JP2006202771A - 最小限の内部および外部構成要素を有する安定制御ｉｃ - Google Patents

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Abstract

【課題】蛍光ランプまたは高輝度放電ランプを制御し、安定器を保護するために、集積状態図アーキテクチャを介して特定の１組の命令を実行する。
【解決手段】この状態図アーキテクチャ（図２）は、ＩＣ（２）およびＩＣ（２）によって駆動されるハーフブリッジ回路（６、８）の電力投入および電力切断、ランプ（４）のプレヒートおよび点灯、ランプ（４）のラン、多数の起こり得る障害状態の感知、以前の電子安定器より必要な内部および外部構成要素が少ない状態で、ランプ（４）の通常のメンテナンスに基づくこのような障害状態からの回復を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は、蛍光ランプまたは高輝度放電ランプを制御するための電子安定器(electronic ballast)に関し、より詳細には、必要とする内部および外部構成要素がより少ない電子安定器に関する。
蛍光ランプまたは高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを制御するための電子安定器は通常、ランプフィラメントをプレヒート(preheat)し、ランプを点灯(strike)し、所定の電力までランプを駆動し、ランプの障害状態(fault condition)を検出し、回路を安全に非活動化(deactivating)するために必要な電子機器を必要とする。
これまで使用されていた電力バイポーラスイッチングデバイスにとって代わることができる電力ＭＯＳＦＥＴスイッチングデバイスや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（“ＩＧＢＴ”）が入手可能になったため、最近、ガス放電回路用の電子安定器が普及してきた。International Rectifier Corporationより販売されるＩＲ２１５５など、および、例えば、特許文献１に記載されたモノリシックゲートドライバ回路は、電子安定器内の電力ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを駆動するために考案されたものである。
ＩＲ２１５５ゲートドライバＩＣは、従来の回路に優る重要な利点を提供する。すなわち、このドライバは従来のＤＩＰまたはＳＯＩＣパッケージに実装されている。また、このパッケージは、ドライバが外部抵抗器ＲTおよびコンデンサＣTによって決定された周波数で自励発振(self-oscillate)できるように、内部レベルシフティング回路(internal level shifting circuitry)、不足電圧ロックアウト回路(under voltage lockout circuitry)、デッドタイム遅延回路(deadtime delay circuitry)、ならびに追加の論理回路および入力を含む。
ＩＲ２１５５は従来の安定制御回路(ballast control circuit)に対する大幅な改良をもたらすが、（i）ランプの両端に初期高圧パルスを加えずにフラッシュなしの始動(flash-free start)を保証するスタートアップ手順、（ii）非ゼロ電圧切換え保護回路(non-zero voltage protection circuitry)、（iii）温度過昇運転停止回路(over-temperature shutdown circuitry)、（iv）ＤＣバスおよびＡＣオン／オフ制御回路、（v）共振付近または共振未満検出回路(near or below resonance detection circuitry)など、いくつかの望ましい特徴が欠けている。
２００１年４月３日にＷｉｌｈｅｌｍ他に対し交付され、本出願と共通の譲渡証書を有する特許文献２では、前述のようなＩＲ２１５５の限界に対処する電子安定器を開示している。この電子安定器は、譲受人であるInternational Rectifier CorporationによってＩＲ２１５７として識別されている。
米国特許第５，５４５，９５５号明細書 米国特許第６，２１１，６２３号明細書
一般に知られている安定器内のように、′６２３号特許の安定制御回路では、ＣＰＨピンを固定しきい値と比較するためのコンパレータを含むプレヒートタイマの実現が必要である。さらに、この発振回路では複数のコンパレータを必要とする。上記および他の構成上の詳細により、チップの内側と外側の両方で追加の構成要素が必要になる。したがって、内部および外部構成要素の数を最小限にしながら、主要安定器機能を実行する安定制御ＩＣを提供することにより、従来技術を改善することができる。このような安定器の応用例としては、リニア蛍光ランプ、コンパクト形蛍光ランプ（ＣＦＬ）、冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ、平面形蛍光ランプを含む。
本発明は、使用するコンパレータが少なく、サブ回路(sub-circuit)の機能を結合し、それにより、必要な内部および外部構成要素の数を削減する電子安定器を提供することにより、前述のような従来技術の欠点を克服するものである。
より具体的には、本発明のチップは、コンパレータ回路を１つ必要とするだけであることが好都合な発振回路を含む。さらに、ランププレヒート回路はタイミング抵抗器(timing resistor)と並列のプレヒート抵抗器(preheat resistor)を使用してプレヒート周波数(preheat frequency)をプログラミングし、ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートの電圧はランピング(ramp)し、周波数タイミング入力からプレヒートピンを（したがってプレヒート抵抗器も）徐々に切り離す(disconnect)。また、このプレヒート回路のランピング(preheat circuit ramp)はランプイグニッション(lamp ignition)用の ランプ(ramp)としても使用され、したがって、回路構成要素の節約になる。さらに、プレヒートコンデンサ入力(preheat capacitor input)は、ＤＣバス感知抵抗器(DC bus sensing resistor)をＤＣバス感知入力(DC bus sensing input)に接続するための便利な遅延として使用する。
本発明の集積回路は、微小電力スタートアップ電流、プログラム可能プレヒート周波数、プログラム可能イグニッション電流または過電流、プログラム可能プレヒート時間、プログラム可能イグニッションランプ(programmable ignition ramp)、プログラム可能ランニング周波数または最小周波数(programmable running or minimum frequency)、プログラム可能デッドタイム(programmable dead-time)、プログラム可能ローＤＣバス周波数シフトリセット(programmable low DC bus frequency-shift reset)、外部運転停止ピン(external shutdown pin)、古典的なトーテムポール構成として接続された２つのＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを駆動するためのハイサイド(high-side)およびローサイド(low-side)６００Ｖハーフブリッジドライバ出力という機能を実行するための回路を含む。
本発明の他の特徴および利点については、添付図面を参照する本発明の以下の説明から明らかになるであろう。
（概要）：
まず図１を参照すると、電子（ラピッドスタート形）蛍光ランプの安定器を制御するための本発明の集積回路（ＩＣ）２の動作に組み込まれる状態図が示されている。図２は、本発明の集積回路２により単一蛍光ランプ４を駆動するための典型的な接続図を示している。図３は、本発明の集積回路２の基本ブロック図を示している。図１−図３に示す本発明の諸態様の多くは、特許文献２と同様であり、以下に詳しく論ずることにする。しかし、本発明の重要な態様および利点であって、特に図３に示す発振器１０、プレヒート回路４０、スタートアップ回路５０に関するものは、以下のように論ずることにする。
（発振器）：
図４は、本発明による発振回路１０の詳細回路図である。従来の安定器ＩＣとは対照的に、この発振回路はコンパレータ１２を１つ必要とするだけであることが好都合であり、したがって、シリコン内に実施するのに必要なレイアウト空間を大幅に削減する。したがって、ＩＣの全体的なサイズを縮小することができる。
動作上、コンパレータ１２のマイナス（−）入力であるＶｔｈは、当初は３／５ＶＣＣになっているが、これは、ＶＣＣとＣＯＭの間に直列に接続され、抵抗が等しい５つの抵抗器１４、１６、１８、２０、２２によって形成される分圧器によって設定される。オン／オフ制御信号
Figure 2006202771
は論理“ハイ”であり、したがって、ＭＯＳＦＥＴ２４を“オン”にし、それにより、タイミングコンデンサＣTはデッドタイム抵抗器２８を介してＣＯＭに放電し続ける。ピンＣＴはコンパレータ１２のプラス（＋）入力として働き、当初はＣＯＭになっており、したがって、コンパレータ１２の出力は論理“ロー”である。
スイッチ３０は、
Figure 2006202771
が“ハイ”であるときにＯＲゲート３２の出力が“ハイ”になるために、当初は“オフ”になっている。したがって、ピンＲＴは、タイミング抵抗器ＲTによって接続されているために、ピンＣＴと同じ電位になる。
Figure 2006202771
が“ロー”になると（図７のタイミング図を参照）、ＭＯＳＦＥＴスイッチ２４は“開”になり、スイッチ３０は“閉”になる。その結果、タイミングコンデンサＣTは、以下の式で示す速度でタイミング抵抗器ＲTを介してＶＣＣに向かって指数関数的に充電する。
ＶCT（ｔ）＝ＶＣＣ（１−ｅ--t/RC）
ここで、
Ｒ＝タイミング抵抗器ＲTの抵抗［オーム］
Ｃ＝タイミングコンデンサＣTのキャパシタンス［ファラド］
ｔ＝時間［秒］である。
ピンＣＴの電圧が３／５ＶＣＣを超えると、コンパレータ１２の出力は“ハイ”になり、それによりスイッチ３６は“閉”になり、スイッチ３０は“開”になり、スイッチ２４は“閉”になる。その場合、タイミングコンデンサＣTは、以下の式で示す速度でデッドタイム抵抗器２８を介してＣＯＭに向かって指数関数的に放電する。
ＶCT（ｔ）＝（３／５ＶＣＣ）ｅ--t/RC
スイッチ３６を閉じると、ピンＣＴにおけるしきい値が３／５ＶＣＣから１／３ＶＣＣに変化する。このように行う際に、固有の正のフィードバックにより、強制的にコンパレータ出力を単一エッジで迅速に遷移させる。コンデンサＣTが１／３ＶＣＣ未満に放電すると、コンパレータ１２の出力はもう一度“ロー”になり、このサイクルが繰り返し行われる。
このように３／５ＶＣＣと１／３ＶＣＣの間でＣＴが充電と放電を行うことは、
Figure 2006202771
がもう一度“ハイ”になるまで無期限に継続する。定常状態発振の間、充電時間と放電時間は以下のように示される。
充電：ＶCT（ｔ）＝（ＶＣＣ−１／３ＶＣＣ）（１−ｅ--t/RC・CT）
放電：ＶCT（ｔ）＝３／５ＶＣＣ ｅ--t/RT・CT
この充電時間は、ゲート駆動信号ＨＯおよびＬＯの“オン”時間を決定する（図７のタイミング図を参照）。放電時間は、ゲート駆動信号ＨＯとＬＯの間のデッドタイムを決定する（図７のタイミング図を参照）。本発明のこの好ましい発振器は、以前の安定器ＩＣの発振回路より回路数が少なくなり、特に、必要なコンパレータは１つだけになる。この発振器はＶＣＣと比例的であり、したがって、ＶＣＣとは無関係である。選択したしきい値は任意のものである。
（プレヒートタイマおよびイグニッションランプ）
図５は、本発明の好ましい実施形態によるプレヒート回路４０の回路図である。都合の良いことには、プレヒート回路４０はコンパレータを一切必要としない。
プレヒート中は、このＩＣがより高いプレヒート周波数で発振することが必要である。これに続いて、イグニッション周波数から最終的なランまたは最小周波数への円滑な下方掃引が発生する。これを行うために、外部コンデンサＣPHは、ＣＰＨピンから流れ出る内部の５μＡの電流源４４によりＣＯＭからＶＣＣへ線形に充電される。また、ＣＰＨピンはＰＭＯＳトランジスタ４６のゲートにも接続され、このトランジスタがピンＲＰＨとピンＲＴを接続する。この構成では、プレヒート中に発振器周波数がより高くなるように、抵抗器ＲTが抵抗器ＲPHに並列に接続されている。ＰＭＯＳのしきい値は約１．５ボルトなので、プレヒート期間は、コンデンサＣPHがＣＯＭから（ＶＣＣ−１．５ボルト）までランプ(ramp)するのに要する時間として定義される。コンデンサＣPHが（ＶＣＣ−１．５Ｖ）からＶＣＣまで充電し続けるにつれて、スイッチ４６はゆっくり開き、それにより、ピンＲＰＨがＲＴからゆっくり切断される。これにより、周波数は、プレヒート周波数から最終ラン周波数までゆっくり遷移する（図７のタイミング図を参照）。
プレヒート回路４０の有利な特徴は、１）抵抗器ＲTに並列な抵抗器ＲPHを使用してプレヒート周波数をプログラミングすること、２）ＰＭＯＳ４６のゲートにおける電圧をランピング(ramping)してＲＰＨピンをＲＴピンから円滑に切断すること、３）既存のコンデンサＣPHランプをイグニッション用のランプ(ramp)としても使用することである。プレヒートタイマの古典的な実施例では、ＣＰＨピンを固定しきい値と比較するためのコンパレータが必要である。本発明のプレヒート回路４０で上記の３つの機能を結合することにより、“コンパレータなし”のプレヒートタイマが実現され、それにより、ＩＣの全体的なサイズが縮小される。
(スタートアップ回路およびローＤＣバス周波数シフトリセット）：
スタートアップおよびローＤＣバス周波数シフトリセット回路５０は図６の回路図に示されている。この回路は、ＤＣバスを感知し、ランプ(lamp)が消える可能性があるレベル未満にＤＣバスが低下した場合に回路をプレヒートモードに適切にリセットする。これに失敗すると、灯火管制線路状態(brown-out line condition)中にランプが消えてしまい、ＡＣ入力が戻ったときに再点火(re-ignite)しない可能性がある。また、ＤＣバスが低下すると、ハーフブリッジ出力でのハードスイッチング(hard-switching)が発生し、それにより、パワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを損傷または破壊する可能性がある。したがって、安定器の動作点が必ず共振以上を維持し、ハードスイッチングが一切発生しないように、ＤＣバスが低下するにつれて周波数を増加することは都合の良いことである。
本発明の回路５０では、ＶＤＣピンを使用してＤＣバスを感知することにより、これを達成している。ＶＤＣが（ＶＣＣ−１０．９Ｖ）未満に低下する場合、ＣＰＨピンはＶＤＣピンによって線形に引き下げられる。これにより、ＲＰＨとＲＴは徐々に再接続され、したがって、周波数はより高い方へ徐々にシフトすることになる。
１０．９Ｖのしきい値は、ＰＮＰトランジスタ５２と、直列に接続された２つの５．１ツェナーダイオード５４および５６とによって達成される。トランジスタ５２のベースはピンＶＤＣに接続され、トランジスタ５２のコレクタはＣＯＭに接続され、エミッタは低い方のダイオード５４のアノードに接続される。次に、上部ダイオードのカソードはピンＣＰＮに接続される。この構成では、ＶＤＣが２つのツェナー電圧（１０．２Ｖ）にトランジスタ５２のエミッタ／ベース間電圧（≒０．７）を加えた合計（＝１０．９Ｖ）未満になるまで周波数を増加しない。図８はこれをグラフで示したものである。
周波数シフトが発生するＤＣバスレベルをプログラミングするため、外部抵抗器５８（ＲSUPPLY）と内部抵抗器６０は、ピンＶＤＣにおけるＤＣバスの分圧率(voltage divided ratio)を形成する。外部構成要素数をさらに削減するため、抵抗器５８はＩＣに微小電力スタートアップ電流も供給する。安定器のターンオン時にＤＣバスが増加するにつれて、電流はＶＤＣとＶＣＣの間に接続された既存のＥＳＤダイオード６２によりＤＣバスから抵抗器５８を通ってピンＶＤＣに流れ込む。
ＶＣＣが正に移行する不足電圧ロックアウトしきい値(positive-going under-voltage lock-out threshold)ＵＶＬＯ（＋）を超えると、外部ダイオード６３を介してＶＣＣに接続された外部電荷ポンプ(external charge pump)（またはその他の形式の電源）がＶＣＣ用の電源として引き継ぎ、内部ツェナークランプ電圧までＶＣＣを増加する（図７のタイミング図を参照）。次に、ＣＰＨがシュミットトリガ６６のしきい電圧（≒１／２ＶＣＣ）を超えると、抵抗器６０は内部でＭＯＳＦＥＴ６４を介してピンＶＤＣに接続される。これは、プレヒート時間のほぼ半ばで発生する。ＣＰＨピンは、ＲＶＤＣをピンＶＤＣに接続するための都合の良い遅延として使用され、これもまた、ＩＣの全体的なサイズの縮小に貢献する。
（状態図）
次に図１に戻って参照すると、本発明の集積回路２は、ランプ(lamp)４を制御し、安定器(ballast)を保護するために非常に独特の１組の命令を都合良く実行する。このＩＣは、ＩＣ２およびハーフブリッジ（ＭＯＳＦＥＴ６および８）の電源投入および電源切断、ランプのプレヒートおよび点灯、ランプのラン、多数の起こり得る障害状態(fault condition)の感知、通常のランプメンテナンスに基づくこのような障害状態からの回復(recover)という諸機能を正確に制御し、適切に実行する。
このステートマシン(state machine)は、ＩＣへの様々な入力の状況に基づいて５通りの基本動作モード間で動作する。このような５通りの動作モードとしては以下のものを含む。
１）不足電圧ロックアウトモード(under voltage lockout mode)；
２）プレヒートモード；
３）イグニッションランプモード(ignition ramp mode)；
４）ランモード；および
５）フォールトモード(fault mode)
図２は、すべての入力および出力を含む、ＩＣ２のピンアウトを示している。このチップへの入力としては以下のものを含む。
１）ＶＣＣ
２）ＶＤＣ
３）ＳＤ
４）ＣＳ
５）ＣＰＨ
６）ＣＴ
７）ＲＴ
ＶＣＣは、感知すべき入力と、このＩＣへの低圧主電源の両方を表している。このような７つの入力に加え、ＩＣ表面接合部温度は８番目の入力を表している。このＩＣの出力としては以下のものを含む。
１）ＨＯ
２）ＬＯ
３）ＲＰＨ
４）ＲＵＮ
５）ＤＴ
このＩＣへの電源としては以下のものを含む。
１）ＶＣＣ
２）ＣＯＭ
３）ＶＢ
４）ＶＳ
本発明のＩＣの諸機能に関する一般的な説明は以下の通りである。
（不足電圧ロックアウトモード（ＵＶＬＯ））
不足電圧ロックアウトモード（ＵＶＬＯ）は、ＶＣＣがこのＩＣのターンオンしきい値未満であるときにこのＩＣが置かれている状態として定義されている。不足電圧ロックアウトは、１５０μＡ未満の超低供給電流(ultra low supply current)を維持し、ハイサイドおよびローサイドの出力ドライバが活動化(activate)される前にこのＩＣが完全に機能可能になることを保証するように設計されている。図１は、安定器出力段(ballast output stage)（抵抗器５８、コンデンサ７０、７２、ＤCP1およびＤCP2）からの電荷ポンプと共に安定器ＩＣのスタートアップ電流を使用する効率のよい供給電圧を示している。
スタートアップコンデンサ７０、７２（ＣVCC）は、電源抵抗器５８（ＲSUPPLY）を通る電流からこのＩＣによって引き抜かれるスタートアップ電流を引いたものによって充電される。抵抗器５８は、ダイオードにより内部でＶＣＣに接続され、２つの機能を果たすように選択される。第１の機能は、線路入力電圧が低いときに安定器のスタートアップを保証するために最大スタートアップ電流を２倍にすることである。第２の機能は、ＤＣバスが低下する（上記で詳述する）場合にＩＣリセットしきい値を設定することである。ＶＣＣでのコンデンサ電圧がスタートアップしきい値に達し、ＳＤピンが４．５ボルト未満になると、このＩＣはオンになり、ＨＯおよびＬＯが発振し始める。ＩＣの動作電流の増加により、コンデンサ７０、７２は放電し始める。
放電サイクル中、電荷ポンプからの整流電流は、ＩＣのターンオフしきい値以上にコンデンサを充電する。電荷ポンプとＩＣの内部１５．６Ｖツェナークランプは供給電圧として引き継ぐ。スタートアップコンデンサ７０、７２とスナバコンデンサ８０は、すべての安定器動作条件において十分な供給電流が使用可能になるように選択しなければならない。ブートストラップダイオード８２と電源コンデンサ８４は、ハイサイドドライバ回路用の供給電圧を含む。ピンＨＯ上の最初のパルスの前にハイサイド電源が充電されるように保証するために、出力ドライバからの最初のパルスはＬＯピンから得られる。不足電圧ロックアウトモード中、ハイサイドおよびローサイドドライバ出力ＨＯおよびＬＯはどちらもローであり、ピンＣＴは発振器を使用不能にするために内部でＣＯＭに接続され、ピンＣＰＨはプレヒート時間をリセットするために内部でＣＯＭに接続されている。
（プレヒートモード（ＰＨ））
プレヒートモードは、ランプフィラメントがその正しい放出温度まで加熱されているときにこのＩＣが置かれている状態として定義されている。これは、ランプ寿命を最大限にし、必要なイグニッション電圧を削減するために必要である。ＶＣＣが正に移行するＵＶＬＯしきい値を超えると、安定制御ＩＣはプレヒートモードに入る。ＨＯとＬＯは、デューティサイクル５０％で、デッドタイムが外部タイミングコンデンサＣTおよび内部デッドタイム抵抗器ＲＤＴの値によって設定されたプレヒート周波数で発振し始める。ピンＣＰＨはＣＯＭから切り離され、内部の１μＡ電流源（図３）はＣＰＨ上で外部プレヒート時間コンデンサを線形に充電する。ピンＣＳでの過電流保護は、プレヒート中は使用不能になる。プレヒート周波数は、タイミングコンデンサＣTと共に、抵抗器ＲPHおよびＲTの並列結合によって決定される。コンデンサＣTは、ＶＣＣの１／３から３／５の間で充電と放電を行う（図７のタイミング図を参照）。ＣTは、ＭＯＳＦＥＴ３６を介して内部でＶＣＣに接続されたＲTおよびＲPHの並列結合により指数関数的に充電される。１／３ＶＣＣから３／５ＶＣＣへのＣTの充電時間はそれぞれの出力ゲートドライバＨＯまたはＬＯのオン時間である。ＣＴが３／５ＶＣＣを超えると、ＭＯＳＦＥＴ３６はオフになり、ＲＴおよびＲＰＨをＶＣＣから切断する。次にコンデンサＣTは、ＣＯＭへのＭＯＳＦＥＴ２４を介して内部抵抗器ＲＤＴにより指数関数的に放電される。３／５ＶＣＣから１／３ＶＣＣへのタイミングコンデンサＣTの放電時間は、出力ゲートドライバＨＯおよびＬＯのデッドタイム（どちらもオフ）である。したがって、ＲＤＴ（抵抗器２８）と共にコンデンサＣTの選択値によって、所望のデッドタイムがプログラミングされる（設計式１および２を参照）。コンデンサＣTが１／３ＶＣＣ未満に放電すると、ＭＯＳＦＥＴ２４はオフになり、ＲＤＴをＣＯＭから切断し、ＭＯＳＦＥＴ３６はオンになり、ＲＴおよびＲＰＨをもう一度ＶＣＣに接続する。ピンＣＰＨ上の電圧が１３Ｖを超え、ＩＣがイグニッションモードに入るまで、周波数は現在の周波数のままになる。プレヒートモード中は、ピンＣＰＨが７．５Ｖを超えると、過電流保護とＤＣバス不足電圧リセットの両方が使用可能になる。
（イグニッションモード（ＩＧＮ））
イグニッションモードは、ランプを点火するのに必要な高圧がランプの両端間に設定されているときにこのＩＣが置かれている状態として定義されている。ピンＣＰＨ上の電圧が１３Ｖを超えると、安定制御ＩＣはイグニッションモードに入る。
ピンＣＰＨは、ピンＲＰＨとピンＲＴを接続するプレヒート回路４０（図５を参照）のｐチャネルＭＯＳＦＥＴ４６のゲートに内部で接続されている。ピンＣＰＨが１３Ｖを超えると、ＭＯＳＦＥＴ４６のゲート／ソース間電圧がＭＯＳＦＥＴ４６のターンオンしきい値未満に降下し始める。ピンＣＰＨがＶＣＣに向かってランピングし続けると、ＭＯＳＦＥＴスイッチ４６はゆっくりオフになる。この結果、プレヒート抵抗器ＲPHは円滑にタイミング抵抗器ＲTから切断され、したがって、動作周波数は予備周波数からイグニッション周波数を介して最終ラン周波数まで円滑にランプ(ramp)する。ピンＣＳ上の過電流しきい値は、非点灯(non-strike)またはオープンフィラメント(open-filament)というランプ障害状態から安定器を保護することになる。ピンＣＳ上の電圧は、外部電流感知抵抗器(external current sensing resistor)ＲCSを通って流れる下部(lower)ハーフブリッジＭＯＳＦＥＴ電流によって定義される。したがって、電流感知抵抗器ＲCSによって、安定器の出力段の最大許容ピークイグニッション電流が（したがって、ピークイグニッション電圧も）プログラミングされる。このピークイグニッション電流(peak ignition current)は、出力段(output stage)ＭＯＳＦＥＴの最大許容電流定格を超えてはならない。この電圧が１．３Ｖという内部しきい値を超えた場合、このＩＣはフォールトモード(fault mode)に入り、両方のゲートドライバ出力ＨＯおよびＬＯがローにラッチされることになる。
（ランモード（ＲＵＮ））
ランプが正常に点火すると、安定器はランモードに入る。ランモードは、ランプのアークが確立され、ランプが所定の電力レベルまで駆動されているときにこのＩＣが置かれている状態として定義されている。ランモードの発振周波数は、タイミング抵抗器ＲTとタイミングコンデンサＣTによって決定される（以下の項の設計式３および４を参照）。オープンフィラメントまたはランプ除去のために任意の時点にハーフブリッジでハードスイッチが発生した場合、電流感知抵抗器ＲCSの両端間の電圧は１．３ボルトという内部しきい値を超え、このＩＣはフォールトモードに入ることになる。両方のゲートドライバ出力ＨＯおよびＬＯはローにラッチされることになる。
（ＤＣバス不足電圧リセット）：
灯火管制線路状態(brown-out line condition)または過負荷状態(over-load condition)中にＤＣバスの電圧が降下しすぎた場合、ランプへの共振出力段(resonant output stage)は共振付近または共振未満にシフトすることができる。これにより、ハーフブリッジでハードスイッチングが発生し、ハーフブリッジスイッチに損傷を加える可能性がある。これに対する保護のため、ピンＶＤＣは、ＤＣバス電圧を測定し、ピンＶＤＣ上の電圧がＶＣＣより１０．９Ｖ下に降下したときにピンＣＰＨ上で線形に引き下げる。これにより、ＤＣバスが降下するにつれてｐチャネルＭＯＳＦＥＴ４６（図４）が閉じ、周波数は共振以上の安全な動作点まで高い方へシフトする。周波数シフトが発生するＤＣバスレベルは外部抵抗器５８および内部ＲＶＤＣ抵抗器によって設定される。ピンＣＰＨ上で引き下げることにより、イグニッションランプ(ignition ramp)もリセットされる。したがって、ＤＣバスレベルが非常に低いためにランプ(lamp)が消えた場合、ＤＣバスがもう一度増加するとランプは自動的に点火されることになる。内部ＲＶＤＣ抵抗器は、ＣＰＨが７．５Ｖを超えたときに（プレヒートモード中）、ピンＶＤＣとＣＯＭの間に接続される。これにより、抵抗器５８はこのＩＣ用のスタートアップ抵抗器としても働けるようになり、したがって、構成要素数が最小限になる。
（フォールトモード（ＦＡＵＬＴ））
プレヒートモード後の任意の時点に電流感知ピンＣＳでの電圧が１．３ボルトを超えた場合、このＩＣはフォールトモードに入り、両方のゲートドライバ出力ＨＯおよびＬＯは“ロー”状態にラッチされる。ＣＰＨはプレヒート時間をリセットするためにＣＯＭまで放電され、ＣＴは発振器を使用不能にするためにＣＯＭまで放電される。フォールトモードから出るためには、負に移行するＵＶＬＯターンオフしきい値未満にＶＣＣを再循環させるかまたは運転停止ピンＳＤを５．１ボルト以上に引き上げなければならない。いずれかの条件により、このＩＣは強制的にＵＶＬＯモードに入ることになる（ページ２の状態図を参照）。ＶＣＣがターンオンしきい値以上になり、ＳＤが４．５ボルト未満になると、このＩＣはもう一度プレヒートモードで発振し始めることになる。
（設計式）
本発明の安定器ＩＣを実現するための設計式は以下の通りである。
（ステップ１：デッドタイムのプログラミング）
ゲートドライバ出力ＨＯとＬＯとの間のデッドタイムは、タイミングコンデンサＣTと内部デッドタイム抵抗器２８によってプログラミングされる（図４を参照）。デッドタイムは３／５ＶＣＣから１／３ＶＣＣまでのコンデンサＣTの放電時間であり、以下のように示される。
ｔDT＝ＣT・１４７５ ［秒］ （１）
または、
Figure 2006202771
(ステップ２：ラン周波数のプログラミング)
最終ラン周波数は、タイミング抵抗器ＲTとタイミングコンデンサＣTによってプログラミングされる。１／３ＶＣＣから３／５ＶＣＣまでのコンデンサＣTの充電時間により、ＨＯおよびＬＯのゲートドライバ出力のオン時間が決定される。したがって、ラン周波数は以下のように示される。
Figure 2006202771
または、
Figure 2006202771
(ステップ３：プレヒート周波数のプログラミング)
プレヒート周波数は、タイミング抵抗器ＲTとプレヒート抵抗器ＲPHとタイミングコンデンサＣTによってプログラミングされる。タイミング抵抗器ＲTとプレヒート抵抗器ＲPHはプレヒート時間の期間中、内部で並列に接続される。したがって、プレヒート周波数は以下のように示される。
Figure 2006202771
または、
Figure 2006202771
（ステップ４：プレヒート時間のプログラミング）
プレヒート時間は、ピンＣＰＨ上のコンデンサＣPHが１３ボルトまで充電するのに要する時間によって定義される。５μＡという内部電流源がピンＣＰＨから流れ出す。したがって、プレヒート時間は以下のように示される。
ｔPH＝ＣPH・２．６ｅ６ ［秒］ （７）
または、
ＣPH＝ｔPH・０．３８５ｅ−６ ［ファラド］ （８）
（ステップ５：最大イグニッション電流のプログラミング）
最大イグニッション電流は、外部抵抗器ＲＣＳと１．３ボルトという内部しきい値によってプログラミングされる。このしきい値によって安定器の過電流限界が決定されるが、その限界は、イグニッション中に周波数が共振に向かって逓減し、ランプがイグニッションしないときに超える可能性がある。最大イグニッション電流は以下のように示される。
Figure 2006202771
または、
Figure 2006202771
特定の実施形態に関連して本発明を説明してきたが、その他の多くの変形形態および変更形態ならびにその他の用途は当業者には明らかになるだろう。したがって、本明細書の特定の開示内容ではなく、特許請求の範囲のみによって本発明を限定することが好ましいことである。
本発明による安定制御集積回路に組み込まれる機能を示す状態図である。 本発明の安定制御回路により単一蛍光ランプを駆動するための典型的な接続図である。 本発明の安定制御回路を示す基本ブロック図である。 本発明による集積安定制御回路の発振回路を示す詳細回路図である。 本発明の好ましい実施形態によるプレヒート回路を示す回路図である。 本発明の集積安定制御回路におけるスタートアップおよびローＤＣバス周波数シフトリセット回路を示す回路図である。 本発明の安定制御回路におけるタイミング図である。
符号の説明
２ 集積回路（ＩＣ）
１０ 発振器
４０ プレヒート回路
５０ スタートアップ回路

Claims (7)

  1. ランプ駆動回路に対して発振信号を提供する安定制御ＩＣにおいて、
    発振信号の周波数を変化させる発振回路と、
    タイミング抵抗器に並列な外部プレヒート抵抗器を使用してプログラミングされたプレヒート周波数を発生するプレヒート回路であって、前記安定制御ＩＣが前記プレヒート周波数後にランモードに入ると、前記外部プレヒート抵抗器が徐々に切り離されるプレヒート回路と、
    ランプ駆動回路に対して発振信号を供給するスタートアップ回路とを備え、
    前記発振回路は、必要なレイアウト空間がより小さくなり、ＩＣの全体的なサイズが縮小されるように、コンデンサの端子電圧と基準電圧とを比較する１つのコンパレータのみを含むことを特徴とする安定制御ＩＣ。
  2. 前記プレヒート回路は、プレヒート期間を決定するためにプレヒート電圧ランプを発生し、前記プレヒート電圧ランプは、イグニッションランプとしても使用されることを特徴とする請求項１に記載の安定制御ＩＣ。
  3. 前記プレヒート回路は、コンパレータを含まないことを特徴とする請求項１に記載の安定制御ＩＣ。
  4. ランプ駆動回路に対して可変周波数発振信号を提供する安定器制御用集積回路内の安定制御ＩＣであって、
    各充電サブサイクル中に充電抵抗を通して充電され、各放電サブサイクル中に放電抵抗を通して放電されるコンデンサの両端間の電圧の値に応答して、前記充電サブサイクルと前記放電サブサイクルを交互に行う発振回路と、
    上向きのランピング電圧に応答して前記充電サブサイクルと前記放電サブサイクルの周波数を変動させる周波数可変回路であって、前記周波数が変動するように前記ランピング電圧が上昇するにつれて前記充電抵抗と前記放電抵抗の少なくとも一方を変更する周波数可変回路と、
    プレヒート回路と、
    ランプ駆動回路に対して発振信号を供給するスタートアップ回路とを備え、
    前記発振回路は、必要なレイアウト空間がより小さくなり、ＩＣの全体的なサイズが縮小されるように、コンデンサの端子電圧と基準電圧とを比較する１つのコンパレータのみを含むことを特徴とする安定制御ＩＣ。
  5. 前記プレヒート回路は、タイミング抵抗器に並列な外部プレヒート抵抗器を使用してプログラミングされたプレヒート周波数を発生し、前記安定制御ＩＣが前記プレヒート周波数後にランモードに入ると、前記外部プレヒート抵抗器が徐々に切り離されることを特徴とする請求項４に記載の安定制御ＩＣ。
  6. 前記プレヒート回路は、プレヒート期間を決定するためにプレヒート電圧ランプを発生し、前記プレヒート電圧ランプは、イグニッションランプとしても使用されることを特徴とする請求項４に記載の安定制御ＩＣ。
  7. 前記プレヒート回路は、コンパレータを含まないことを特徴とする請求項４に記載の安定制御ＩＣ。
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