JP2006222646A - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】 位相ノイズ特性を劣化させることなく１次項の補正幅を拡大し、小型の温度補償型水晶発振器を提供する。
【解決手段】 第１の電源線１と第２の電源線３の間に、互いに異なる温度特性を有する、第１の抵抗５と第２の抵抗７とが直列に２組接続されている。第１の接続点９を挟む直列接続は第１の抵抗５が第１の電源線１に接続し、第２の接続点１１を挟む直列接続は第２の抵抗７が第１の電源線１に接続するように、それぞれ逆向きの接続とされている。そして、第１の接続点９と第２の接続点１１との間に接続抵抗１３が接続される。第１のスイッチ群１５は、接続抵抗１３の任意の点に一方の端子を接続し、他方の端子を第１の結束点１９に接続される。第２のスイッチ群１７は、接続抵抗１３の任意の点に一方の端子を接続し、他方の端子を第２の結束点２１に接続される。第１の結束点１９と第２の結束点２１は、可変容量素子２３を介して接続される。
【選択図】 図１

Description

本発明は温度補償型水晶発振器に関し、より詳細には、水晶発振器の温度特性補償のための、温度に対する１次項の補償方法に関する。

近年の携帯電話の多機能化の進展に伴い、搭載部品に対する小型化の要請が強まってきている。このような小型化の要請は温度補償型水晶発振器についても例外ではなく、２年で１世代程度のペースで小型化を進展させてゆくことが必要条件とされる状況にある。このような状況に鑑みて、多数のディスクリート部品で構成されざるを得ない直接補償法の温度補償型水晶発振器に代わり、１個の水晶振動子と１チップの半導体集積回路（ＩＣ）とで構成される間接補償法の温度補償型水晶発振器が主流となってきている。

間接補償法による温度補償方法は、ＡＴカット水晶振動子からなる水晶発振回路に可変容量回路を接続し、その可変容量回路の容量値を、温度に対する３次項と１次項と０次項という３つの成分を合成した３次関数の温度補償信号で制御することにより、発振周波数を一定に保つものが一般的である。そして、３次項や１次項の成分の発生およびそれらの合成には、オペアンプを使ったアナログ回路が用いられることが多い。しかしながら、このような構成の温度補償型水晶発振器においては、いくつかの欠点が指摘されている。

第１に、オペアンプがノイズ源となることによる位相ノイズ特性の劣化である。温度補償型水晶発振器は水晶発振回路がオペアンプの電源を揺さぶるため、オペアンプの出力が絶えず変動する状態にある。オペアンプは帰還制御であり、出力の変動を検知してそれを元に戻そうとするのであるが、その帰還動作の周波数が水晶振動子の周波数とは一致しないため、温度補償信号を固有の周波数で変調してしまう。この変調が位相ノイズ特性の劣化として現れるのである。オペアンプの使用が正転増幅１段のみであるならば、位相ノイズの劣化は１ｄＢ程度で済むが、反転増幅で使用すると、１段でも３乃至５ｄＢ程度の劣化がみられる。３次関数の合成には正転や反転で５乃至７段のオペアンプが使用されるため、３次関数による温度補償は位相ノイズ特性の劣化が避けられない。

第２に、温度補償型水晶発振器の製造工程における問題である。３次関数の温度補償信号を合成するためには、全温度範囲における水晶振動子の温度特性を把握してからでなければ、少なくとも３次項の係数は決めることができない。３次関数の係数を決めるためには最低限４点の温度情報が必要であるが、最後の１点の温度情報を収集するまでの間、それまで収集した温度情報を保管しておく必要があり、大量の温度補償型水晶発振器を次々に製造していく中で、温度情報と個々のワークとの１対１の対応を崩さないように保持するには、それなりに高度な製造システムが必要となり、製造コストの増大を引き起こしてしまう。

第３に、３次関数で温度補償を行う場合には、温度補償精度の悪い温度補償型水晶発振器になってしまうという問題である。ＡＴカット水晶振動子の温度特性は、理論的には３次曲線であるが、実際には電極の形状などによって原振と近傍の周波数とのカップリングが起こったりするので、高温側と低温側とで３次の係数が微妙に異なってしまうことも多い。しかし、３次関数で温度補償を行う場合には、係数に高温側と低温側の区別がないので、このような水晶振動子には対応できず、温度補償精度の悪い温度補償型水晶発振器になってしまう。

特許文献１には、このような従来の温度補償型水晶発振器の欠点を解決するために開発された温度補償型水晶発振器が開示されている。

図７は、特許文献１の図１２を、各デバイスに付された番号を一部変更して転記したものである。図７に示すように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２０８とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２０９のドレイン同士を接続点２４６に共通接続し、さらにこの接続点２４６から各電源線２０５・２０６との間にそれぞれスイッチ付の抵抗２１３、２１５を接続して温度補償信号Ｖｏ１としている。スイッチの選択によっては、抵抗のペアが２１９と２２１になったり、２２５と２２７になったりする。これらの抵抗のペアは、それぞれ温度特性の異なる抵抗の組み合わせからなり、どのペアを選択するかによって温度補償信号の１次項の勾配を決定している。

また、それぞれのＭＯＳトランジスタのゲート電圧２０１、２０２は、温度センサの信号に基づくものとされ、温度上昇に対してそれぞれ直線的に電圧が下降する変化を示す。そして、温度が室温付近であるとき、いずれのＭＯＳトランジスタもカットオフ状態になるよう調整されており、室温よりも温度が下がるにつれて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２０９が徐々にオン状態となって温度補償信号Ｖｏ１の電位を下げ、室温よりも温度が上昇するにつれて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２０８が徐々にオン状態となって温度補償信号Ｖｏ１の電位を上げるという動作をする。このＭＯＳトランジスタによる温度補償信号Ｖｏ１の変化は非線形であり、これが３次項の補正信号となっている。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２０９が動作する低温側の温度領域では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２０８はカットオフ状態なので低温側の３次項の補正には無関係であるため、低温側だけに最適な補正信号に設定して構わない。同様に、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２０８が動作する高温側の温度領域では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２０９はカットオフ状態なので、高温側だけに最適な補正信号に設定可能である。したがって、水晶振動子の温度特性がアンバランスであっても対応可能である上に、高温側と低温側それぞれ独立に、その温度での周波数のずれだけから補正量を設定するので、他の温度の情報を保持しておく必要もない。

また、図７から明らかなように、３次項と１次項の温度補償信号の形成に際して、ノイズ源となるオペアンプは使用していないため、位相ノイズ特性は良好である。

なお、上記の説明で明らかなように、図７は温度補償信号の３次項と１次項とを合成する回路部分をあらわしたものであり、０次項、いわゆるｆゼロ調整の項は含まれていない。特許文献１の他の図面で説明されているが、０次項は温度補償信号Ｖｏ１が印加される可変容量素子の他方の端子に入力するという方法で合成されており、そこでもまたオペアンプは使用されていない。０次項は電源電圧の抵抗分割などによって形成されることが一般的であり、信号合成にオペアンプを用いない限り、位相ノイズ特性を劣化させることはない。

以上のように、特許文献１に開示された温度補償型水晶発振器は、３次関数で温度補償を行う方式に比べて温度補償精度と位相ノイズ特性が共に良好であり、製造上の負担も少ないなど、優れた特性を有している。
特開２００４−０２９７４６号公報

しかしながら、温度補償型水晶発振器の小型化は必然的に水晶片の小型化を伴うものであり、それにつれて水晶片の角を削るベベル加工量を増大せざるを得なくなってくる。このため、水晶振動子の温度特性において１次項のばらつきが増大してしまい、従来技術のままでは１次項の補正幅が不足して温度補償ができないという問題が生じることとなる。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、位相ノイズ特性を劣化させることなく１次項の補正幅を拡大し、小型の温度補償型水晶発振器を提供することにある。

本発明はこのような課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、温度補償型水晶発振器であって、第１の抵抗素子と第２の抵抗素子が直列接続された２組の抵抗部と、複数のスイッチのそれぞれの一方端が第１の結束点に接続された第１のスイッチ群と、複数のスイッチのそれぞれの一方端が第２の結束点に接続された第２のスイッチ群とを備え、前記抵抗部の第１の組は第１の抵抗素子の一方端が第１の電源線に接続されるとともに第２の抵抗素子の一方端が第２の電源線に接続され、前記抵抗部の第２の組は第１の抵抗素子の一方端が第２の電源線に接続されるとともに第２の抵抗素子の一方端が第１の電源線に接続されており、前記抵抗部の第１の組の直列接続点と前記抵抗部の第２の組の直列接続点とは第３の抵抗素子を介して接続され、前記第１のスイッチ群を構成するスイッチそれぞれの他方端は前記第３の素子抵抗に相互に異なる点で接続されるとともに、前記第２のスイッチ群を構成するスイッチそれぞれの他方端は前記第３の素子抵抗に相互に異なる点で接続され、前記第１の結束点と前記第２の結束点は可変容量素子を介して接続され、該可変容量素子が温度補償型水晶発振回路の負荷容量の要素とされていることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の温度補償型水晶発振器において、前記第１の結束点と前記可変容量素子との間または前記第２の結束点と前記可変容量素子との間の少なくとも一方には、前記第１または第２の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路が設けられていることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の温度補償型水晶発振器において、前記温度補償型水晶発振回路は、インバータと帰還抵抗と水晶振動子を並列接続させた水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続する温度補償回路とを備え、前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記インバータであり、前記可変容量素子の一方の端子が前記水晶発振回路に直接接続されていることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項２に記載の温度補償型水晶発振器において、前記温度補償型水晶発振回路は、水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続され前記可変容量素子を有する可変容量回路と、前記可変容量素子の一方端に接続された温度補償信号発生回路とを備え、前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記温度補償信号発生回路であることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項２に記載の温度補償型水晶発振器において、前記温度補償型水晶発振回路は、水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続され前記可変容量素子を有する可変容量回路と、前記可変容量素子の一方端に接続された第１の温度補償信号発生回路と、前記可変容量素子の他方端に接続された第２の温度補償信号発生回路とを備え、前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記第１の温度補償信号発生回路であり、前記第２の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記第２の温度補償信号発生回路であることを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項１乃至５の何れか１項に記載の温度補償型水晶発振器において、前記第１のスイッチ群および前記第２のスイッチ群の開閉動作を制御する不揮発性メモリを備えていることを特徴とする。

本発明の温度補償型水晶発振器によれば、位相ノイズ特性を劣化させることなく１次項の温度補償の補正幅を増大させることができ、小型化に伴って温度特性の１次項のばらつきが増大した水晶振動子に対しても温度補償が可能であるため、携帯電話メーカーの要請に応え得る小型の温度補償型水晶発振器を提供することができる。

また、本発明を従来寸法の温度補償型水晶発振器に適用するならば、カット角のばらつきが大きい、いわゆる民生用と称せられる低コストの水晶振動子であっても温度補償が可能となり、温度補償型水晶発振器のコストダウンを達成することができるという効果もある。

以下に、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。

図１は、本発明の温度補償型水晶発振器を構成する回路のうち、１次項の温度補償を担う部分の回路図の一例を示す図である。図１に示すように、第１の電源線１と第２の電源線３の間に、第１の抵抗５と第２の抵抗７とが直列に２組接続されている。なお、第１の抵抗５と第２の抵抗７とは、互いに異なる温度特性を有する抵抗素子である。

第１の接続点９を挟む直列接続は、第１の抵抗５が第１の電源線１に接続し、第２の接続点１１を挟む直列接続は、第２の抵抗７が第１の電源線１に接続するように、それぞれ逆向きの接続とされている。そして、第１の接続点９と第２の接続点１１との間に、接続抵抗１３が接続される。また、第１のスイッチ群１５は、接続抵抗１３の任意の点に一方の端子を接続し、他方の端子を第１の結束点１９に接続される。さらに、第２のスイッチ群１７は、接続抵抗１３の任意の点に一方の端子を接続し、他方の端子を第２の結束点２１に接続される。第１の結束点１９の電位および第２の結束点２１の電位は、それぞれ信号Ｖｃ１あるいは信号Ｖｃ２として後続の回路に接続される。図１に示した実施の形態においては、可変容量素子２３のそれぞれの端子に直接接続し、その容量値を制御している。

第１の電源線１および第２の電源線３は、必ずしも外部から直接供給される電源線である必要はなく、むしろ一方の電源線は、他方の電源線の電位を基準とする温度補償型の定電圧発生回路の出力線であることが望ましい。また、本発明の目的が１次項の補正幅を拡大することであるから、第１の抵抗５と第２の抵抗７とは、できる限り１次温度係数の差が大きいことが望ましい。たとえば、本発明が備えるＩＣをＰ基板ＣＭＯＳで形成する場合は、一方の種類の抵抗をＮウェル抵抗とし、他方の抵抗をポリシリコン抵抗とすれば、比較的大きな１次温度係数の差を確保できる。具体的には、ＩＣファウンドリが提供する抵抗素子の中で、最も１次温度係数の差が大きくなる組み合わせを選択すればよい。このような組合せとすることにより、第１の接続点９および第２の接続点１１の電位の温度変化は、それぞれ図２の実線に示すような特性となる。

接続抵抗１３の抵抗値が小さすぎる場合は、第１の接続点９および第２の接続点１１の電位の温度変化を妨げてしまうので、第１の抵抗５および第２の抵抗７の抵抗値に比べて、接続抵抗１３の抵抗値はできる限り大きいことが望ましい。その比は最低でも１０倍以上、できれば１００倍以上が好適である。

第１のスイッチ群１５および第２のスイッチ群１７の開閉は、外部信号あるいは不揮発性メモリからの信号などにより、それぞれの群でどれか１個のスイッチのみが閉状態となるよう制御される。それぞれのスイッチ群を構成するスイッチの個数は、両者同一でもよいし、別々でも構わない。また、スイッチの個数が同一の場合、開閉制御が両者同一の信号で行われる構成としてもよい。ただし、そのような構成とする場合は、第１のスイッチ群１５が第１の接続点９に近いスイッチから順に閉状態となるとき、第２のスイッチ群１７は第２の接続点１１に近いスイッチから閉状態となるように制御する。制御信号が独立である場合は、それぞれのスイッチ群の中のどれを閉状態とするかについて特に制約はなく、水晶振動子の温度特性の１次勾配の補正に合致するよう制御すればよい。この開閉制御により、信号Ｖｃ１および信号Ｖｃ２は、それぞれ第１の接続点９の電位と第２の接続点１１の電位との間のある値に定まる。その１例を、図２の破線に示す。

従来技術における温度補償型水晶発振器においては、可変容量素子のどちらか一方の端子のみに、信号Ｖｃ１あるいは信号Ｖｃ２に相当する信号が印加されており、他方の端子は温度変化のない０次項の電位である。これに対して、図１に示した本発明の温度補償型水晶発振器においては、可変容量素子２３の容量値は、信号Ｖｃ１と信号Ｖｃ２の電位差によって制御される。このため、容量変化が電位差に比例する特性の可変容量素子を用いるならば、容量値の１次項の温度変化を従来技術の２倍まで拡大することが可能となる。水晶発振回路においては、容量値の変化と発振周波数の変化は必ずしも比例関係ではないが、狭い範囲ではほぼ比例とみなせる特性であり、上記のように容量値の変化を２倍にできるということは、周波数可変幅もほぼ倍増できることを意味している。

可変容量素子２３は、信号Ｖｃ１および信号Ｖｃ２の相対関係にかかわらず直流電流が流れない特性であることが望ましい。可変容量ダイオードは、順方向の電位関係のときに直流電流が流れてしまうので、本発明においてはＭＯＳ型容量を用いることが好ましい。

図１から明らかなように、信号Ｖｃ１および信号Ｖｃ２は抵抗回路網２５の出力であり、オペアンプのような位相ノイズ特性を劣化させる要素はない。この抵抗回路網２５は、本発明のすべての実施の形態に共通する部分であるが、信号Ｖｃ１および信号Ｖｃ２をどのように扱うかは、実施の形態により異なる。そこで以下の図面においては、この抵抗回路網２５の部分をブロック図で略記する。

図３は、図１に示した実施の形態を、そのまま温度補償型水晶発振回路に組み込んだもののブロック回路図を示している。図３に示すように、可変容量素子２３の容量値が信号Ｖｃ１および信号Ｖｃ２のみで制御されるよう、固定容量２７および固定容量２９が可変容量素子２３のそれぞれの端子にＤＣカットコンデンサとして接続され、固定容量２７の他方の端子が、水晶発振回路３１に接続される。そして、水晶発振回路３１には温度補償回路３３が接続される。水晶発振回路３１の１次項の温度補償は可変容量素子２３が行い、３次項および０次項は温度補償回路３３が受け持つ。ただし、温度補償回路３３に１次項の温度補償成分が含まれていてもよい。たとえば、温度補償回路３３が従来技術と同等の１次項の補正幅を有しているならば、可変容量素子２３による補正幅と合わせて、従来技術の約３倍の１次項補正幅をもたせることができる。

なお、温度補償回路３３は、可変容量回路と、その容量値を温度情報に基づいて制御する温度補償信号発生回路とから構成されるが、詳細な説明は省略する。

図４は、本発明の第２の実施の形態を示すブロック回路図である。実施例１で説明した第１の実施形態との差異は、信号Ｖｃ１の扱いにある。信号Ｖｃ１は、オペアンプ３５と抵抗３７および抵抗３９からなる正転増幅回路の入力となっており、信号Ｖｃ１の電圧に比例する電圧を出力する電源回路を構成している。そして、この電源回路で水晶発振回路３１を駆動し、可変容量素子２３の他方の端子は直接水晶発振回路３１に接続される。水晶発振回路３１は、インバータ３１１と帰還抵抗３１３と水晶振動子３１５との並列接続からなり、接続点の直流バイアスは、インバータ３１１の電源電圧の１／２になる。したがって、抵抗３７と抵抗３９との抵抗値を等しくして、インバータ３１１の電源電圧が信号Ｖｃ１の電圧の２倍になるようにすれば、可変容量素子２３に印加される直流電圧は、結局信号Ｖｃ１と同じ電圧になる。

ＣＭＯＳインバータによる水晶発振回路を温度補償型水晶発振器に用いる場合は、発振周波数の電源電圧変動を回避するため、電圧レギュレータでこのインバータを駆動する必要がある。そして、電圧レギュレータは、オペアンプを用いた正転増幅回路で構成されることが一般的である。図４に示した実施形態では、この電圧レギュレータの代わりに、オペアンプ３５を用いた電源回路が使用されており、第１実施態様との違いはオペアンプの入力電圧が温度変化するかしないかということだけである。したがって、第２の実施の形態でオペアンプ３５を使用したからといって、位相ノイズ特性を劣化させることはない。

ＣＭＯＳのデザインルールが微細化するにつれて、回路部分の面積に比べ、相対的に容量部分の占有面積が増大する傾向にある。第２の実施の形態では、可変容量素子２３と水晶発振回路３１との間の固定容量が不要であり、オペアンプ３５による面積増加を差し引いても、ＩＣのチップサイズが縮小可能という効果がある。

図５は、本発明の第３の実施の形態を示すブロック回路図である。オペアンプ３５を用いて、信号Ｖｃ１の電圧に比例する電圧を出力する電源回路を構成することは第２の実施の形態と同様であるが、その電源回路が駆動する回路は水晶発振回路３１ではなく、温度補償信号発生回路４１である。そして、この温度補償信号発生回路４１が、可変容量素子２３の一方の端子に接続する。つまり、可変容量素子２３は、１次項の補正を担うだけでなく、３次項と０次項の補正も担う構成とされている。

温度補償信号発生回路４１として、たとえば図７に示す従来技術のような回路を用いるとすれば、その出力電圧Ｖｏ１は、電源電圧の１／２に３次項が重畳した電圧となる。そこで、抵抗３７と抵抗３９との抵抗値を等しくして、温度補償信号発生回路４１の電源電圧が信号Ｖｃ１の電圧の２倍になるようにすれば、可変容量素子２３には信号Ｖｃ１に３次項が重畳した電圧が印加されることになる。温度補償信号発生回路４１そのものには、１次項の温度補償成分が含まれている必要はないが、含まれていてももちろん差し支えない。

図６は、本発明の第４の実施の形態を示すブロック回路図である。第３の実施の形態との差異は、温度補償信号発生回路が第１の温度補償信号発生回路４５と第２の温度補償信号発生回路４７とに分かれ、温度補償信号としての最終的な合成を可変容量素子２３が行う点である。第１の温度補償信号発生回路４５は信号Ｖｃ１の電圧に比例する電圧を出力する電源回路で駆動され、第２の温度補償信号発生回路４７は信号Ｖｃ２の電圧に比例する電圧を出力する電源回路で駆動されるから、それぞれの出力電圧には、逆極性の１次項の温度補償成分が重畳する。したがって、この１次項にのみ着目すれば、上記第３の実施の形態と同等であり、詳細な説明は省略する。

以上、実施例により本発明の温度補償型水晶発振器について説明したが、上記実施例は本発明を実施するための例にすぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。これらの実施例を種々変形することは本発明の範囲内にあり、更に本発明の範囲内において他の様々な実施例が可能であることは上記記載から自明である。

たとえば、図３乃至図６に示す４つの実施の形態において、水晶発振回路の両側の容量回路はいずれもアンバランスになっているが、両側に同じ容量回路を設けてバランスをとる構成としてもよい。ただし、かかる構成とする場合には、可変容量に接続する信号の経路に抵抗を設ける必要がある。

本発明は位相ノイズ特性を劣化させることなく１次項の補正幅を拡大し、小型の温度補償型水晶発振器を提供する。

本発明の温度補償型水晶発振器を構成する回路のうち、１次項の温度補償を担う部分の回路図の一例を示す図である。 第１の接続点および第２の接続点の電位の温度変化を説明するための図である。 図１における第１のゲート電圧発生回路と第２のゲート電圧発生回路の具体的な構成例を示すブロック回路図である。 本発明の第２の実施の形態を示すブロック回路図である。 本発明の第３の実施の形態を示すブロック回路図である。 本発明の第４の実施の形態を示すブロック回路図である。 従来の温度補償型発振器の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１ 第１の電源線
３ 第２の電源線
５ 第１の抵抗
７ 第２の抵抗
９ 第１の接続点
１１ 第２の接続点
１３ 接続抵抗
１５ 第１のスイッチ群
１７ 第２のスイッチ群
１９ 第１の結束点
２１ 第２の結束点
２３ 可変容量素子
２５ 抵抗回路網

Claims (6)

1. 第１の抵抗素子と第２の抵抗素子が直列接続された２組の抵抗部と、複数のスイッチのそれぞれの一方端が第１の結束点に接続された第１のスイッチ群と、複数のスイッチのそれぞれの一方端が第２の結束点に接続された第２のスイッチ群とを備え、
   前記抵抗部の第１の組は第１の抵抗素子の一方端が第１の電源線に接続されるとともに第２の抵抗素子の一方端が第２の電源線に接続され、前記抵抗部の第２の組は第１の抵抗素子の一方端が第２の電源線に接続されるとともに第２の抵抗素子の一方端が第１の電源線に接続されており、
   前記抵抗部の第１の組の直列接続点と前記抵抗部の第２の組の直列接続点とは第３の抵抗素子を介して接続され、
   前記第１のスイッチ群を構成するスイッチそれぞれの他方端は前記第３の素子抵抗に相互に異なる点で接続されるとともに、前記第２のスイッチ群を構成するスイッチそれぞれの他方端は前記第３の素子抵抗に相互に異なる点で接続され、
   前記第１の結束点と前記第２の結束点は可変容量素子を介して接続され、
   該可変容量素子が温度補償型水晶発振回路の負荷容量の要素とされていることを特徴とする温度補償型水晶発振器。
2. 前記第１の結束点と前記可変容量素子との間または前記第２の結束点と前記可変容量素子との間の少なくとも一方には、前記第１または第２の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の温度補償型水晶発振器。
3. 前記温度補償型水晶発振回路は、インバータと帰還抵抗と水晶振動子を並列接続させた水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続する温度補償回路とを備え、
   前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記インバータであり、前記可変容量素子の一方の端子が前記水晶発振回路に直接接続されていることを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
4. 前記温度補償型水晶発振回路は、水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続され前記可変容量素子を有する可変容量回路と、前記可変容量素子の一方端に接続された温度補償信号発生回路とを備え、
   前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記温度補償信号発生回路であることを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
5. 前記温度補償型水晶発振回路は、水晶発振回路と、該水晶発振回路に接続され前記可変容量素子を有する可変容量回路と、前記可変容量素子の一方端に接続された第１の温度補償信号発生回路と、前記可変容量素子の他方端に接続された第２の温度補償信号発生回路とを備え、前記第１の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記第１の温度補償信号発生回路であり、前記第２の結束点の電位に比例する電圧で駆動される回路は前記第２の温度補償信号発生回路であることを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
6. 前記第１のスイッチ群および前記第２のスイッチ群の開閉動作を制御する不揮発性メモリを備えていることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の温度補償型水晶発振器。
   
   

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