JP2006292651A - 変調信号発生回路、送受信モジュール、およびレーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 周波数補償電圧によりVCOの周波数温度ドリフトを補償し、温度に依存しない一定のDC成分を持つ変調電圧によりFM動作させることにより、温度による変調感度の変動を低減し、出力信号の変調直線性を得るための変調補正電圧の温度データを大幅に簡素化し、試験、調整時間を大幅に削減することができる。
【選択図】 図1
Description
図16はVCO41の変調電圧−変調周波数特性(曲線F)と、これを直線化する時間−変調電圧(補正電圧、曲線G)の関係を示している。
このようなVCOのFM変調直線化技術として、特許文献2には、VT−f特性を補正する電圧データを予めメモリ内に記憶させておき、このデータをディジタルデータとして一定周期で読み出し、D/A変換器と積分回路を介してアナログ信号出力を得る変調信号発生回路が開示されている。
また、試験・調整時間を大幅に削減することができる。
図1はこの発明にかかる変調信号発生回路の基本構成を示すブロック図、図2はVCO1の代表的な構成例である。ここで示す回路構成は、FM変調用のインピーダンス可変回路とは別に、周波数調整が可能なインピーダンス可変回路をもつVCOとその制御回路の構成の一例を示すものであり、電圧で制御可能な任意の自走発振器において上記と同等の機能を有していれば、回路構成は本構成に示す限りではない。
上記の2つの制御電圧は、可変容量ダイオード106,107に印加される逆方向電圧となり、これにより可変容量ダイオードの障壁容量が変化するが、一般に制御電圧に対して容量値は直線的に変化しない(直線性を得るには、ダイオードの特殊な接合構造の作りこみが必要である)。つまり、各々の制御電圧に対して、発振周波数は直線的に変化しないため、従来と同様の図15に示すような湾曲した制御電圧−周波数特性(VT−f特性)となる。
図2に示すVCOでは、同調回路部12内に2つのインピーダンス可変回路(可変LC直列共振器)を持つ構成であるが、例えば図3(a)、(b)、(c)のように一方の可変インピーダンス回路(可変LC共振器)を同調回路部12に設け、他方の可変インピーダンス回路を、発振回路部11の出力側位相線路103や、入力側位相線路104、または接地インダクタ105内に入れる構成としても良い。図3において、図2と同一の目的の回路については同一の符号を付している。
VCO1のFM変調電圧および周波数補償電圧と出力周波数関係を、図4に示す。FM変調電圧発生部2からVCO1内の一方の可変容量ダイオード107に対して、中心電圧VA、振幅ΔVAのFM変調電圧VTが入力される。周波数補正電圧発生部3からは周波数補償電圧VPAが他方の可変容量ダイオード106に入力される。
また、上記の周波数補正機能は可変周波数幅の範囲でVCOの絶対周波数ばらつきを許容できるため、歩留り劣化を改善することができる。
この際、FM変調電圧発生部は、上記周波数補正電圧発生部により周波数温度補償された条件下で、温度に依存しな一定のDC成分を持つFM変調電圧により、VCOの出力周波数を所定周波数幅にFM変調する。
すなわち、周波数補償電圧によりVCOの周波数温度ドリフトを補償し、温度に依存しない一定のDC成分を持つ変調電圧によりFM動作させることにより、温度による変調感度の変動を低減し、出力信号の変調直線性を得るための変調補正電圧の温度データを大幅に簡素化し、試験・調整時間を大幅に削減することができる。また、温度によらず概ね一定のFM変調電圧で必要な周波数変調幅を得ることが可能となる。
図6はこの発明にかかる変調信号発生回路のFM変調電圧発生部、周波数補正電圧発生部の回路構成を示すブロック図である。ここで示す回路構成は、VCO1の制御に最低限必要な電圧の発生手段を示す構成要素であり、制御回路の電源電圧や、各回路の出力電圧範囲の制約などにより、必要に応じて回路構成が適宜変わり、本構成に示す限りではない。
周波数補償電圧データVpはそれぞれ、温度テーブル毎に、FM変調電圧データVn、時間間隔データtnはそれぞれ、温度テーブル毎に時系列的に格納されている。マイコン7は、温度モニタ部4で検出された筐体温度Tに対して、上記温度Tが最も近い温度TnおよびTn+1を探索し、この温度Tn,Tn+1に対応するデータをメモリ8a〜8c内の所定アドレスから読み出して、各温度のデータから線形あるいは多項式近似で補間することにより、筐体温度Tに対応したFM変調電圧および周波数補償電圧を算出し出力する。図9では、温度T0に対応する電圧データについて、温度T1,T2から線形補間で算出している例を示している。また、上記以外にも、3温度以上のデータから多項式近似により算出してもよい。
変調信号発生回路の出力周波数はこれまでの説明のとおり、FM変調電圧(動作点中心電圧)と周波数補償電圧によって決まるため、はじめに常温にて出力周波数が法定周波数内に入る各電圧を確定する。常温で設定する周波数補償電圧は、高温および低温での周波数補償分を考慮し、出力電圧範囲で得られる出力周波数変化幅の中心付近に対応する電圧値に設定する。
次に、各温度での周波数補償電圧値を決定し(常温試験)、最後に各温度でのFM変調補正電圧データを実測、算出する(温度試験)。
まず初めに、FM変調電圧Vt(中心電圧)および周波数補償電圧Vpの初期値(ノミナル電圧)を設定し、VCO1の各制御端子に入力する(step1)。この初期電圧に対し、変調信号発生回路の出力周波数を測定する(step2)。出力周波数が目標の範囲に入っている場合は、上記の初期電圧を常温設定値とし、メモリに保持する(step3)。出力周波数が目標に入っていない場合は、周波数補償電圧Vpを調整限界範囲内で調整し、出力周波数を再測定する(step21〜23)。上記のVp調整限界範囲内で目標周波数が得られなかった場合は、FM変調電圧Vtを同様に調整限界範囲内で調整し、周波数を再測定する(step24〜26)。step22およびstep25で目標周波数が得られた場合は、上記のVp,Vt調整値を常温設定値とし、メモリに保持する(step3)。目標が得られなかった場合は、VCO1の出力周波数が各制御電圧の出力範囲内で、法定周波数範囲に入らないため、調整不可として次工程には進めず、保留とする(step27)。
以上の処理にて、FM変調電圧Vt(中心電圧)および周波数補償電圧Vpの常温設定値が決定される。
まずFM変調電圧(動作点中心電圧)を固定(step3のメモリ保持値)とし、常温における周波数補償電圧-出力周波数(Vp−f特性)のデータ(図8の曲線D)を取得する(step4)。このVp−f特性は先に述べたVT−f特性と同様の理由により、低温および高温においても概ね常温のVp−f特性Aに近い勾配となるため、各温度における周波数変化幅も上記の常温Vp−f特性に概ね従うと考えてよい。
一方、上記周波数補償電圧によって補償する出力周波数の温度ドリフト量も、素子および回路構成によって大枠が決まり、個体ごとのばらつきが少ない。予め、取得しておいたVCO1の出力の温度勾配をΔfdMHz/℃とする。
例えば常温Toから低温Tcになったときの周波数ドリフトはΔfd*(Tc−To)となるため、図8の曲線Dから低温での補償電圧ΔVpが求められる。同様にして、曲線Dから任意の温度における周波数補償電圧が算出され、曲線Dのように与えられる。算出には取得した特性を多項式近似して、数式的に周波補償電圧を導出する(step5)。
以上の処理にて導出した、各温度での周波数補償電圧の温度テーブル(図9)をメモリ8cへデータとして書き込む(step6)。
変調補正電圧は、先に述べたとおり、高精度な制御を必要とするため、各温度で得られる実測データから直接算出する。変調信号発生回路の周囲温度を設定し(step7)、目標温度に達した状態で、前工程で算出された試験温度に対応する周波数補償電圧(*2)を設定する(step8)。この電圧設定により、変調信号発生回路の出力周波数は常温に近い周波数に補償される。次に、VCO1のFM変調電圧端子に対して、テスト電圧パターン(時間に対して所定の勾配で直線的に変化する電圧)を入力し(step9)、周波数の時間変化を計測することにより、VT−f曲線(図8の曲線A)を取得する(step10)。このときのテスト電圧の範囲は最初に決定したFM変調電圧(*1)を中心電圧とし、モジュールで必要とされる変調周波数幅ΔBを出力可能な振幅を持つ変調電圧である。上記VT−f曲線は多項式近似により表現できるため、例えば、2次式で近似した場合は数1で与えられる(step11)。
以上の処理を各温度に実施する(step14→step7)ことにより、使用温度範囲の変調補正電圧データを作ることができる。
まず、上記のフローにより使用温度範囲を含む低温、高温、常温の3点の温度データ(変調補正データおよび数1に示すVT−f曲線の近似式の1次および2次の係数)を計測・取得する。次に、この3点の温度データからメモリ8a,8bに格納する温度データ(例えば12温度)に3点からのデータ補間により展開する。
以下、例として、3温度実測データから12温度に展開する手順を説明する。はじめに、上記3点のVT−f曲線近似式の1次,2次係数から、線形あるいは2次多項式補間により、残りの9温度のVT−f曲線近似式の1次,2次の係数a,bを算出する。次に補間により算出した1次,2次の係数を用いて、3温度の実測の場合と同じように数3,数4により、変調補正データ(変調補正電圧および時間間隔データ)を算出する。以上の手順で算出した実測3温度と補間9温度分の温度データ(変調補正電圧および時間間隔データ)をメモリ8a,8bに記憶させる。
一方、0次(切片)を含めた場合は、数1および数2の周波数に着目した式となり、下限周波数を与えるFM電圧をVminとして、以下の数7の算出式となる。
さらに、各補正データ取得のための試験温度数が削減可能となり、試験・調整時間を大幅に削減することができる。
図12はこの発明にかかる実施の形態3の送受信モジュールの基本構成を示すブロック図である。ここで示す回路構成は、レーダ装置において測距離、測速度に必要なビート周信号を取り出すための必要最小限の送受信モジュール構成要素を示すものであり、VCOの源発振周波数や、送受信のチャネル数、レーダ性能により、逓倍器や、スイッチ、増幅器など必要に応じて回路構成が適宜変わり、本構成に示す限りではない。
図13はこの発明にかかる実施の形態4によるレーダ装置の基本構成を示すブロック図である。図において、符号70は本発明の実施の形態1または2で説明した変調信号発生回路である。レーダ装置は、送信部5、受信部6、送信アンテナ50、受信アンテナ60、信号処理部80を備えて構成される。
Claims (6)
- 周波数が時間経過に対して周期的かつ直線的に変化する送信波を出力する変調信号発生回路において、
回路の筐体温度を検出する温度モニタ部と、
入力される制御電圧に基づいて独立に発振周波数を制御する2つの可変インピーダンス回路を有する電圧制御発振器と、
上記一方の可変インピーダンス回路に対し、上記温度モニタ部で検出した筐体温度に応じて、発振周波数の温度ドリフトを補償する電圧を出力する周波数補正電圧発生部と、
上記周波数補正電圧発生部による温度ドリフト補償条件下で、上記他方の可変インピーダンス回路に対し、温度に依存しない一定の直流分と所定の交流分から成る変調電圧を出力するFM変調電圧発生部と、
を備えたことを特徴とする変調信号発生回路。 - 上記FM変調電圧発生部は、
上記電圧制御発振器のFM変調電圧−出力周波数特性が、動作温度範囲内で概ね一定となる動作点でFM変調を施すことを特徴とする請求項1に記載の変調信号発生回路。 - 上記周波数補正電圧発生部は、
上記電圧制御発振器の発振周波数の温度ドリフトを補償する周波数補償電圧の温度データを記憶するメモリと、
設定された周波数補償電圧の温度データをアナログ値に変換するD/A変換器と、
上記温度モニタ部により検出された筐体温度にしたがって、上記メモリが当該温度に対応する温度データを上記D/A変換器へ出力するように制御するデータ制御部とを備え、
上記FM変調電圧発生部は、
上記電圧制御発振器の発振周波数が時間経過に対して周期的かつ直線的に変化するような各温度毎の変調目標電圧波形を、予め時系列の離散電圧のデータとして記憶する変調電圧メモリと、
上記時系列の離散電圧の各出力時間間隔のデータを記憶する時間メモリと、
上記温度モニタ部により検出された筐体温度にしたがって、当該温度に対応する上記時間メモリに記憶された各出力時間間隔のデータを読み出し、上記D/A変換器がこの時間間隔に基づいて、上記変調電圧メモリの離散電圧の出力をD/A変換するように制御するデータ制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項1に記載の変調信号発生回路。 - 上記FM変調電圧発生部は、
使用温度範囲を包含する少なくとも3点の温度において、予め計測したFM変調電圧−発振周波数特性に基づいて算出した変調補正データから線形あるいは多項式補間処理により算出した離散的な温度データを、上記変調電圧メモリおよび時間メモリに格納し、上記温度モニタ部で検出した筐体温度に対して、当該温度データの補間処理によりFM変調電圧を算出することを特徴とする請求項3に記載の変調信号発生回路。 - FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波からビート信号を出力する送受信モジュールにおいて、請求項1から請求項4のいずれかに記載の変調信号発生回路を備えたことを特徴とする送受信モジュール。
- FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波から得るビート信号を信号処理することにより、目標物との相対距離、相対速度を算出するレーダ装置において、請求項1から請求項4のいずれかに記載の変調信号発生回路を備えたことを特徴とするレーダ装置。
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