JP2006288092A - 電圧変換回路、及び、電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 トランスの一次側に配設されるスイッチング手段に高耐電圧性が要求されない電圧変換回路を提供すること。
【解決手段】 トランスＴ１は、一次側のコイルＰ１と、二次側のコイルＳ１１、Ｓ１２を有し、トランスＴ２は、コイルＰ１に直列に接続された一次側のコイルＰ２１と、コイルＰ２２と、二次側のコイルＳ２１を有する。トランジスタＱ１はコイルＰ１に対する直流電圧供給のオン／オフを切り換える。トランジスタＱ１がオンされコイルＰ１に電圧が供給されるときダイオードＤ１はコイルＰ２２両端を短絡状態にさせる。トランジスタＱ１がオフされ電圧供給が遮断されるときダイオードＤ２はコイルＰ１およびコイルＰ２１の直列回路を短絡状態にさせる。トランジスタＱ１により電圧供給がオンにされた状態でコイルＳ１１に生じる起電力に基づいて直流電圧を出力し、オフされた状態でコイルＳ１２、コイルＳ２１に生じる起電力に基づいて直流電圧を出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電圧変換回路、及び、この電圧変換回路を含んでなる電源装置に関する。

直流電圧を変換する電圧変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）は、スイッチング電源回路等に広く利用されている（例えば、非特許文献１参照。）。

コーセル株式会社、"電源について"、P.36-37、[online]、［平成１６年７月１５日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.cosel.co.jp/jp/products/img/technotes.pdf＞

図４は、非特許文献１に記載されたスイッチング電源回路のうち、「シングルエンディッドフライバック方式」と呼ばれる回路の典型例であり、スイッチング電源回路１０は、直流電源１からトランスＴの一次側のコイルＳに対する直流電圧の供給を、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のトランジスタＱによりオン／オフする。

トランジスタＱのゲートＧにパルス電圧が印加され、トランジスタＱがオンになって一次側のコイルＰに直流電圧が供給されると、トランスＴの二次側のコイルＳに生じる誘導起電力により、ダイオードＤのアノード側が負となるので電流が流れない。トランジスタＱがオンからオフに切り換えられると、一次側のコイルＰに生じる逆起電力（フライバック電圧）により、ダイオードＤのアノード側が正となるので、ダイオードＤを通して出力端子３，４へ直流電圧が出力される。

また、図５は、非特許文献１に記載されたスイッチング電源回路のうち、「シングルエンディッドフォワード方式」と呼ばれる回路の典型例であり、スイッチング電源回路３０は、直流電源１からトランスＴの一次側のコイルＰに対する直流電圧の供給を、トランジスタＱによりオン／オフする。

トランジスタＱのゲートＧにパルス電圧が印加され、トランジスタＱがオンになって一次側のコイルＰに直流電圧が供給されると、トランスＴの二次側のコイルＳに生じる誘導起電力により、コイルＳからダイオードＤ３１及びチョークコイルＬ３１を経由する電流が流れ、出力端子３，４から直流電圧が出力される。ここで、出力端子３，４に並列に平滑コンデンサＣが設けられている。トランジスタＱがオンからオフに切り換えられると、チョークコイルＬ３１に対する電圧供給が停止するので、チョークコイルＬ３１に逆起電力が生じる。ここで、チョークコイルＬ３１の逆起電力により、ダイオードＤ３２からチョークコイルＬ３１を経由する電流路において電流が流れ、出力端子３，４から直流電圧が出力される。
つまり、図５に示すスイッチング電源回路３０は、トランジスタＱがオンの状態ではコイルＳに生じる起電力により直流電圧を出力し、トランジスタＱがオフに切り換えられると、チョークコイルＬ３１に蓄積されたエネルギーにより直流電圧を出力する。

図４に示した従来の電圧変換回路は、トランジスタＱをオンからオフに切り換えたときに一次側コイルに発生する逆起電力（フライバック電圧）を利用するものである。また、図５に示した従来の電圧変換回路は、トランジスタＱのオン／オフを切り換えることにより、オンの状態でトランスＴのコイルＰからコイルＳにエネルギーを伝達し、オフの状態でチョークコイルＬ３１に蓄積されたエネルギーを放出することで、直流電圧を出力する。しかしながら、トランジスタＱがオンからオフに切り換えられたときにコイルＰに発生する逆起電力は過渡的にみて極めて大きい電圧値を示し、この電圧と供給される直流電圧との和がトランジスタＱに一時的に加わるため、かかる電圧よりも耐電圧が十分大きいトランジスタを使用する必要があった。このため、少ない部品数で構成できるにもかかわらず回路が比較的高価なものとなっていた。

そこで、本発明は、トランスの一次側に配設されるスイッチング手段に高耐電圧性が要求されない電圧変換回路を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明の一つの局面にかかる電圧変換回路は、一次側の第１のコイルと、該第１のコイルと磁気結合された二次側の第２のコイルおよび第７のコイルとを有する第１のトランスと、前記第１のコイルに直列に接続された一次側の第３のコイルと、該第３のコイルと磁気結合された一次側の第４のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルとを有する第２のトランスと、前記第３のコイルおよび第４のコイルに接続され、前記第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段と、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる第１の短絡手段と、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第２の短絡手段とを備え、前記第１のトランスの前記第７のコイルと前記第２のトランスの前記第５のコイルとは直列に接続されており、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンにされた状態で、前記第２のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力し、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第５のコイルに生じる起電力と前記第７のコイルに生じる起電力との和に基づき直流電圧を出力することを特徴とする。

上記した発明の電圧変換回路にあっては、前記第１のコイルの、一端は前記第２の短絡手段に接続され、他端は前記第３のコイルの一端に接続され、前記第４のコイルの、一端は前記第３のコイルの他端に接続され、他端は前記第１の短絡手段に接続され、前記第２のコイルの、一端は第１の整流手段を介して出力ラインに接続され、他端は前記第７のコイルの一端に接続され、前記第５のコイルの、一端は前記第７のコイルの他端に接続され、他端は第２の整流手段を介して前記出力ラインに接続され、前記第２のコイルと前記第７のコイルとの接続点の電位は、前記出力ラインに対する基準電位に定められ、前記スイッチング手段は、前記第４のコイルおよび前記第１の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続され、前記第２の短絡手段は、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続されている構成とすることができる。

本発明の別の局面にかかる電圧変換回路は、一次側の第１のコイルと、該第１のコイルと磁気結合された二次側の第２のコイルおよび第７のコイルを有する第１のトランスと、前記第１のコイルに直列に接続された一次側の第３のコイルと、該第３のコイルと磁気結合された一次側の第４のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第８のコイルを有する第２のトランスと、前記第３のコイルおよび第４のコイルに接続され、前記第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段と、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる第１の短絡手段と、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第２の短絡手段とを備え、前記第１のトランスの前記第７のコイルと前記第２のトランスの前記第５のコイルとは直列に接続され、前記第１のトランスの前記第２のコイルと前記第２のトランスの前記第８のコイルとは直列接続され、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンにされた状態で、前記第２のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力し、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第５のコイルに生じる起電力と前記第７のコイルに生じる起電力との和に基づき直流電圧を出力するとともに、前記第２のコイルに発生する起電力を前記第８のコイルに生じる起電力によって相殺することを特徴とする。

上記した発明の電圧変換回路にあっては、前記第１のコイルの、一端は前記第２の短絡手段に接続され、他端は前記第３のコイルの一端に接続され、前記第４のコイルの、一端は前記第３のコイルの他端に接続され、他端は前記第１の短絡手段に接続され、前記第２のコイルの、一端は前記第８のコイルおよび第１の整流手段を介して出力ラインに接続され、他端は前記第７のコイルの一端に接続され、前記第５のコイルの、一端は前記第７のコイルの他端に接続され、他端は第２の整流手段を介して前記出力ラインに接続され、前記第２のコイルと前記第７のコイルとの接続点の電位は、前記出力ラインに対する基準電位に定められ、前記スイッチング手段は、前記第４のコイルおよび前記第１の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続され、前記第２の短絡手段は、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続されている構成とすることができる。

ここで、上記した発明の電圧変換回路では、前記出力ライン上に、前記第１の整流手段を介して第６のコイルが配設されていることが好まししい。

また、上記した発明の電圧変換回路においては、前記第１の短絡手段および前記第２の短絡手段として整流素子、例えばダイオードを使用することが好ましい。

本発明の更に別の局面にかかる電圧変換回路は、第１のトランスと、第２のトランスと、前記第１のトランスに存在する第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段とを備える電圧変換回路であって、少なくとも、前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する第３のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第１の電流路と、前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと、第２の短絡手段とを備える第２の電流路と、前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと磁気結合された前記第１のトランスに存在する第２のコイルと、第１の整流手段とを備える第４の電流路と、前記第１のトランスに存在する第７のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第５のコイルとを備える第５の電流路とを備え、前記スイッチング手段がオンして前記第１の電流路に電流が流れるとき、前記第２のコイルに発生する電圧に基づいて前記第４の電流路に電流を流し、前記スイッチング手段がオフして前記第１の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第７のコイルに発生する電圧と前記第５のコイルに発生する電圧とに基づいて前記第５の電流路に電流を流すとともに、前記第２の電流路を閉回路とし、該第２の電流路が備える前記第２の短絡手段により、前記第１のコイルに発生された逆起電力が前記スイッチング手段に印加されるのを阻止することを特徴とする。

本発明の更に別の局面にかかる電圧変換回路は、第１のトランスと、第２のトランスと、前記第１のトランスに存在する第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段とを備える電圧変換回路であって、少なくとも、前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する第３のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第１の電流路と、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第４のコイルと、前記スイッチング手段と、第１の短絡手段とを備える第３の電流路と、前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと磁気結合された前記第１のトランスに存在する第２のコイルを備える第４の電流路と、前記第１のトランスに存在する第７のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第５のコイルとを備える第５の電流路とを備え、前記スイッチング手段がオフして前記第１の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第５の電流路に電流を流し、前記スイッチング手段がオンして前記第１の電流路に電流が流れるとき、前記第３電流路及び前記第４の電流路に電流を流すとともに、前記第３及び前記第４のコイルに発生する磁束を略相殺することを特徴とする。

上記した発明の電圧変換回路においては、第２のトランスに存在する前記第３のコイルに磁気結合された前記第２のトランスに存在する第８のコイルと、前記第２のコイルと前記第８のコイルが直列接続された直列回路とを更に備え、前記スイッチング手段がオフして前記第４の電流路に流れる電流が遮断されるときに前記直列回路の両端に発生する電圧が、前記第２のコイルに発生する電圧と前記第８のコイルに発生する電圧とによって略相殺されるものとすることができる。

さらに、本発明の電圧変換回路を搭載した電源装置を構成してもよい。

本発明の一つの局面に係る電圧変換回路によれば、スイッチング手段により第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第１の短絡手段は、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる。したがって、第２のトランスの第４のコイルと、それと磁気結合されている第３のコイルの両端間電圧は略０（ゼロ）ボルトとなり、第２のトランスの磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給されるエネルギーは第１のトランスに略全て与えられる。一方、第２のトランスの磁気回路に磁束が蓄積されないことから、第２のトランスの第３のコイルは十分大きなリアクタンスを有している。
スイッチング手段により第１のコイルに対する電圧供給がオフとされると、第１のコイルに発生する逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にスイッチング手段に印加されようとするが、第１のコイルには、第３のコイル、および第２の短絡手段（例えばダイオード等の整流素子）の閉回路が設けられており、第２の短絡手段が第１のコイルおよび第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせることで、このスパイク電圧が、スイッチング手段に直接印加されることを阻止する。例えば、第２の短絡手段がダイオード等の整流素子であるときは、このスパイク電圧は当該整流素子の順方向電圧であるため、スイッチング手段に印加される電圧は整流手段により略直流電源電圧にクランプされる。したがって、スイッチング手段は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するものであれば足りる。
また、第１のコイル→第３のコイル→第２の短絡手段→第１のコイルと閉回路が構成されているにも係わらず、第２のトランスに存在する第３のコイルの大きなリアクタンスにより、この閉回路にはほとんど電流が流れない。したがって、第１のトランスの磁気回路に存在する磁束は急速に減衰できるため、スイッチング手段をオン／オフするスイッチング周波数を高めることができる。これにより、電圧変換回路の出力を高出力のものとすることができる。また、第１のトランスの磁気回路のエネルギーを略全て第２のコイルに放出することができる。

本発明の一つの局面に係る電圧変換回路によれば、上記の効果に加えて、第１のトランスは、二次側の第７のコイルを有し、第２のトランスは第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルとを有し、第１のトランスの二次側の第７のコイルと第２のトランスの第５のコイルとは直列に接続されているので、スイッチング手段により第１のトランスに対する電圧供給がオフにされた状態で、第７のコイルに生じる起電力と第５のコイルに生じる起電力の和を直流電圧として出力させることができる。つまり、第１のトランスに対する電圧供給がオフのときに第５のコイルに誘導される起電力を有効利用できるので、第７のコイルの巻数を少なく設定することができ、また第５のコイルの巻数も多くする必要がない。

また、本発明の他の局面に係る電圧変換回路によれば、スイッチング手段により第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第１の短絡手段は、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる。したがって、第２のトランスの第４のコイルと、それと磁気結合されている第３のコイルの両端間電圧は略０（ゼロ）ボルトとなり、第２のトランスの磁気回路に磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給されるエネルギーは第１のトランスに略全て与えられる。一方、第２のトランスの磁気回路に磁束が蓄積されないことから、第２のトランスの第３のコイルは十分大きなリアクタンスを有している。
スイッチング手段により第１のコイルに対する電圧供給がオフとされると、第１のコイルに発生する逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にスイッチング手段に印加されようとするが、第１のコイルには、第３のコイル、および第２の短絡手段（例えばダイオード等の整流素子）の閉回路が設けられており、第２の短絡手段が第１のコイルおよび第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせることで、このスパイク電圧が、スイッチング手段に直接印加されることを阻止する。例えば、第２の短絡手段がダイオード等の整流素子であるときは、このスパイク電圧は当該整流素子の順方向電圧であるため、スイッチング手段に印加される電圧は整流手段により略直流電源電圧にクランプされる。したがって、スイッチング手段は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するものであれば足りる。

また、第１のコイル→第３のコイル→第２の短絡手段→第１のコイルと閉回路が構成されているにも係わらず、第２のトランスに存在する第３のコイルの大きなリアクタンスにより、この閉回路にはほとんど電流が流れない。したがって、第１のトランスの磁気回路に存在する磁束は急速に減衰できるため、スイッチング手段をオン／オフするスイッチング周波数を高めることができる。これにより、電圧変換回路の出力を高出力のものとすることができる。また、第１のトランスの磁気回路のエネルギーを略全て第２のコイルに放出することができる。

本発明の他の局面に係る電圧変換回路によれば、上記の効果に加えて、第１のトランスは、二次側の第７のコイルを有し、第２のトランスは第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルとを有し、第１のトランスの二次側の第７のコイルと第２のトランスの第５のコイルとは直列に接続されているので、スイッチング手段により第１のトランスに対する電圧供給がオフにされた状態で、第７のコイルに生じる起電力と第５のコイルに生じる起電力の和を直流電圧として出力させることができる。つまり、第１のトランスに対する電圧供給がオフのときに第５のコイルに誘導される起電力を有効利用できるので、第７のコイルの巻数を少なく設定することができ、また第５のコイルの巻数も多くする必要がない。

更に本発明の他の局面に係る電圧変換回路によれば、上記の効果に加えて、スイッチング手段により第１のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、第５のコイルに生じる起電力と第７のコイルに生じる起電力との和に基づき直流電圧を出力するとともに、第２のコイルに発生する起電力を第８のコイルに生じる起電力によって相殺する。従って第１のトランスの二次側の第２のコイルで発生する起電力に基づく大きな電位上昇を抑制することができる。

また、本発明の電源装置は、以上の電圧変換回路を搭載したことにより、少ない部品点数で安価な装置を実現できる。

上記した本発明の目的および利点並び他の目的および利点は、以下の実施の形態の説明を通じてより明確に理解される。もっとも、以下に記述する実施の形態は例示であって、本発明はこれらに限定されるものではない。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明を適用した第１の実施の形態における変換回路３００の基本的な構成を示す回路図である。

図１に示す変換回路３００は、所定電圧値の直流電圧に基づき電圧変換を行って、異なる電圧値の直流電圧を出力する回路であり、トランスＴ１とトランスＴ２とを備える。また、変換回路３００は正の出力端子１３と負の出力端子１４とを備え、出力端子１３と出力端子１４との間に所定の負荷Ｌが接続される。

トランスＴ１は、一次側のコイルＰ１と、コイルＰ１と磁気結合された二次側のコイルＳ１１およびコイルＳ１２とを備え、コイルＳ１１とコイルＳ１２とは直列接続されて構成される。またトランスＴ２は、一次側の第１のコイルＰ２１と、第１のコイルＰ２１と磁気結合された一次側の第２のコイルＰ２２と、二次側のコイルＳ２１とを備えて構成される。

コイルＰ１の一端（巻き始め側）には直流電源１１の正極が接続され、他端（巻終わり側）にはトランスＴ２の一次側の第１のコイルＰ２１の一端（巻き始め側）が接続される。第２のコイルＰ２２の一端（巻き始め側）は、この第１のコイルＰ２１の他端と接続され、他端（巻終わり側）はダイオードＤ１のカソード側に接続される。

トランジスタ（本実施の態様ではＦＥＴ）Ｑ１のドレインは、トランスＴ２の一次側の第１のコイルＰ２１の他端と第２のコイルＰ２２の一端との接続点と接続され、ゲートＧ１にはパルス電圧が入力され、ソースはダイオードＤ１のアノード側および直流電源１１の負極に接続される。変換回路３００は、コイルＰ１とコイルＰ２１の直列回路と並列に接続されるダイオードＤ２を備えており、ダイオードＤ２のアノード側はトランジスタＱ１のドレインに接続され、カソード側には直流電源１１の正極が接続される。
トランジスタＱ１は、ゲートＧ１に入力されるパルス電圧に従ってオン／オフを切り換える動作を行い、トランジスタＱ１がオンの状態ではコイルＰ１に対して直流電源１１から直流電圧が供給されるが、トランジスタＱ１がオフの状態では直流電圧の供給は遮断される。

また、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１１の一端（巻き始め側）にはダイオードＤ２３のアノードが接続され、ダイオードＤ２３のカソードからのびる出力ライン上にはコイルＬ２１が配設される。すなわちコイルＬ２１の一端は、ダイオードＤ２３を介してコイルＳ１１の一端（巻き始め側）に接続され、他端は出力端子１３に接続される。また、コイルＳ１１の他端（巻終わり側）は他方の出力端子１４に接続される。さらに、ダイオードＤ２３とコイルＬ２１との接続点にダイオードＤ２４のカソードが接続され、ダイオードＤ２４のアノードはコイルＳ１１の他端（巻終わり側）に接続される。
一方、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１１の他端（巻終わり側）は、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１２の一端（巻き始め側）に接続され、コイルＳ１２の他端（巻終わり側）は、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２１の一端（巻終わり側）に接続されている。そして、コイルＳ２１の他端（巻き始め側）はダイオードＤ２５のアノードに接続され、ダイオードＤ２５のカソードは、上記出力端子１３に接続されている。
従って、トランスＴ１の二次側においては、ダイオードＤ２３からコイルＬ２１を経て出力端子１３に向かう方向、またはダイオードＤ２４からコイルＬ２１を経て出力端子１３に向かう方向のいずれかに電流が流れる。更に、トランスＴ１の二次側およびトランスＴ２の二次側においては、ダイオードＤ２５から出力端子１３に向かう方向にのみ電流が流れる構成となっている。

そして、上記出力端子１３と出力端子１４との間には平滑用のコンデンサＣ１が接続されており、出力端子１３，１４からコンデンサＣ１により平滑された直流電圧が出力される。

以上のように構成される変換回路３００は、直流電源１１から供給される直流電圧に基づいて、出力端子１３，１４に接続された負荷Ｌに対して直流電圧を出力する。

次に、変換回路３００の動作について説明する。
トランジスタＱ１のゲートＧ１にパルス電圧が入力され、トランジスタＱ１がオンに切り換えられると、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１と、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１に直流電圧が供給され、コイルＰ１、コイルＰ２１およびトランジスタＱ１に至る経路に電流が流れる。トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に電流が流れることより、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１１には、コイルＳ１１の巻き始め側（黒丸印）を正とする、コイルＰ１とコイルＳ１１との巻数比に応じた誘導起電力が生じる。

また、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１に電流が流れることにより、コイルＰ２１と磁気結合されたコイルＰ２２にも誘導起電力が生じる。この起電力は、コイルＰ２２の巻き始め側（黒丸印）を正とする起電力である。ここでトランジスタＱ１がオンされているため、コイルＰ２２に生じる起電力はダイオードＤ１のアノード側を正とする順方向電圧として作用する。この結果、コイルＰ２２の両端が、トランジスタＱ１およびダイオードＤ１を通して短絡状態とされ、コイルＰ２２からトランジスタＱ１およびダイオードＤ１を通して再びコイルＰ２２に至る閉回路に電流が流れる。こうして閉回路に電流が流れる結果、コイルＰ２２の両端間電圧は略０（ゼロ）ボルトとなる。また、トランスＴ２のコイルＰ２２の電圧が略０（ゼロ）ボルトであるため、それと磁気結合されているコイルＰ２１の両端間電圧も略０（ゼロ）ボルトとなる。ここで、コイルＰ２１とコイルＰ２２にそれぞれ流れる電流の向きを考えると、コイルＰ２１には巻き始め側（黒丸印）から巻終わり側に電流が流れるのに対し、コイルＰ２２内部には巻終わり側から巻き始め側（黒丸印）に閉回路電流が流れている。コイルＰ２１巻終わり側がコイルＰ２２の巻き始め側（黒丸印）に接続されているため、コイルＰ２１に流れる電流によって生じる磁束とコイルＰ２２に流れる電流により生じる磁束とは互いに打ち消し合う。
つまり、トランジスタＱ１がオンのとき、トランスＴ２の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されることはない。このことは、トランスＴ２を付加することによって後述するような有意な効果が得られるにもかかわらず、トランスＴ２に磁気エネルギーが蓄積されないことから、トランスＴ２自身によるエネルギーの損失が生じないことも意味する。
なお、上記のとおり、コイルＰ２１に流れる電流によって生じる磁束とコイルＰ２２に流れる電流により生じる磁束とは互いに打ち消し合い、トランスＴ２の磁気回路に磁束が蓄積されないことから、トランスＴ２は当然に磁気飽和状態ではない（コイルＰ２１、コイルＰ２２を通る磁束がほとんど無い状態である）。したがって、トランスＴ２のコイルＰ２１（コイルＰ２２も同様であるが）は十分大きなリアクタンスを有している。

上記のとおり、トランジスタＱ１がオンのとき、トランスＴ２の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、トランスＴ２自身によって何らエネルギー損失を生じさせない一方、直流電源１１から供給される直流電圧がすべてトランスＴ１のコイルＰ１に印加され、トランスＴ１のみを通してエネルギーがコイルＳ１１に伝達されることになる。

トランスＴ１の二次側にあるコイルＳ１１には、上記のとおり、コイルＳ１１の巻き始め側（黒丸印）を正とする誘導起電力が生じ、この起電力はコイルＳ１１のダイオードＤ２３側が正、出力端子１３側が負となる。従ってダイオードＤ２３には、そのアノード側を正とする順方向電圧が印加されるので、ダイオードＤ２３からコイルＬ２１を通して出力端子１３に向かう電流が流れる。
つまり、トランジスタＱ１がオンのときには、出力端子１３，１４から、コイルＳ１１に生じた誘導起電力に基づく直流電圧が出力される。
なお、トランジスタＱ１がオンのときには、上記のとおり、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１の両端間電圧が略０（ゼロ）ボルトであるため、コイルＰ２１と磁気結合された二次側のコイルＳ２１に起電力がほとんど生じない。また、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１２には、コイルＳ１２の巻き始め側（黒丸印）を正とする誘導起電力が生じるが、この起電力はダイオードＤ２５に対してアノード側を負とする逆方向電圧となって印加されるので、コイルＳ１２に生じた誘導起電力に基づく直流電圧が出力端子１３，１４から出力されることはない。したがって、直列接続されているトランスＴ１の二次側のコイルＳ１２およびトランスＴ２の二次側のコイルＳ２１は、出力端子１３，１４からの直流電圧の出力に何ら関与しない。

一方、トランジスタＱ１がオンのときに上記のとおり電流が流れることによって、コイルＬ２１にエネルギーが蓄積される。このコイルＬ２１に蓄積されるエネルギーは、後述するようにトランジスタＱ１がオフのときに出力電圧の一部を出力する源となる。

その後、トランジスタＱ１がパルス電圧によりオフに切り換えられると、コイルＰ１への直流電圧の供給が遮断され、コイルＰ１の自己インダクタンスによる逆起電力（フライバック電圧）が生じる。既に述べたようにこのとき発生する逆起電力は大きいため、従来のスイッチング電源回路ではトランジスタのドレイン側の電位が大きく急上昇する。それゆえ従来は、高耐電圧のトランジスタを使用する必要があった。これに対し、本発明では、コイルＰ１にコイルＰ２１を直列接続し、トランジスタＱ１のドレインに接続すること、および、ダイオードＤ２をコイルＰ１とコイルＰ２１の直列回路に並列に接続することによって、トランジスタＱ１のドレイン電位の上昇を抑えている。

すなわち、図１において、トランジスタＱ１がオフに切り換えられたときコイルＰ１の巻終わり側を正とする向きの逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にトランジスタＱ１のドレインに印加されようとするが、コイルＰ１には、コイルＰ２１およびダイオードＤ２の閉回路が設けられており、このスパイク電圧はダイオードＤ２のアノード側を正とする順方向電圧であるため、トランジスタＱ１のドレイン電位はダイオードＤ２により略直流電源の正電位にクランプされる。したがって、トランジスタＱ１は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するトランジスタであれば足りる。

以上の状態で、トランジスタＱ１がオンであったときにトランスＴ１の相互誘導によりコイルＳ１１から負荷側にエネルギーが伝達され、トランスＴ１の磁気コアには磁気エネルギーはほとんど蓄積されないが、少しは残る。このため、トランジスタＱ１がオフしたときコイルＰ１、Ｓ１１に逆起電力が発生し、この逆起電力はコイルＳ１１のダイオードＤ２３側が負、出力端子１４側が正となる。従ってダイオードＤ２３には、そのアノード側を負とする逆方向電圧が印加されるので、ダイオードＤ２３から出力端子１３に向かう電流は流れない。従って、コイルＳ１１に生じた逆起電力に基づく直流電圧は、出力端子１３，１４からは出力されない。

一方、トランジスタＱ１がオフに切り換えられたときコイルＰ１の巻終わり側を正とする向きの逆起電力が発生すると、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１２には、その巻終わり側を正とする起電力が発生する。また、上記のとおり、コイルＰ１→コイルＰ２１→ダイオードＤ２→コイルＰ１の閉回路が構成されることにより、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１には、巻き始め側（黒丸印）を正とする電圧が印加される。このため、トランスＴ２の相互誘導作用によって、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２１に、巻き始め側（黒丸印）を正とする、コイルＰ２１とコイルＳ２１の巻数比に応じた誘導起電力が発生する。このとき、トランスＴ１のコイルＰ１に発生する逆起電力（フライバック電圧）によってコイルＳ１２に生じる起電力の向き、およびトランスＴ２のコイルＳ２１に発生する誘導起電力の向きは共に、コイルＳ２１に接続されるダイオードＤ２５のアノード側を正、出力端子１３側を負とする向きとなる。従ってダイオードＤ２５には、そのアノード側を正とする順方向電圧が印加されるので、ダイオードＤ２５から出力端子１３に向かう電流が流れる。従って、出力端子１３，１４からは、コイルＳ１２に生じた起電力とコイルＳ２１に生じた誘導起電力の両方に基づく直流電圧が、コンデンサＣ１により平滑されて出力される。

すなわち、変換回路３００は、フライバック動作時に、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に発生する逆起電力に基づいて二次側のコイルＳ１２に発生する電圧（ＶＳ１２）に加えて、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２１に発生する電圧（ＶＳ２１）を、出力電圧として有効利用している。つまり、コイルＳ１２に発生する電圧とコイルＳ２１に発生する電圧の和（Ｖ＝ＶＳ１２＋ＶＳ２１）が、出力電圧として得られる。

一方、トランジスタＱ１がオフに切り換えられ、コイルＬ２１のダイオードＤ２３側の電位が低下すると、コイルＬ２１には自己インダクタンスによる逆起電力が生じる。この逆起電力により、ダイオードＤ２４からコイルＬ２１を通して出力端子１３に向かう方向に電流が流れる。従って、コイルＬ２１に生じた逆起電力に基づく直流電圧がコンデンサＣ１により平滑されて出力端子１３，１４に出力される。

上記のとおり、ダイオードＤ２は、トランジスタＱ１がオンからオフに切り変わったときのトランジスタＱ１のドレイン側の電位上昇を抑える役割を有するが、本発明は、ダイオードＤ２に加えて、トランスＴ２（コイルＰ２１とコイルＰ２２）およびダイオードＤ１を備えたことに大きな意義がある。このことは、変換回路３００においてトランスＴ２（コイルＰ２１、コイルＰ２２）およびダイオードＤ１が無い場合の動作と比較すると、明確に理解されるものである。

図１においてコイルＰ２１、コイルＰ２２、およびダイオードＤ１が無い場合（ここでコイルＰ２１が無い場合とは、コイルＰ１の巻き終わりが直接ダイオードＤ２のアノードとトランジスタＱ１のドレインに接続されている状態をいう）を考える。トランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられたとき、コイルＰ１に生じる逆起電力の向きはダイオードＤ２の順方向電圧に相当するため、コイルＰ１の両端がダイオードＤ２によって短絡状態とされる。したがって、コイルＰ２１が無くても、トランジスタＱ１のドレイン側の電位が略直流電源の正電位にクランプされる。ここで、コイルＰ２１が無い状態でコイルＰ１の両端が短絡状態とされると、コイルＰ１とダイオードＤ２の閉回路に電流が流れるため、トランスＴ１の磁気コアに蓄積された磁束は減衰せずにそのまま保存され、トランスＴ１の磁気回路に存在する磁束を急速に減衰できなくなる。これは、スイッチング周波数を高められないことを意味し、したがって、変換回路の出力を高出力とすることができない。また、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に磁気エネルギーが保存されると、二次側のコイルＳ１１によって電気エネルギーを放出できない。

これに対し、本実施の形態にかかる変換回路３００では、トランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられたとき、コイルＰ１からコイルＰ２１およびダイオードＤ２の閉回路が存在するため、上記のとおりトランジスタＱ１のドレインがクランプされるとともに、上記のとおりコイルＰ２１の大きなリアクタンスのため上記の閉回路にほとんど電流が流れない。したがって、トランスＴ１の磁気回路に存在する磁束は急速に減衰できるため、トランジスタＱ１をオン／オフするスイッチング周波数を高められる。これにより、変換回路３００の出力を高出力とすることができる。また、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に磁気エネルギーが保存されないため、二次側のコイルＳ１１によって電気エネルギーを放出することができる。

以上のとおり、変換回路３００によれば、（１）トランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられたときに、トランジスタＱ１のドレインに高電圧が印加されることを防止できるため、トランジスタＱ１に低い耐電圧のトランジスタを使用することができる、（２）トランスＴ２を付加してもトランスＴ２の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給されるエネルギーを全てトランスＴ１に伝達することができ、エネルギー変換効率が損なわれることがない、（３）トランジスタＱ１のスイッチング周波数を高めることができるので、高出力を得ることができる、（４）トランジスタＱ１がオフのときに出力される直流電圧は、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に発生する逆起電力に基づいてトランスＴ１の二次側のコイルＳ１１に生じた電圧に、コイルＳ２１に生じた誘導起電力に基づく電圧を加算したものとなるため、コイルＳ１２の巻数を少なく設定することができ、またコイルＳ２１の巻数も多くする必要がない、という利点がある。

ところで、変換回路３００では、トランジスタＱ１がオンおよび／またはオフのときに、トランスＴ２のコイルＰ２１、コイルＰ２２に電流が流れるが、その電流の向きは、コイルＰ２１にあっては巻き始め側（黒丸印）から巻終わり側に、コイルＰ２２にあっては巻終わり側から巻き始め側（黒丸印）である。したがって、トランスＴ２の磁気コアには互いに逆方向の磁束が通ることとなり磁束が相殺し蓄積されないこととなるが、少しは蓄積されることがある。かかる問題を解消するために、本実施の態様では、トランスＴ２の磁気コアとして、予め永久磁化された磁気コアを使用することが好ましい。このような磁気コア材料としては、フェライト磁石などが好適である。かかる磁気コア材料の選択は、トランスＴ１についても同様である。

［第２の実施の形態］
図２は、本発明を適用した第２の実施の形態に係る変換回路３１０の基本的な構成を示す回路図である。図２に示す変換回路３１０は、上記第１の実施の形態に係る変換回路３００において、トランスＴ２の二次側に、一次側のコイルＰ２１と磁気結合されたコイルＳ２２を付加したものである。従って、図１の変換回路３００と同様に配設される回路素子等については、同符号を付して説明を省略する。

図２に示す変換回路３１０は、図１に示す変換回路３００においてトランスＴ２の二次側のコイルＳ２２を備え、コイルＳ２２の一端（巻き始め側）はダイオードＤ２３のアノードに接続され、コイルＳ２２の他端（巻終わり側）はトランスＴ１の二次側のコイルＳ１１の一端（巻き始め側）に接続され、コイルＳ１１とコイルＳ２２の直列回路を構成している。
従って、トランスＴ１の二次側およびトランスＴ２の二次側においては、コイルＳ１１からコイルＳ２２、ダイオードＤ２３を通して出力端子１３に向かう方向に電流が流れる構成となっている。

以上のように構成される変換回路３１０は、直流電源１１から供給される直流電圧に基づいて、出力端子１３，１４に接続された負荷Ｌに対して直流電圧を出力する。

次に、変換回路３１０の動作について説明する。
トランジスタＱ１のゲートＧ１にパルス電圧が入力され、トランジスタＱ１がオンに切り換えられると、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１と、トランスＴ２のコイルＰ２１に直流電圧が供給され、コイルＰ１、コイルＰ２１およびトランジスタＱ１に至る経路に電流が流れる。トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に電流が流れることより、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１１には、コイルＳ１１の巻き始め側（黒丸印）を正とする、コイルＰ１とコイルＳ１１との巻数比に応じた誘導起電力が生じる。また、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１に電流が流れることにより、コイルＰ２１と磁気結合されたコイルＰ２２にも誘導起電力（コイルＰ２２の巻き始め側（黒丸印）を正とする起電力）が生じる。ここでトランジスタＱ１がオンされているため、コイルＰ２２に生じる起電力はダイオードＤ１のアノード側を正とする順方向電圧として作用する。この結果、コイルＰ２２の両端が、トランジスタＱ１およびダイオードＤ１を通して短絡状態とされ、コイルＰ２２からトランジスタＱ１およびダイオードＤ１を通して再びコイルＰ２２に至る閉回路に電流が流れ、コイルＰ２２の両端間電圧、コイルＰ２１の両端間電圧は略０（ゼロ）ボルトとなる。この結果、トランジスタＱ１がオンのとき、直流電源１１から供給される直流電圧がすべてトランスＴ１のコイルＰ１に印加され、直流電源１１から供給されるエネルギーはトランスＴ１に略全て与えられる。一方、コイルＰ２１、コイルＰ２２の両端間電圧は０（ゼロ）ボルトであり、トランスＴ２の磁気回路に磁束が蓄積されることはない。また、コイルＰ２１、コイルＰ２２の両端間電圧は略０（ゼロ）ボルトであるため、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２２に起電力がほとんど生じない。

一方、コイルＳ１１にコイルＳ１１の巻き始め側（黒丸印）を正とする誘導起電力が生じ、この起電力はコイルＳ１１のダイオードＤ２３側が正、出力端子１４側が負となるため、ダイオードＤ２３に電流が流れる。この電流は、コイルＳ１１に直列接続されたコイルＳ２２にも流れる。ところが、上記のとおり、コイルＳ１１に直列接続されたコイルＳ２２には起電力がほとんど生じないため、電流は直流抵抗分のみの状態のコイルＳ２２を通して流れるのみである。この結果、トランジスタＱ１がオンのときには、出力端子１３，１４から、コイルＳ１１に生じた誘導起電力に基づく直流電圧が出力される。

以上のとおり、トランジスタＱ１がオンのときの動作は、第１の実施の形態に係る変換回路３００における動作と基本的に同じである。本実施の態様に係る変換回路３１０は、トランスＴ２が二次側のコイルＳ２２を備え、コイルＳ２２がトランスＴ１の二次側のコイルＳ１１と直列接続されることによって、トランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられたときにダイオードＤ２３に印加される逆電圧を低減したことに特徴がある。

すなわち、その後、トランジスタＱ１がパルス電圧によりオフに切り換えられると、コイルＰ１への直流電圧の供給が遮断され、コイルＰ１の自己インダクタンスによる逆起電力（フライバック電圧）が生じる。この逆起電力は、コイルＰ１の巻終わり側を正とする向きの起電力であり、コイルＰ１、コイルＰ２１およびダイオードＤ２の閉回路において、ダイオードＤ２のアノード側を正とする順方向電圧に相当する。したがって、コイルＰ１およびコイルＰ２１の直列回路がダイオードＤ２を通して短絡状態となる。こうして閉回路が存在する結果、トランジスタＱ１のドレイン側の電位はダイオードＤ２によって、略直流電源の正電位にクランプされる。

コイルＰ１→コイルＰ２１→ダイオードＤ２→コイルＰ１の閉回路が構成されることにより、トランスＴ２の一次側のコイルＰ２１には、巻き始め側（黒丸印）を正とする電圧が印加される。このため、トランスＴ２の相互誘導作用によって、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２２に、巻き始め側（黒丸印）を正とする、コイルＰ２１とコイルＳ２２の巻数比に応じた誘導起電力が発生する。このとき、トランスＴ１のコイルＰ１に発生する逆起電力（フライバック電圧）によってコイルＳ１１に生じる起電力の向きは、トランスＴ２のコイルＳ２２に発生する誘導起電力の向きと逆向きになるため、コイルＳ１１に生じる起電力がコイルＳ２２に発生する起電力によって相殺される。従って、トランジスタＱ１がオフにされたときにダイオードＤ２３のアノード側に加わる逆方向電圧が低減され、大きな電位上昇が抑制されるため、ダイオードＤ２３に比較的低い耐電圧のダイオードを使用すれば足りる。

すなわち、変換回路３１０は、トランジスタがオフに切り換えられたときに、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１に発生する逆起電力に基づいて二次側のコイルＳ１１に発生する電圧（巻終わり端を基準として、−ＶＳ１１）が、トランスＴ２の二次側のコイルＳ２２に発生する電圧（ＶＳ２２）によって、相殺される。つまり、コイルＳ１１とコイルＳ２２の直列回路の両端に発生する電圧は、両者の和（Ｖ’＝−ＶＳ１１＋ＶＳ２２）に低減される。

従来のフォワード動作をする通常の電圧変換回路においては、電圧変換トランスの二次コイルに接続されるダイオードのカソードには、出力電圧平滑用コンデンサによる電圧（ダイオードにとっては逆方向電圧）が印加されていて、さらにフライバック逆方向電圧が印加されるため、当該ダイオードに特に大きな耐電圧が要求されるという問題があった。これに対し、本実施態様の変換回路３１０は、上記のとおり、トランスＴ１の二次側のコイルＳ１１とトランスＴ２の二次側のコイルＳ２２の直列回路の両端電圧を低減できるため、ダイオードＤ２３は格別大きな耐電圧が要求されないというさらなる利点がある。

なお、トランジスタＱ１がオフに切り換えられると、コイルＰ１に生じる逆起電力によってコイルＳ１２に起電力が生じ、また、コイルＰ１→コイルＰ２１→ダイオードＤ２→コイルＰ１の閉回路が構成されることにより、コイルＰ２１に印加される電圧によってコイルＳ２１に誘導起電力が生じ、これら起電力の和により、ダイオードＤ２５を通して出力端子に向かう電流が流れる点、並びに、コイルＬ２１には自己インダクタンスによる逆起電力が生じ、この逆起電力により、ダイオードＤ２４からコイルＬ２１を通して出力端子１３に向かう方向に電流が流れる点は、変換回路３００の場合と同様であり、変換回路３１０においても、コイルＳ１２に生じた起電力とコイルＳ２１に生じた誘導起電力の両方に基づく直流電圧、およびコイルＬ２１に生じた逆起電力に基づく直流電圧が、コンデンサＣ１により平滑されて出力端子１３，１４に出力される。

なお、変換回路３１０においても、トランスＴ１の一次側のコイルＰ１の巻数と二次側のコイルＳ１１の巻数との比、コイルＳ１２の巻数を適宜調整することによって、所望の出力電圧を得ることができるのは勿論である。

また、変換回路３１０において、第１の実施の形態に係る変換回路３００と同様に、トランスＴ２の磁気コアとして、予め永久磁化された磁気コアを使用すると、トランスＴ２の磁気コアに通る磁束が相殺されずに蓄積されることがある問題を解消することができる。この点、トランスＴ１についても同様である。

図３は、図２に示す本第２の実施の形態に係る変換回路３１０の動作を示す電圧波形である。
図３中の各電圧波形は、変換回路３１０を動作させた場合の各部（ＣＨ１〜ＣＨ３、ＣＨ６）における電圧値の変化を示す。なお、図３中の横軸は時間の経過を示し、縦軸は電圧値を示す。

図３において、チャンネルＣＨ１は、図２中に「ＣＨ１」として示すように、トランジスタＱ１のドレイン側における電圧値を示す。以下同様に、チャンネルＣＨ２はダイオードＤ１のカソード側における電圧値、チャンネルＣＨ３はコイルＰ１の他端（巻終わり側）とコイルＰ２１の一端（巻き始め側）との接続点における電圧値、チャンネルＣＨ６は、コイルＳ２２の一端（巻き始め側）とダイオードＤ２３との接続点の電圧値を示す。

図３中、時刻Ｚ３１においてはトランジスタＱ１（図２）がオフからオンに切り換えられ、時刻Ｚ３２においてはトランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられる。また、時刻Ｚ３３は、コイルＰ１におけるフライバック電圧が所定のレベルまで低下した時点、時刻Ｚ２４はコイルＬ２１における逆起電力が略消失した時点である。

図３の時刻Ｚ１において、変換回路３１０（図２）のトランジスタＱ１がオンに切り換えられると、コイルＰ１の直流電源１１側が正、コイルＰ２１側が負となり、コイルＰ１には所定の電流が流れる。このとき、トランジスタＱ１のドレイン側における電圧値は略０（ゼロ）ボルトであり（チャンネルＣＨ１）、ダイオードＤ１のカソード側の電圧は、波形上０（ゼロ）ボルトと区別ができないが、０．６ボルト（ダイオードの残留電圧）である（チャンネルＣＨ２）。なお、コイルＰ１の他端（巻終わり側）とコイルＰ２１の一端（巻き始め側）との接続点の電位は、時間の経過とともに緩やかに上昇する波形を示しているが、事実上ゼロとみなし得る程度の低い電圧値である（チャンネルＣＨ３）。
ここで、コイルＳ１１に生じる起電力により、ダイオードＤ２３のアノード側には、コイルＰ１とコイルＳ１１の巻数比に応じた正の電圧が印加される（チャンネルＣＨ６）。このため、ダイオードＤ２３は順バイアスされて電流が流れる。

次に、時刻Ｚ３２において、トランジスタＱ１がオンからオフに切り換えられ、コイルＰ１への直流電圧の供給が遮断されると、コイルＰ１に大きな逆起電力（フライバック電圧）が生じる。このフライバック電圧は、コイルＰ１のコイルＰ２１側を正とする大きな電圧であり、この例ではその値は電源電圧の２倍を超える（チャンネルＣＨ３）。ところが、トランジスタＱ１のドレイン側の電位は、直流電源の電圧値に抑えられている（チャンネルＣＨ１）。だだし、実験回路では、配線等が有する浮遊容量により、若干トランジェントが発生するが、直流電源電位に落ち着く。これは、コイルＰ１、コイルＰ２１およびダイオードＤ２で構成される閉回路が存在することによって、コイルＰ１とコイルＰ２１との直列回路が短絡状態とされ、ダイオードＤ２によって、トランジスタＱ１のドレイン側の電位が電源電圧の正電位にクランプされるためである。
このフライバック電圧により、コイルＳ１１に巻き始め側（黒丸側）を負（巻終わり側を正）とする逆起電力（巻終わり側を基準とすれば、−ＶＳ１１）が生じる。また、コイルＰ１、コイルＰ２１およびダイオードＤ２で構成される閉回路が存在し、コイルＰ２１の巻き始めに正電位が印加されることにより、コイルＳ２２に巻き始め側（黒丸印）を正とする相互誘導電圧（ＶＳ２２）が生じる。したがって、これらの電圧の和（Ｖ’＝−ＶＳ１１＋ＶＳ２２）が、ダイオードＤ２３のアノード側に逆方向電圧として印加される（チャンネルＣＨ６）。

ここで、ダイオードＤ２３に印加される電圧（チャンネルＣＨ６）に着目すると、コイルＰ１への電圧供給がオフのとき（時刻Ｚ３２〜時刻Ｚ３３）振幅が時間と共に減衰する交番電位となっている。これは、コイルＬ２１のリアクタンスと浮遊容量によるものである。しかしながら、フライバック電圧（チャンネルＣＨ３）とこの交番電位（チャンネルＣＨ６）とを比較すると、ダイオードＤ２３のアノード側に加えられる負の方向の振幅はフライバック電圧の大きな振幅よりも明らかに小さい（チャンネルＣＨ３、チャンネルＣＨ６）。このことは、コイルＰ１への電圧供給がオフのときに、ダイオードＤ２３に加わる逆方向電圧を低下させていることを意味する。

ここで、ダイオードＤ２５に印加される電圧に言及すると、上記のフライバック電圧により、コイルＳ１２に巻き始め側（黒丸側）を負（巻終わり側を正）とする起電力（ＶＳ１２）が生じる。また、コイルＰ１、コイルＰ２１およびダイオードＤ２で構成される閉回路が存在し、コイルＰ２１の巻き始めに正電位が印加されることにより、コイルＳ２１に巻き始め側（黒丸印）を正とする相互誘導電圧（ＶＳ２１）が生じる。したがって、これらの電圧の和（Ｖ＝ＶＳ１２＋ＶＳ２１）が、ダイオードＤ２５のアノード側に順方向電圧として印加される。この結果、ダイオードＤ２５が順方向バイアスされて、ダイオードＤ２５から出力端子１３に向かう方向に電流が流れる。

その後コイルＰ１におけるフライバック電圧は時間の経過とともに低下し、時刻Ｚ３３においてほぼ消失する（チャンネルＣＨ３）。その後、コイルＬ２１に生じる逆起電力も時刻Ｚ３３においてほぼ消失する（チャンネルＣＨ３）。

以上のとおり、変換回路３１０において、（１）コイルＰ１への電圧供給がオンからオフに切り換えられたとき（時刻Ｚ３２〜）、コイルＰ１での大きなフライバック電圧の発生にかかわらず、トランジスタＱ１のドレイン側の電位を略電源電圧値に抑えることができること、（２）コイルＰ１への電圧供給がオフのとき（時刻Ｚ３２〜時刻Ｚ３３）にダイオードＤ２３に加わる逆方向電圧が小さいことが、図３の電圧波形により確認できる。

なお、上記第１、第２の実施の形態において、変換回路３００，３１０における直流電源１１の具体的な形態は任意であって、バッテリやスイッチング電源装置を用いても良いし、或いは、交流電源を整流して直流電圧を供給する回路を直流電源１１として用いることも可能であり、いずれの場合であっても同様の効果が得られる。
特に、直流電源１１として、交流電源を整流して直流電圧を供給する回路（ダイオードブリッジ回路等）を用いた場合、変換回路３００，３１０は、直流電源回路の一構成回路として利用することができる。直流電源回路は、家庭用交流電源に接続される電化製品、電子機器の多くに搭載されており、これら電化製品、電子機器に本発明の変換回路を適用すれば、極めて有用である。

さらに、上記第１、第２の実施の形態において、変換回路３００，３１０に配される各ダイオードを、極性を逆向きにして取り付けることも勿論可能であり、この場合、出力される直流電圧の極性が逆になるだけで、上記第１、第２の実施の形態と同様の効果が得られる。

また、変換回路３００，３１０の具体的構成についても特に限定はなく、変換回路３００，３１０の一部または全部を等価回路により置換することも勿論可能である。例えば、変換回路３００，３１０に含まれるダイオードを、整流機能を有する回路に置き換えること、及び／または変換回路３００，３１０に含まれるトランジスタを、外部入力信号によりオン／オフ制御可能なスイッチング機能を有する回路に置き換えることも可能であり、その他の細部構成についても、適宜変更可能であることは勿論である。

本発明の電圧変換回路は、単に直流電圧を変換する機器に適用可能であるのみならず、例えば、本発明の電圧変換回路の入力段（図１、図２中の直流電源１１）に、交流電圧を整流する整流回路を接続すれば、交流電圧から所望の直流電圧を出力する電源回路（例えば、スイッチング電源回路）として利用できる。このように、本発明の電圧変換回路は、直流電圧の電圧変換を要する全ての回路及び当該回路を搭載する機器に適用可能である。

本発明を適用した第１の実施の形態における変換回路３００の構成を示す回路図である。 本発明を適用した第２の実施の形態における変換回路３１０の構成を示す回路図である。 図２に示す変換回路３１０の動作状態を示す電圧波形である。 従来の電圧変換回路の例を示す回路図である。 従来の電圧変換回路の例を示す回路図である。

符号の説明

３００，３１０ 変換回路
１１ 直流電源
１３，１４ 出力端子
Ｑ１ トランジスタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ２５，Ｄ２６ ダイオード
Ｌ２１ コイル
Ｐ１，Ｐ２１，Ｐ２２ 一次側コイル
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２ 二次側コイル
Ｔ１，Ｔ２ トランス

Claims (10)

1. 一次側の第１のコイルと、該第１のコイルと磁気結合された二次側の第２のコイルおよび第７のコイルとを有する第１のトランスと、
   前記第１のコイルに直列に接続された一次側の第３のコイルと、該第３のコイルと磁気結合された一次側の第４のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルとを有する第２のトランスと、
   前記第３のコイルおよび第４のコイルに接続され、前記第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる第１の短絡手段と、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第２の短絡手段とを備え、
   前記第１のトランスの前記第７のコイルと前記第２のトランスの前記第５のコイルとは直列に接続されており、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンにされた状態で、前記第２のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力し、前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第５のコイルに生じる起電力と前記第７のコイルに生じる起電力との和に基づき直流電圧を出力すること、
   を特徴とする電圧変換回路。
2. 前記第１のコイルの、一端は前記第２の短絡手段に接続され、他端は前記第３のコイルの一端に接続され、
   前記第４のコイルの、一端は前記第３のコイルの他端に接続され、他端は前記第１の短絡手段に接続され、
   前記第２のコイルの、一端は第１の整流手段を介して出力ラインに接続され、他端は前記第７のコイルの一端に接続され、
   前記第５のコイルの、一端は前記第７のコイルの他端に接続され、他端は第２の整流手段を介して前記出力ラインに接続され、
   前記第２のコイルと前記第７のコイルとの接続点の電位は、前記出力ラインに対する基準電位に定められ、
   前記スイッチング手段は、前記第４のコイルおよび前記第１の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続され、
   前記第２の短絡手段は、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続されていること
   を特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
3. 一次側の第１のコイルと、該第１のコイルと磁気結合された二次側の第２のコイルおよび第７のコイルを有する第１のトランスと、
   前記第１のコイルに直列に接続された一次側の第３のコイルと、該第３のコイルと磁気結合された一次側の第４のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第５のコイルと、前記第３のコイルと磁気結合された二次側の第８のコイルを有する第２のトランスと、
   前記第３のコイルおよび第４のコイルに接続され、前記第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第４のコイルの両端を短絡状態にさせる第１の短絡手段と、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第２の短絡手段とを備え、
   前記第１のトランスの前記第７のコイルと前記第２のトランスの前記第５のコイルとは直列に接続され、
   前記第１のトランスの前記第２のコイルと前記第２のトランスの前記第８のコイルとは直列接続され、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオンにされた状態で、前記第２のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力し、
   前記スイッチング手段により前記第１のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第５のコイルに生じる起電力と前記第７のコイルに生じる起電力との和に基づき直流電圧を出力するとともに、前記第２のコイルに発生する起電力を前記第８のコイルに生じる起電力によって相殺すること、
   を特徴とする電圧変換回路。
4. 前記第１のコイルの、一端は前記第２の短絡手段に接続され、他端は前記第３のコイルの一端に接続され、
   前記第４のコイルの、一端は前記第３のコイルの他端に接続され、他端は前記第１の短絡手段に接続され、
   前記第２のコイルの、一端は前記第８のコイルおよび第１の整流手段を介して出力ラインに接続され、他端は前記第７のコイルの一端に接続され、
   前記第５のコイルの、一端は前記第７のコイルの他端に接続され、他端は第２の整流手段を介して前記出力ラインに接続され、
   前記第２のコイルと前記第７のコイルとの接続点の電位は、前記出力ラインに対する基準電位に定められ、
   前記スイッチング手段は、前記第４のコイルおよび前記第１の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続され、
   前記第２の短絡手段は、前記第１のコイルおよび前記第３のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第３のコイルの前記他端と前記第４のコイルの前記一端との接続点に接続されていること
   を特徴とする請求項３記載の電圧変換回路。
5. 前記出力ライン上に、前記第１の整流手段を介して第６のコイルが配設されていることを特徴とする請求項２または４記載の電圧変換回路。
6. 前記第１の短絡手段および前記第２の短絡手段が整流素子であることを特徴とする請求項１，２，３または４のいずれかに記載の電圧変換回路。
7. 第１のトランスと、第２のトランスと、前記第１のトランスに存在する第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段とを備える電圧変換回路であって、少なくとも、
   前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する第３のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第１の電流路と、
   前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと、第２の短絡手段とを備える第２の電流路と、
   前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと磁気結合された前記第１のトランスに存在する第２のコイルと、第１の整流手段とを備える第４の電流路と、
   前記第１のトランスに存在する第７のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第５のコイルとを備える第５の電流路とを備え、
   前記スイッチング手段がオンして前記第１の電流路に電流が流れるとき、前記第２のコイルに発生する電圧に基づいて前記第４の電流路に電流を流し、
   前記スイッチング手段がオフして前記第１の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第７のコイルに発生する電圧と前記第５のコイルに発生する電圧とに基づいて前記第５の電流路に電流を流すとともに、前記第２の電流路を閉回路とし、該第２の電流路が備える前記第２の短絡手段により、前記第１のコイルに発生された逆起電力が前記スイッチング手段に印加されるのを阻止すること、
   を特徴とする電圧変換回路。
8. 第１のトランスと、第２のトランスと、前記第１のトランスに存在する第１のコイルに対する直流電圧供給のオン／オフを切り換えるスイッチング手段とを備える電圧変換回路であって、少なくとも、
   前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと、前記第２のトランスに存在する第３のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第１の電流路と、
   前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第４のコイルと、前記スイッチング手段と、第１の短絡手段とを備える第３の電流路と、
   前記第１のトランスに存在する前記第１のコイルと磁気結合された前記第１のトランスに存在する第２のコイルを備える第４の電流路と、
   前記第１のトランスに存在する第７のコイルと、前記第２のトランスに存在する前記第３のコイルと磁気結合された前記第２のトランスに存在する第５のコイルとを備える第５の電流路とを備え、
   前記スイッチング手段がオフして前記第１の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第５の電流路に電流を流し、
   前記スイッチング手段がオンして前記第１の電流路に電流が流れるとき、前記第３電流路及び前記第４の電流路に電流を流すとともに、前記第３及び前記第４のコイルに発生する磁束を略相殺すること、
   を特徴とする電圧変換回路。
9. 第２のトランスに存在する前記第３のコイルに磁気結合された前記第２のトランスに存在する第８のコイルと、
   前記第２のコイルと前記第８のコイルが直列接続された直列回路とを更に備え、
   前記スイッチング手段がオフして前記第４の電流路に流れる電流が遮断されるときに前記直列回路の両端に発生する電圧が、前記第２のコイルに発生する電圧と前記第８のコイルに発生する電圧とによって略相殺されること、
   を特徴とする請求項７または８に記載の電圧変換回路。
10. 請求項１から９のいずれかに記載の電圧変換回路を搭載したことを特徴とする電源装置。
    

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