＴ１０２が電圧変換を行なう変換部と電源との間の導通遮断制御を行なう接続部として動作する。

図１２に示した波形においてゲート信号Ｇ１０２，Ｇ１０３に対しては図１１におけるゲート信号Ｇ１０５，Ｇ１１０とそれぞれ同様な制御が行なわれ、図１２のゲート信号Ｇ１０５，Ｇ１１０に対しては図１１のゲート信号Ｇ１０２，Ｇ１０３とそれぞれ同様な制御が行なわれる。またこの場合は図１１における電流信号Ｉ１０５に代えてＭＯＳＦＥＴ１０２に流れる電流を示す電流信号Ｉ１０２に基づいて制御が行なわれる。各制御の内容については図１１と同様であり説明は繰返さない。

すなわち、図１２の波形で示されるように、ソフトスタート制御中は、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ１０５を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ１０２を導通させる。そして、制御部は、ＭＯＳＦＥＴ１０５を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させてＭＯＳＦＥＴ１０２を非導通にする。通常動作に移行するとＭＯＳＦＥＴ１０２は導通状態に固定される。

また、ＭＯＳＦＥＴ１０５が導通状態から非導通状態に遷移し、リアクトル１０４に充電されたエネルギの放出が完了した時期に同期させて、ＭＯＳＦＥＴ１０２を非導通にするという制御も可能である。

図１３は、電源１０１から電源１０６に向けて昇圧動作を行なう際の動作を説明するための動作波形図である。

図１０、図１３を参照して、電源１０１から電源１０６に向けて昇圧動作を行なわせる場合には、ＭＯＳＦＥＴ１０２が電圧変換部を電源１０１に接続する接続部として機能する。そしてこの場合にＭＯＳＦＥＴ１０３は非導通状態に制御されている。時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８のソフトスタート制御の間はゲート信号Ｇ１１０の活性パルス幅は次第に広くなるように制御される。

そしてその間ゲート信号Ｇ１０５はゲート信号Ｇ１１０の非活性化に応じて活性化され、電流Ｉ１０５が０になったことに応じて非活性化される。そして電流信号Ｉ１０５の最小値Ｉｍｉｎが０より大きくなった後には、時刻ｔ９以降ゲート信号Ｇ１０５は非活性化タイミングがゲート信号Ｇ１１０の活性化に同期して行なわれるようになる。

図１４は、電源１０６から電源１０１に向けて昇圧動作を行なう際の動作を説明するための動作波形図である。

図１０、図１４を参照して、電源１０６から電源１０１に向けて昇圧動作を行なわせる場合には、ＭＯＳＦＥＴ１０５が電圧変換部を電源１０６に接続する接続部として機能する。そしてこの場合にＭＯＳＦＥＴ１１０は非導通状態に制御されている。時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８のソフトスタート制御の間はゲート信号Ｇ１０３の活性パルス幅は次第に広くなるように制御される。

そしてその間ゲート信号Ｇ１０２はゲート信号Ｇ１１０の非活性化に応じて活性化され、電流Ｉ１０２が０になったことに応じて非活性化される。そして電流信号Ｉ１０２の最小値Ｉｍｉｎが０より大きくなった後には、時刻ｔ９以降ゲート信号Ｇ１０２は非活性化タイミングがゲート信号Ｇ１０３の活性化に同期して行なわれるようになる。

以上説明したように、双方向に昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいても本願発明を適用することが可能である。

［実施の形態４］
実施の形態４ではマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて各フェーズに電源と電圧変換部とを導通遮断接続制御を行なうＭＯＳＦＥＴを接続することにより本願発明を適用することが可能である。

図１５は、マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示した図である。

図１５を参照して、マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、高圧側の電源２０１と低圧側の電源２０６との間に接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、電源２０１と電源２０６との間に並列接続される変換部２００Ｄおよび２１０Ｄを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、さらに、変換部２００Ｄを電源２０６に接続する経路上に設けられるＭＯＳＦＥＴ２０５と、変換部２１０Ｄを電源２０６に接続する経路上に設けられるＭＯＳＦＥＴ２１５とを含む。

変換部２００Ｄは、電源２０１の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３と、ＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３の接続ノードに一方端が接続されるリアクトル２０４とを含む。リアクトル２０４の他方端はＭＯＳＦＥＴ２０５に接続される。

変換部２１０Ｄは、電源２０１の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３と、ＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３の接続ノードに一方端が接続されるリアクトル２１４とを含む。リアクトル２１４の他方端はＭＯＳＦＥＴ２１５に接続される。

ボディダイオード２０７，２０８，２０９は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３，２０５のソースとバックゲートを結合してできる寄生ダイオードである。また、ボディダイオード２１７，２１８，２１９は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３，２１５のソースとバックゲートを結合してできる寄生ダイオードである。

ＭＯＳＦＥＴ２０５，２１５は図２で説明したような電流センス機能付きのＭＯＳＦＥＴが用いられる。これによりコンパクトな構成を実現することができる。

変換部２００ＤおよびＭＯＳＦＥＴ２０５についての制御は、図３，図５，図７のいずれかで説明した制御と同様な制御が行なわれる。そして変換部２１０ＤおよびＭＯＳＦＥＴ２１０については降圧コンバータ２００Ｄ，ＭＯＳＦＥＴ２０５と位相をずらした形で同様な制御が行なわれる。位相をずらすことにより、電源２０１から電源２０６に供給する電流のリップルを少なくすることができる。なお、図１５においては、フェーズ数が２の場合を説明したがフェーズ数はさらに多くてもかまわない。

また図１５においては、降圧コンバータを複数含むマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、昇圧コンバータや双方向型の昇降圧コンバータを複数含む形のマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても本願発明は適用することができる。

以上説明したように、電力変換を行なう変換部を出力側電源または入力側電源に接続する接続部をソフトスタート動作中において、リアクトルのエネルギ蓄積および放出の１サイクルに同期させて制御することにより、通常動作においては低損失な降圧動作が実現でき、ソフトスタート動作中においては出力側電源から変換部に電流が逆流してしまうことが防止される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１に係る電圧変換器２０の構成を示した回路図である。 図１におけるＭＯＳＦＥＴ５の詳細な構造を示した回路図である。 図１に示した電圧変換器２０のソフトスタート時の動作を説明するための動作波形図である。 実施の形態１の第１の変形例で用いられる電圧変換器２０Ａの構成を示した図である。 図４に示した電圧変換器２０Ａの制御を説明するための動作波形図である。 パワーＭＯＳＦＥＴの１セル当たりの構造を示した図である。 実施の形態１の第２の変形例で行なわれる制御を説明するための動作波形図である。 実施の形態２の電圧変換器である昇圧コンバータ８０の構成を示した回路図である。 実施の形態２の変形例を示した回路図である。 実施の形態３で用いられる双方向に昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成を示した回路図である。 電源１０１から１０６へ降圧動作を行なう際の制御を説明するための動作波形図である。 電源１０６から電源１０１へ降圧動作を行なう場合の動作波形図である。 電源１０１から電源１０６に向けて昇圧動作を行なう際の動作を説明するための動作波形図である。 電源１０６から電源１０１に向けて昇圧動作を行なう際の動作を説明するための動作波形図である。 マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示した図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 図１６に示したＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を開始させる際のソフトスタート制御を説明するための動作波形図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの検討例を示した回路図である。

符号の説明

１，６，８１，８６，９１，９６，１０１，１０６，２０１，２０６ 電源、２，３，５，５１〜５４，８２，８３，８５Ａ，８５Ｂ，９２，９３，９５Ａ，９５Ｂ，１０２，１０３，１０５，１１０，２０２，２０３，２０５，２１２，２１３，２１５ ＭＯＳＦＥＴ、４，８４，９４，１０４，２０４，２１４ リアクトル、７，８，９，８７，８８，２０７，２０８，２０９，２１７，２１８，２１９ ボディダイオード、１０，１０Ａ コンデンサ、１１，１２，５６ 電圧センサ、１３ 制御部、２０Ｄ，８０Ｄ，９０Ｄ，２００Ｄ，２１０Ｄ 変換部、２０，２０Ａ 電圧変換器、５０ 半導体基板、５５ 抵抗、６２，６４，６８ ｎ型不純物領域、６６ ｐ型不純物領域、７０ ゲート酸化膜、７２ ゲート電極、７４ ソース電極、８０ 昇圧コンバータ、８５，９５ 接続部、９０，１００，２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ、Ｄ ドレイン、Ｓ ソース。

Claims (8)

1. リアクトルを内蔵し、前記リアクトルへのエネルギの蓄積および前記リアクトルからのエネルギの放出を繰返すことによって電圧変換を行なう、第１、第２の電源間に接続される変換部と、
   前記第１の電源から前記リアクトルを経由して前記第２の電源に至る経路上に設けられ、前記経路の導通および遮断を行なう接続部と、
   前記変換部および前記接続部に対する制御を行なう制御部とを備え、
   前記制御部は、動作開始時において前記リアクトルに蓄積する１サイクルあたりのエネルギ量を次第に大きくするソフトスタート動作を行ない、前記ソフトスタート動作時において前記リアクトルにエネルギの蓄積および放出を行なうサイクルに同期して前記接続部を制御する、電圧変換器。
2. 前記変換部は、
   第１、第２のスイッチング素子をさらに含み、
   前記接続部は、
   第３のスイッチング素子を含み、
   前記制御部は、前記ソフトスタート動作において、前記第１、第２のスイッチング素子を相補に導通させ、かつ前記第３のスイッチング素子は出力からの逆電流を防止するように動作させる、請求項１に記載の電圧変換器。
3. 前記変換部は、
   前記リアクトルに対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子をさらに含み、
   前記制御部は、前記主スイッチング素子を非導通状態から導通状態に遷移させる時期に同期させて前記接続部を導通させる、請求項１に記載の電圧変換器。
4. 前記制御部は、前記主スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させて前記接続部を非導通にする、請求項３に記載の電圧変換器。
5. 前記制御部は、前記主スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させた後に前記リアクトルからのエネルギの放出が完了する時期に同期させて前記接続部を非導通にする、請求項３に記載の電圧変換器。
6. 前記変換部は、
   前記リアクトルに対するエネルギの蓄積を行なうときに導通する主スイッチング素子と、
   前記リアクトルからのエネルギの放出を行なうときに導通する副スイッチング素子とをさらに含み、
   前記制御部は、前記副スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させる時期に同期させて前記接続部を導通させる、請求項１に記載の電圧変換器。
7. 前記制御部は、前記副スイッチング素子を非導通状態から導通状態に遷移させた後に前記リアクトルからのエネルギの放出が完了する時期に同期させて前記接続部を非導通にする、請求項６に記載の電圧変換器。
8. 前記接続部は、
   電流検出機能付のスイッチング素子を含む、請求項１，３〜６のいずれか１項に記載の電圧変換器。

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