JP2006229574A - 高周波増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 伝送線路長の違いによって生じる高周波信号の位相変化を低減し、複数のトランジスタにおける均一動作を確保して増幅効率の改善を図った高周波増幅器を提供する。
【解決手段】 直流電流ＤＣは、抵抗２１〜２ｎを介してトランジスタ１１〜１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。増幅される高周波信号ＲＦは、容量３０を介してトランジスタ１１〜１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。位相器４１〜４ｍは、電気長を有する伝送線路であり、隣接するトランジスタのベースＢ間をそれぞれ接続する。この位相器４１〜４ｍを接続することによって、分岐点ａから各トランジスタのベースＢへ高周波信号ＲＦが流れる経路を複数並列に設けることになり、経由する伝送線路５１及び５２の長さの違いによって生じるベースＢ入力での高周波信号ＲＦ間の位相差を、低減させることが可能となる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波増幅器に関し、より特定的には、高周波信号を増幅するトランジスタが複数接続されたマルチフィンガ構造を有する高周波増幅器に関する。

一般的に、高周波信号を取り扱う電力増幅器では、高出力を得るために、高周波特性に優れた複数のトランジスタ（例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）を並列接続させて、各トランジスタの出力を合成させる構成（マルチフィンガ構造）が用いられる。図９は、この構成による従来の高周波増幅器１０１の構成例を示す図である（特許文献１及び２を参照）。図９の高周波増幅器１０１は、複数のトランジスタ１１１〜１１ｎ、複数の抵抗１２１〜１２ｎ、及び複数の容量１３１〜１３ｎで構成される。ｎは、２以上の整数である（以下同じ）。

図９において、入力された高周波信号ＲＦは、トランジスタ１１１〜１１ｎの数、すなわちｎ個に分岐され、容量１３１〜１３ｎを介して各トランジスタ１１１〜１１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。また、バイアス回路（図示せず）から与えられる直流電流ＤＣも、トランジスタ１１１〜１１ｎの数、すなわちｎ個に分岐され、抵抗１２１〜１２ｎを介して各トランジスタ１１１〜１１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。

しかしながら、この従来の高周波増幅器１０１は、直流電流ＤＣの入力配線と高周波信号ＲＦの入力配線とが、交点ｂで直接接続された構成である。このため、従来の高周波増幅器１０１では、高周波信号ＲＦの一部がバイアス回路側へ回り込んでしまい、ＤＣバイアス信号と高周波信号ＲＦとの干渉により雑音を発生させる恐れ、及びバイアス回路の不安定動作により高周波増幅器１０１の発振を誘発する恐れがある。また、従来の高周波増幅器１０１では、トランジスタ１１１〜１１ｎ毎に、高周波信号ＲＦを入力するための容量１３１〜１３ｎを設ける必要があるので、半導体集積基板の面積を増大させるという課題がある。

そこで、この課題を解決させるために、図１０に示すような直流電流ＤＣの入力配線と高周波信号ＲＦの入力配線とを直接接続しない構成が提案されている（特許文献３を参照）。図１０に示す高周波増幅器１０２は、複数のトランジスタ１１１〜１１ｎ、複数の抵抗１２１〜１２ｎ、及び１つの容量２３０で構成される。
米国特許第５３２１２７９号明細書 特開平８−２７９５６１号公報 米国特許第５６０８３５３号明細書

周知のように、トランジスタや抵抗や容量等の素子間を接続する金属配線は、高周波的には伝送線路１５１及び１５２として捉えられ、高周波信号ＲＦの位相に影響を及ぼす。上述した高周波増幅器１０２のようなマルチフィンガ構造は、典型的には、複数のトランジスタが横並びに配列され、その集団が単列又は複数列接続されて構成される。このため、高周波信号ＲＦの分岐点ａから各トランジスタ１１１〜１１ｎのベースに至るまでの金属配線の長さが、それぞれ異なることになる。例えば、トランジスタ１１１については伝送線路１５１だけの長さ、トランジスタ１１２は伝送線路１５２＋伝送線路１５１の長さ、トランジスタ１１３は伝送線路１５２＋伝送線路１５２＋伝送線路１５１の長さという具合である。

よって、従来の高周波増幅器１０２の構成では、各トランジスタ１１１〜１１ｎは、伝送線路の電気長によって定まるそれぞれ異なった位相の高周波信号ＲＦを増幅することになり、トランジスタ１１１〜１１ｎの動作が不均一となる。この不均一動作により、各トランジスタ１１１〜１１ｎの合成出力電力が劣化するという問題がある。

例えば、１０個のトランジスタが並列接続され、各トランジスタが１６ｄＢｍの電力を出力した場合を考える。この場合、各トランジスタから出力される高周波信号の位相が全て一致していれば、合成出力電力は２６ｄＢｍとなるが、各トランジスタから出力される高周波信号の位相が０．５度ずつずれていれば、合成出力電力は２５．８４ｄＢｍとなる。この合成出力電力の差を効率で換算すると、高周波増幅器の動作電流が２３０ｍＡ及び電源電圧が３．５Ｖである場合、それぞれ４９．５％及び４７．６％となり、２％程度の劣化となる。この２％の劣化は、携帯電話で使用される送信用高周波増幅器等においては大きく影響する。なお、この例における出力電力、動作電流及び電源電圧は、実際に携帯電話で使用されている送信用高周波増幅器に近いものであり、また電気長の位相０．５度は周波数２ＧＨｚにおいて幅５μｍ及び長さ５０μｍ程度の金属配線に相当し、実際の半導体集積基板上に形成されている構成を想定したものである。

なお、トランジスタ１１１〜１１ｎのコレクタＣ側についても同様のことが言えるが、一般に電流密度の関係上、ベースＢ側の伝送線路よりもコレクタＣ側の伝送線路の幅の方が大きい。このため、合成される高周波信号ＲＦの位相変化は、各トランジスタ１１１〜１１ｎのベースＢ側の伝送線路長に大きく依存する。

それ故に、本発明の目的は、伝送線路長の違いによって生じる高周波信号の位相変化を低減し、複数のトランジスタにおける均一動作を確保して増幅効率の改善を図った高周波増幅器を提供することである。

本発明は、高周波信号を増幅する高周波増幅器に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の高周波増幅器は、第１〜第ｎのトランジスタ、第１〜第ｎの抵抗、１つの容量、及び第１〜第（ｎ−１）の位相器を備えている（ｎは２以上の整数）。第１〜第ｎのトランジスタは、コレクタが並列接続される。第１〜第ｎの抵抗は、一方の端子が共通接続されており、その一方の端子に直流電流が入力され、かつ、他方の端子が第１〜第ｎのトランジスタのベースにそれぞれ接続される。容量は、一方の電極に高周波信号が入力され、かつ、他方の電極が第１〜第ｎの伝送線路をそれぞれ経由して第１〜第ｎのトランジスタのベースに接続される。第１〜第（ｎ−１）の位相器は、第（ｉ−１）のトランジスタのベースと第ｉのトランジスタのベースとを、それぞれ接続する（ｉ＝２〜ｎ）。

この第１〜第（ｎ−１）の位相器は、伝送線路よりも高い抵抗値を有する金属配線で構成してもよいし、容量特性を有する金属配線又は素子で構成してもよいし、容量特性を有する金属配線又は素子とインダクタンス特性を有する金属配線又は素子とを直列接続した回路で構成してもよい。また、第１〜第ｎのトランジスタは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであることが好ましい。

上記のように、本発明によれば、各トランジスタのベースを位相器を介して並列に接続しているので、分岐点に対する各トランジスタのベースでの高周波信号の位相変化を低減させることが可能となる。これにより、各トランジスタをより均一に動作させ、高周波増幅器の効率を改善することができる。また、本発明によれば、直流電流供給配線と高周波信号入力配線との間に抵抗を介しているので、高周波信号のバイアス回路側への回り込みを抑制でき、高周波増幅器の雑音低減及びバイアス回路の安定性向上を実現することができる。さらに、本発明によれば、高周波信号を入力するための容量が１つでよいので、半導体集積基板の面積を縮小させることができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器１の回路構成を示す図である。図１において、第１の実施形態に係る高周波増幅器１は、複数のトランジスタ１１〜１ｎ、複数の抵抗２１〜２ｎ、容量３０、及び複数の位相器４１〜４ｍ（ｍ＝ｎ−１）、の各素子によって構成される。また、各素子を接続する金属配線は、高周波信号の位相に影響を与える伝送線路５１及び５２を構成する。

バイアス回路（図示せず）から与えられる直流電流ＤＣは、トランジスタ１１〜１ｎの数、すなわちｎ個に分岐され、抵抗２１〜２ｎを介してトランジスタ１１〜１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。増幅される高周波信号ＲＦは、容量３０の一方電極に入力され、不要な直流成分が除去されて他方電極から出力される。容量３０の他方電極から出力される高周波信号ＲＦは、トランジスタ１１〜１ｎの数、すなわちｎ個に分岐され、トランジスタ１１〜１ｎのベースＢにそれぞれ入力される。この高周波信号ＲＦがｎ個に分岐される点を、分岐点ａと称する。増幅された高周波信号ＲＦは、共通接続された各トランジスタ１１〜１ｎのコレクタＣから出力される。トランジスタ１１〜１ｎのエミッタＥは、接地されている。

位相器４１〜４ｍは、電気長を有する伝送線路であり、隣接するトランジスタのベースＢ間をそれぞれ接続する。この隣接するトランジスタとは、典型的には分岐点ａからベースＢまでの伝送線路５１及び５２による長さが前後するトランジスタのペアを意味し、具体的には半導体集積基板上に形成された位置が隣同士となるトランジスタのペアである。例えば、図１のトランジスタ１２について言えば、トランジスタ１１及び１３が隣接するトランジスタに該当する。よって、トランジスタ１１のベースＢとトランジスタ１２のベースＢとの間、及びトランジスタ１２のベースＢとトランジスタ１３のベースＢとの間が、それぞれ位相器４１及び４２で接続される。この位相器４１〜４ｍを接続することによって、分岐点ａから各トランジスタのベースＢへ高周波信号ＲＦが流れる経路を、複数並列に設けることになる。よって、この位相器４１〜４ｍに所定の電気長を持たせれば、経由する伝送線路５１及び５２の長さの違いによって生じるベースＢ入力での高周波信号ＲＦ間の位相差を、低減させることが可能となる。以下に、実験によって確認できた高周波信号ＲＦの位相差の低減効果を、説明する。

図２は、高周波増幅器１のトランジスタが８個である場合に、分岐点ａに対する各トランジスタ１１〜１８のベースでの高周波信号ＲＦの位相変化の一例を示す図である。図２の例では、高周波信号ＲＦの周波数を２ＧＨｚに、伝送線路５１及び５２の電気長を位相１．０度として、位相器４１〜４７の電気長を位相０．１度、０．２度、０．５度、１．０度及び１．５度と変化させている。なお、図２では、トランジスタ１１が分岐点ａから最も近く、トランジスタ１２からトランジスタ１８になるにつれて分岐点ａから遠くなる例を示している。

図２に示すように、従来の構成では、分岐点ａから最も近いトランジスタのベースＢで＋２９．７度の位相変化が、最も遠いトランジスタのベースＢで−２６．８度の位相変化があり、その位相差は５６．５度であった。これに対して、第１の実施形態の構成では、位相器４１〜４７の電気長が位相０．５度である場合、分岐点ａから最も近いトランジスタ１１のベースＢで＋１６．３度の位相変化が、最も遠いトランジスタ１８のベースＢで−１３．４度の位相変化があり、その位相差は２９．７度と低減されている。また、位相器４１〜４７の電気長が位相０．１度である場合、分岐点ａから最も近いトランジスタ１１のベースＢで＋５．２度の位相変化が、最も遠いトランジスタ１８のベースＢで−４．６度の位相変化があり、その位相差は９．８度とかなり低減されている。

また、この図２の位相器４１〜４７の電気長が位相０．５度である場合において、各トランジスタ１１〜１８の位相変化の低減による合成された出力電力の効果を、図３に示す。図３で分かるように、第１の実施形態の構成では、従来の構成と比べ、飽和出力で０．５ｄＢ、また一般に携帯電話で使用される２６ｄＢｍ出力付近で０．８ｄＢ、の利得改善が得られている。

なお、位相器４１〜４７の電気長は、上述した位相０．１度、０．２度、０．５度、１．０度及び１．５度に限ったものではない。但し、携帯電話等で用いられる周波数２ＧＨｚで位相０．５度の電気長に相当する半導体集積基板上の金属配線は、幅５μｍで長さ５０μｍ程度であり、実使用上において妥当な検討である。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器１によれば、各トランジスタ１１〜１ｎのベースＢを位相器４１〜４ｍを介して並列に接続しているので、分岐点ａに対する各トランジスタ１１〜１ｎのベースＢでの高周波信号ＲＦの位相変化を低減させることが可能となる。これにより、各トランジスタ１１〜１ｎをより均一に動作させ、高周波増幅器１の効率を改善することができる。また、この第１の実施形態に係る高周波増幅器１によれば、直流電流供給配線と高周波信号入力配線との間に抵抗２１〜２ｎを介しているので、高周波信号ＲＦのバイアス回路側への回り込みを抑制でき、高周波増幅器１の雑音低減及びバイアス回路の安定性向上を実現することができる。さらに、この第１の実施形態に係る高周波増幅器１によれば、高周波信号ＲＦを入力するための容量３０が１つでよいので、半導体集積基板の面積を縮小させることができる。

（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器２の回路構成を示す図である。図４において、第２の実施形態に係る高周波増幅器２は、複数のトランジスタ１１〜１ｎ、複数の抵抗２１〜２ｎ、容量３０、及び複数の抵抗６１〜６ｍ、の各素子によって構成される。また、各素子を接続する金属配線は、高周波信号の位相に影響を与える伝送線路５１及び５２を構成する。

図４に示す第２の実施形態に係る高周波増幅器２の特徴は、上記第１の実施形態に係る高周波増幅器１の位相器４１〜４ｍに、伝送線路５１及び５２よりも高抵抗な金属配線で形成された抵抗６１〜６ｍを用いたものである。この構成により、各トランジスタ１１〜１ｎのベースＢから入力端子側を見た時のインピーダンスを調整することが可能となる。よって、第２の実施形態に係る高周波増幅器２は、上記第１の実施形態による効果に加えて、トランジスタ１１〜１ｎ間のベースインピーダンスの整合性を簡単に調整できるという効果を有する。

（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器３の回路構成を示す図である。図５において、第３の実施形態に係る高周波増幅器３は、複数のトランジスタ１１〜１ｎ、複数の抵抗２１〜２ｎ、容量３０、及び複数の容量７１〜７ｍ、の各素子によって構成される。また、各素子を接続する金属配線は、高周波信号の位相に影響を与える伝送線路５１及び５２を構成する。

図５に示す第３の実施形態に係る高周波増幅器３の特徴は、上記第１の実施形態に係る高周波増幅器１の位相器４１〜４ｍに、容量特性を有する金属配線又は素子で形成された容量７１〜７ｍを用いたものである。この構成により、第３の実施形態に係る高周波増幅器３では、上記第１の実施形態に係る高周波増幅器１に比べて、高周波信号ＲＦの位相差の低減効果が以下のように向上する。

図６は、高周波増幅器３のトランジスタが８個である場合に、分岐点ａに対する各トランジスタ１１〜１８のベースでの高周波信号ＲＦの位相変化の一例を示す図である。図６の例では、高周波信号ＲＦの周波数を２ＧＨｚに、伝送線路５１及び５２の電気長を位相０．５度に、容量７１〜７７を１５０ｐＦ（電気長を位相０．５度）にしている。なお、分岐点ａから各トランジスタ１１〜１８までの距離は、図２の場合と同様である。図６では、従来の構成による位相差が５６．５度であるのに対して、第３の実施形態の構成による位相差が約２度と、大幅に低減されている。なお、高周波信号ＲＦの周波数が高ければ高いほど、容量７１〜７７は小さくて済み、例えば高周波信号ＲＦが１０ＧＨｚであれば５ｐＦの容量７１〜７７で同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
図７は、本発明の第４の実施形態に係る高周波増幅器４の回路構成を示す図である。図７において、第４の実施形態に係る高周波増幅器４は、複数のトランジスタ１１〜１ｎ、複数の抵抗２１〜２ｎ、容量３０、複数の容量７１〜７ｍ、及び複数のインダクタ８１〜８ｍ、の各素子によって構成される。また、各素子を接続する金属配線は、高周波信号の位相に影響を与える伝送線路５１及び５２を構成する。

図７に示す第４の実施形態に係る高周波増幅器４の特徴は、上記第１の実施形態に係る高周波増幅器１の位相器４１〜４ｍに、容量特性を有する金属配線又は素子で形成された容量７１〜７ｍと、インダクタンス特性を有する金属配線又は素子で形成されたインダクタ８１〜８ｍとを、それぞれ直列に接続した回路を用いたものである。この構成により、第４の実施形態に係る高周波増幅器４では、上記第１の実施形態に係る高周波増幅器１に比べて、高周波信号ＲＦの位相差の低減効果が以下のように向上する。また、第４の実施形態に係る高周波増幅器４では、インダクタ８１〜８ｍを使用している分だけ容量７１〜７ｍの容量値を小さくできるので、上記第３の実施形態に係る高周波増幅器３に比べて、半導体集積基板の面積を縮小させることができる。

図８は、高周波増幅器４のトランジスタが８個である場合に、分岐点ａに対する各トランジスタ１１〜１８のベースでの高周波信号ＲＦの位相変化の一例を示す図である。図８の例では、高周波信号ＲＦの周波数を２ＧＨｚに、伝送線路５１及び５２の電気長を位相０．５度に、容量７１〜７７を１２ｐＦ及びインダクタ８１〜８７を０．５ｎＨ（電気長を位相０．５度）にしている。なお、分岐点ａから各トランジスタ１１〜１８までの距離は、図２の場合と同様である。図８では、従来の構成による位相差が５６．５度であるのに対して、第４の実施形態の構成による位相差が約２度と、大幅に低減されている。

本発明は、高周波信号を増幅するトランジスタが複数接続された高周波増幅器等に利用可能であり、特に伝送線路長の違いによって生じる高周波信号の位相変化を低減し、複数のトランジスタにおける均一動作を確保して増幅効率を改善させたい場合等に適している。

本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器１の回路構成を示す図 高周波増幅器１における高周波信号の位相変化の一例を示す図 高周波増幅器１における高周波信号の入出力電力比の一例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器２の回路構成を示す図 本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器３の回路構成を示す図 高周波増幅器３における高周波信号の位相変化の一例を示す図 本発明の第４の実施形態に係る高周波増幅器４の回路構成を示す図 高周波増幅器４における高周波信号の位相変化の一例を示す図 従来の高周波増幅器１０１の回路構成を示す図 従来の他の高周波増幅器１０２の回路構成を示す図

符号の説明

１〜４、１０１、１０２ 高周波増幅器
１１〜１ｎ、１１１〜１１ｎ トランジスタ
２１〜２ｎ、６１〜６ｍ、１２１〜１２ｎ 抵抗
３０、７１〜７ｍ、１３１〜１３ｎ、２３０ 容量
４１〜４ｍ 位相器
５１、５２、１５１、１５２ 伝送線路
８１〜８ｍ インダクタ
ＤＣ 直流電流
ＲＦ 高周波信号

Claims (5)

1. 高周波信号を増幅する高周波増幅器であって、
   コレクタが並列接続された第１〜第ｎのトランジスタ（ｎは２以上の整数）と、
   共通接続された一方の端子に直流電流が入力され、かつ、他方の端子が前記第１〜第ｎのトランジスタのベースにそれぞれ接続された第１〜第ｎの抵抗と、
   一方の電極に高周波信号が入力され、かつ、他方の電極が第１〜第ｎの伝送線路をそれぞれ経由して前記第１〜第ｎのトランジスタのベースに接続された容量と、
   第（ｉ−１）のトランジスタのベースと第ｉのトランジスタのベースとを（ｉ＝２〜ｎ）、それぞれ接続する第１〜第（ｎ−１）の位相器とを備える、高周波増幅器。
2. 前記第１〜第（ｎ−１）の位相器を、前記伝送線路よりも高い抵抗値を有する金属配線で構成したことを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅器。
3. 前記第１〜第（ｎ−１）の位相器を、容量特性を有する金属配線又は素子で構成したことを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅器。
4. 前記第１〜第（ｎ−１）の位相器を、容量特性を有する金属配線又は素子とインダクタンス特性を有する金属配線又は素子とを直列接続した回路で構成したことを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅器。
5. 前記第１〜第ｎのトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の高周波増幅器。

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