JP2006133135A - 電流検出回路およびそれを用いた信号検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 正確に電流検出が可能な電流検出回路およびそれを用いた信号検出装置を提供する。
【解決手段】 電流検出回路100は、検出端子102に光電流Ipが流れる。この電流検出回路100は、第1スイッチSW1を閉じて光電流Ipによって所定の充電時間の間、コンデンサC1を充電する。その後、第1スイッチSW1を開き、第2スイッチSW2を閉じることによって、定電流IxによってコンデンサC1に蓄えられた電荷を放電する。カウンタ16は、定電流による放電開始から、検出電圧Vo充電前の電圧に等しくなるまでの経過時間を計測し、デジタル値として出力する。検出端子102の電位は第1電圧源20から出力される第1電圧V1で固定される。
【選択図】 図1
【解決手段】 電流検出回路100は、検出端子102に光電流Ipが流れる。この電流検出回路100は、第1スイッチSW1を閉じて光電流Ipによって所定の充電時間の間、コンデンサC1を充電する。その後、第1スイッチSW1を開き、第2スイッチSW2を閉じることによって、定電流IxによってコンデンサC1に蓄えられた電荷を放電する。カウンタ16は、定電流による放電開始から、検出電圧Vo充電前の電圧に等しくなるまでの経過時間を計測し、デジタル値として出力する。検出端子102の電位は第1電圧源20から出力される第1電圧V1で固定される。
【選択図】 図1
Description
本発明は、電流を検出してデジタル出力する電流検出回路に関する。
携帯電話やPDA(Personal Digital Assistance)などの小型情報端末やカメラなどさまざまな電子機器において、その電子機器の周囲の照度を計測する受光装置が用いられている。たとえば、ノートパソコンや携帯電話などにおいては、受光装置によって周囲の照度を測定し、その照度に応じて液晶のバックライトの明るさを調節するなどの用途が考えられる。
このような受光装置においては、フォトダイオードやフォトトランジスタなどの受光素子に受光した光量に応じて流れる光電流を検出し、デジタル、あるいはアナログ信号として検出する。ここで、光電流を検出するために、受光装置は電流を検出するための電流検出回路を備えている。
たとえば、このような電流検出回路の構成としては、検出した光電流を抵抗によって電圧変換し、その後アナログデジタルコンバータによってデジタル化して出力する方法などがある。また、受光素子に流れる電流をコンデンサに一旦充電し、放電に要する時間をカウンタにより計測することによって光電流をデジタル化して検出する方法が提案されている(特許文献1)。
ここで、上記特許文献1の図1に記載される回路について検討する。同図において、受光素子であるフォトダイオードに流れる光電流によって充電されるコンデンサは、スイッチを介してフォトダイオードと接続されている。したがって、光電流によってコンデンサが充電されるに伴って、コンデンサの電位すなわちフォトダイオードのアノード端子の電圧が時間とともに変化することになる。その結果、フォトダイオードは、アノードカソード間電圧Vfが変化するため、正確な受光量を測定できなくなるという問題がある。
また、アノードカソード間には容量が存在する。したがって、アノードカソード間の電圧が変化することによってその容量に充電されていた電荷が入出力されるため、正確な光電流の検出を妨げるといった問題も考えられる。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、正確に電流検出が可能な電流検出回路およびそれを用いた信号検出装置の提供にある。
本発明のある態様は電流検出回路に関する。この電流検出回路は、検出対象となる検出電流が流れる検出端子と、演算増幅器と、一端が前記演算増幅器の出力端子に接続され、他端が検出端子および演算増幅器の反転入力端子に接続され、所定の充電期間の間前記検出電流により充電されるコンデンサと、演算増幅器の非反転入力端子に第1電圧を出力する第1定電圧源と、演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に設けられ、充電期間の後、コンデンサを定電流により放電する定電流源と、第1定電圧源から出力される第1電圧とコンデンサの一端に現れる検出電圧とを比較する電圧比較器と、コンデンサの両端の電位を初期化するリセット回路と、を備える。この電流検出回路は、電圧帰還により前記検出端子に現れる電圧を前記演算増幅器の非反転入力端子に入力される前記第1電圧に近づけつつ、前記検出端子に流れる電流量を検出する。
この態様によれば、演算増幅器の非反転入力端子には第1電圧が印加されており、非反転入力端子と反転入力端子は等しくなるように電圧帰還がかかる。したがって、演算増幅器の反転入力端子に接続される検出端子の電圧は、第1電圧に固定されることになるため、検出端子に接続される素子の回路動作に影響を及ぼすことなく正確に電流検出を行うことができる。
本発明のある態様は電流検出回路に関する。この電流検出回路は、検出対象となる検出電流が流れる検出端子と、演算増幅器と、一端が演算増幅器の出力端子に接続され、他端が検出端子および演算増幅器の反転入力端子に接続され、所定の充電期間の間検出電流により充電されるコンデンサと、演算増幅器の非反転入力端子に第1電圧を出力する第1定電圧源と、演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に設けられ、充電期間の後、コンデンサを定電流により放電する定電流源と、第1定電圧源から出力される第1電圧とコンデンサの一端に現れる検出電圧とを比較する電圧比較器と、コンデンサの両端の電位を初期化するリセット回路と、コンデンサの充放電状態を制御する制御部と、定電流源による放電開始から、第1電圧と検出電圧が等しくなるまでの経過時間を計測するカウンタと、を備える。
この態様によれば、演算増幅器の非反転入力端子には第1電圧が印加されており、非反転入力端子と反転入力端子は等しくなるように電圧帰還がかかる。したがって、演算増幅器の反転入力端子に接続される検出端子の電圧は、第1電圧に固定されることになるため、検出端子に接続される素子の回路動作に影響を及ぼすことなく正確に電流検出を行うことができる。
検出端子と演算増幅器の反転入力端子間に設けられ、所定の充電期間中にオンする第1スイッチと、演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に定電流源と直列に設けられ、定電流源による放電期間中にオンする第2スイッチと、をさらに備えてもよい。
第1、第2スイッチのオンオフを切り替えることによって、コンデンサに対する充電、放電状態を制御することが可能となる。
第1、第2スイッチのオンオフを切り替えることによって、コンデンサに対する充電、放電状態を制御することが可能となる。
リセット回路は、コンデンサと並列に設けられた第3スイッチであってもよい。第3スイッチをオンすることによってコンデンサの両端をほぼ等電位とすることにより、コンデンサの両端の電位を初期化することができる。
定電流源は、直列に接続された抵抗および第2定電圧源を含んでもよい。
定電流源は、演算増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に設けられており、その2端子の電位はいずれも第1電圧にほぼ固定されている。したがって、第2定電圧源および抵抗によって定電流を生成することができ、電圧値および抵抗値によって電流量を調節することができる。
定電流源は、演算増幅器の反転入力端子および非反転入力端子間に設けられており、その2端子の電位はいずれも第1電圧にほぼ固定されている。したがって、第2定電圧源および抵抗によって定電流を生成することができ、電圧値および抵抗値によって電流量を調節することができる。
制御部は、カウンタによる計測値に応じて充電期間を変化させてもよい。
カウンタによる計測値が小さい場合には、検出電流が小さいことを意味するため、制御部において検出電流によるコンデンサの充電期間を長く設定し、逆にカウンタの計測値が大きい場合には、検出電流が大きいことを意味するため、制御部において検出電流によるコンデンサの充電期間を短く設定することにより、検出可能な電流のダイナミックレンジを広げることが可能となる。
カウンタによる計測値が小さい場合には、検出電流が小さいことを意味するため、制御部において検出電流によるコンデンサの充電期間を長く設定し、逆にカウンタの計測値が大きい場合には、検出電流が大きいことを意味するため、制御部において検出電流によるコンデンサの充電期間を短く設定することにより、検出可能な電流のダイナミックレンジを広げることが可能となる。
本発明の別の態様は、信号検出装置である。この装置は、上述の電流検出回路と、電流検出回路の前記検出端子に接続される検出素子と、を備え、電流検出回路は、検出素子に入力された信号に応じて流れる電流を検出する。
「検出素子」とは、光、磁気、音、振動などの物理的な信号を検知し、電気信号へと変換することができる素子をいう。この態様によれば、検出端子の電圧を一定に保ちつつ電流検出を行うことができるため、検出素子に影響を与えることなく、正確に入力された信号強度の測定を行うことができる。
本発明の別の態様は、受光装置である。この装置は、上述の電流検出回路と、電流検出回路の検出端子に接続される受光素子と、を備え、電流検出回路は、受光素子に受光量に応じて流れる光電流を検出する。
この態様によれば、検出端子の電圧を一定に保ちつつ電流検出を行うことができるため、受光素子に影響を与えることなく、正確に受光量の測定を行うことができる。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明に係る電流検出回路によれば、正確に電流検出を行うことができる。また本発明に係る信号検出装置によれば、正確な入力信号の強度測定を行うことができる。
図1は、本実施の形態に係る受光装置200の構成を示す回路図である。この受光装置200は、照度センサとして使用され、太陽光の下などの非常に明るい場所や室内などの比較的暗い場所など、光量が数万倍近く異なる状況下において、周囲の照度を検出してデジタル値として出力する信号検出装置である。
受光装置200は、受光素子であるフォトダイオード300、電流検出回路100を含む。フォトダイオード300は、受光量に応じてカソード端子からアノード端子に向かって光電流Ipが流れる。電流検出回路100は、この光電流Ipをデジタル変換して出力する。
電流検出回路100は、入出力端子として検出端子102および受光量に対応したデジタル値を出力するデジタル出力端子104を備える。検出端子102には、フォトダイオード300が接続され、この検出端子102から流れる光電流Ipをデジタル化し、デジタル出力端子104から出力する。
この電流検出回路100の構成について説明する前に、基本動作について概説する。この電流検出回路100は、検出端子102から流れる光電流によってコンデンサを所定の充電期間の間、充電を行う。その後、所定の定電流によってコンデンサに充電された電荷を放電し、もとの電圧まで放電するのに要した時間をカウンタによって測定し、デジタル値として出力する。以下、この電流検出回路100の構成について詳細に説明する。
この電流検出回路100の構成について説明する前に、基本動作について概説する。この電流検出回路100は、検出端子102から流れる光電流によってコンデンサを所定の充電期間の間、充電を行う。その後、所定の定電流によってコンデンサに充電された電荷を放電し、もとの電圧まで放電するのに要した時間をカウンタによって測定し、デジタル値として出力する。以下、この電流検出回路100の構成について詳細に説明する。
この電流検出回路100は、演算増幅器10、電圧比較器12、制御回路14、カウンタ16、クロック生成回路18、第1電圧源20、第2電圧源22、コンデンサC1、第1スイッチSW1、第2スイッチSW2、第3スイッチSW3、抵抗R1を含む。
コンデンサC1は、一端が演算増幅器10の出力端子に接続され、他端が演算増幅器10の反転入力端子に接続される。検出端子102と演算増幅器10の反転入力端子間には第1スイッチSW1が設けられている。また、演算増幅器10の非反転入力端子には第1電圧源20が接続され、第1電圧V1が入力されている。
第1スイッチSW1の一端には、コンデンサC1が接続されており、第1スイッチSW1がオンすると、検出端子102とコンデンサC1が接続され、検出端子102を介して流れる光電流IpによってコンデンサC1が充電される。
第1スイッチSW1の一端には、コンデンサC1が接続されており、第1スイッチSW1がオンすると、検出端子102とコンデンサC1が接続され、検出端子102を介して流れる光電流IpによってコンデンサC1が充電される。
演算増幅器10の非反転入力端子および反転入力端子間には、第2電圧源22、抵抗R1、第2スイッチSW2が直列に接続されている。
ここで、演算増幅器10の非反転入力端子には第1電圧源20により第1電圧V1が印加されており、演算増幅器10において、反転入力端子と非反転入力端子の電位が近づくように帰還制御が行われるため、2端子の電圧はいずれも第1電圧V1にほぼ等しいと考えて良い。したがって、第2スイッチSW2の抵抗成分を無視すると、抵抗R1には第2電圧源22から出力される定電圧V2が印加されることになるため、抵抗R1および第2電圧源22は、定電流Ix=V2/R1を供給する定電圧源として動作する。
ここで、演算増幅器10の非反転入力端子には第1電圧源20により第1電圧V1が印加されており、演算増幅器10において、反転入力端子と非反転入力端子の電位が近づくように帰還制御が行われるため、2端子の電圧はいずれも第1電圧V1にほぼ等しいと考えて良い。したがって、第2スイッチSW2の抵抗成分を無視すると、抵抗R1には第2電圧源22から出力される定電圧V2が印加されることになるため、抵抗R1および第2電圧源22は、定電流Ix=V2/R1を供給する定電圧源として動作する。
第2スイッチSW2がオンすると、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源がコンデンサC1と接続されることになるため、コンデンサC1に蓄えられた電荷が放電されることになる。
第3スイッチSW3は、コンデンサC1と並列に設けられており、コンデンサC1の両端の電位を初期化するリセット回路として機能する。上述のように、演算増幅器10の非反転入力端子には第1電圧V1が入力されており、コンデンサC1の一端が接続される反転入力端子の電圧も第1電圧V1にほぼ等しい電位に固定されていると考えられる。したがって、第3スイッチSW3をオンすることによって、コンデンサC1の両端の電位は、いずれも第1電圧V1にほぼ等しく初期化されることになる。
なお、第1スイッチSW1〜第3スイッチSW3はいずれもMOSトランジスタなどによって構成することができ、ゲート端子に印加する電圧によってオンオフを制御することができる。
電圧比較器12の2つの入力端子には、第1電圧源20と演算増幅器10の出力端子が接続されている。この電圧比較器12は、第1電圧源20から出力される第1電圧V1と、コンデンサC1の一端の電圧である検出電圧Voとを比較する。この比較の結果、電圧比較器12は、Vo>V1のときハイレベルを、Vo<V1のときローレベルを出力する。電圧比較器12の出力信号は制御回路14へと入力される。
クロック生成回路18からはクロック信号が出力されており、制御回路14、カウンタ16はこのクロック信号にもとづいて動作する。
光電流IpによってコンデンサC1を充電した後、カウンタ16は、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源による放電開始から、第1電圧V1と検出電圧Voが等しくなるまでの経過時間を計測し、デジタル値として出力する。
光電流IpによってコンデンサC1を充電した後、カウンタ16は、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源による放電開始から、第1電圧V1と検出電圧Voが等しくなるまでの経過時間を計測し、デジタル値として出力する。
制御回路14は、図示しない信号線によって第1スイッチSW1〜第3スイッチSW3に接続されており、そのオンオフ状態を制御することによってコンデンサの充放電状態を制御する。カウンタ16における経過時間の測定に際し、第1電圧V1と検出電圧Voが等しくなったことは、電圧比較器12の出力によって判断することができ、制御回路14は、電圧比較器12の出力にもとづいてカウンタ16の経過時間の計測の停止を指示する。
以上のように構成された受光装置200の動作について図2をもとに説明する。図2は、受光装置200の各部の信号波形を示すタイムチャートである。なお、このタイムチャートにおいて、縦軸および横軸は見やすさのために適宜、拡大、縮小して示しているため、実際のスケールとは異なっている。
時刻T1以前において、受光装置200および電流検出回路100の状態は不定である。いま、時刻T1に制御回路14は、第1スイッチSW1およびリセット回路である第3スイッチSW3をオンする。第1スイッチSW1および第3スイッチSW3がオンすると、コンデンサC1の両端の電位は、第1電圧源20から出力される第1電圧V1にほぼ等しく設定される。その結果、コンデンサC1の一端と、演算増幅器10の出力端子の接続点の電圧である検出電圧Voは、第1電圧V1に初期化される。
時刻T2に、制御回路14は、第3スイッチSW3をオフし、第1スイッチSW1のみをオンさせる。第1スイッチSW1がオンし、第2スイッチSW2、第3スイッチSW3がオフした状態においては、検出端子102を介して流れる光電流IpによってコンデンサC1が充電されることになる。
いま、コンデンサC1の検出端子102側の電位は、第1電圧V1に固定されているため、演算増幅器10の出力端子側の検出電圧Voが充電にともなって上昇することになる。この検出電圧Voは、時刻T1からの経過時間tを用いて、Vo=V1+∫Ipdt/C1で与えられる。光電流Ipが時間的に変動しない一定値である場合の検出電圧Voは、Vo=V1+Ip/C1×tとなる。図2では、フォトダイオード300により受光する光の時間的な変動が小さい場合について示しており、検出電圧Voは、傾きIp/C1で単調増加する。
制御回路14は、時刻T2から所定の充電期間Tch経過後の時刻T3に第1スイッチSW1をオフし、光電流IpによるコンデンサC1の充電を停止する。時刻T3における検出電圧Voは、Vo=V1+Ip/C1×Tchとなる。時刻T3における検出電圧を特に、Vo’とする。
続いて時刻T3に、制御回路14は、第2スイッチSW2をオンする。第2スイッチSW2がオンすると、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源によって、コンデンサC1に蓄えられた電荷の放電が開始される。
続いて時刻T3に、制御回路14は、第2スイッチSW2をオンする。第2スイッチSW2がオンすると、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源によって、コンデンサC1に蓄えられた電荷の放電が開始される。
上述のように、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源から供給される定電流Ixは、Ix=V2/R1となる。定電流Ixによる放電によって、検出電圧Voは時間とともに低下していく。検出電圧Voは、時刻T3の放電開始からの経過時間をtとすると、Vo=Vo’−Ix/C1×tで与えられる。
制御回路14は、時刻T3にカウンタ16に対して時間測定の開始を指示する。カウンタ16は、クロック生成回路18から入力されるクロック信号のパルス数をカウントすることによって時間測定を行う。
電圧比較器12は、検出電圧Voと第1電圧V1の大小関係をモニタしており、検出電圧Voが第1電圧V1より低くなる時刻T4にその出力をローレベルに切り替える。
制御回路14は、時刻T4に電圧比較器12の出力がローレベルになると、カウンタ16に対して時間測定の停止を指示する。カウンタ16は、時刻T3から時刻T4までの間にカウントしたクロック信号のパルス数Nをデジタル値としてデジタル出力端子104から出力する。
電圧比較器12は、検出電圧Voと第1電圧V1の大小関係をモニタしており、検出電圧Voが第1電圧V1より低くなる時刻T4にその出力をローレベルに切り替える。
制御回路14は、時刻T4に電圧比較器12の出力がローレベルになると、カウンタ16に対して時間測定の停止を指示する。カウンタ16は、時刻T3から時刻T4までの間にカウントしたクロック信号のパルス数Nをデジタル値としてデジタル出力端子104から出力する。
ここで、時刻T3から時刻T4までの定電流Ixによる放電に要した時間Tdisについて検討する。
上述のように、時刻T3における検出電圧Vo’は、Vo’=V1+Ip/C1×Tchで与えられ、時刻T3以降の検出電圧Voは、Vo=Vo’−Ix/C1×tで与えられる。したがって、時刻T3からTdis経過後の時刻T4にV1=Voが成り立つとすると、Ix/C1×Tdis=Ip/C1×Tchとなる。これを放電に要した時間Tdisについて解くと、Tdis=Ip/Ix×Tch=Ip/(V2/R1)×Tchとなり、光電流Ipによって与えられるため、フォトダイオード300により受光した光量を測定することができる。
上述のように、時刻T3における検出電圧Vo’は、Vo’=V1+Ip/C1×Tchで与えられ、時刻T3以降の検出電圧Voは、Vo=Vo’−Ix/C1×tで与えられる。したがって、時刻T3からTdis経過後の時刻T4にV1=Voが成り立つとすると、Ix/C1×Tdis=Ip/C1×Tchとなる。これを放電に要した時間Tdisについて解くと、Tdis=Ip/Ix×Tch=Ip/(V2/R1)×Tchとなり、光電流Ipによって与えられるため、フォトダイオード300により受光した光量を測定することができる。
クロック生成回路18から出力されるクロック信号の周期をTpとすると、時刻T3から時刻T4までの期間Tdisの間にカウントされるパルスの数Nは、N=Tdis/Tpとなり、このパルス数Nがデジタル値として出力される。
このように本実施の形態に係る電流検出回路100およびそれを利用した受光装置200によれば、検出電流である光電流IpをコンデンサC1に所定時間充電し、定電流による放電期間をカウンタにより測定することによって、受光量に応じた光電流Ipをデジタル化して出力することができる。
さらに、本実施の形態に係る電流検出回路100および受光装置200によれば、電流が充放電されるコンデンサC1の一端の電圧が、第1電圧V1に固定されており、この電圧の固定された一端が、検出端子102を介して信号検出素子であるフォトダイオード300へと接続されている。したがって、コンデンサC1の両端間の電圧が電流の充放電によって変化した場合においても、検出端子102の電圧、すなわちフォトダイオード300に印加される電圧は一定に保たれるため、検出素子の検出状態に影響を与えることなく、電流検出を行うことができる。
さらに、本実施の形態に係る電流検出回路100および受光装置200によれば、電流が充放電されるコンデンサC1の一端の電圧が、第1電圧V1に固定されており、この電圧の固定された一端が、検出端子102を介して信号検出素子であるフォトダイオード300へと接続されている。したがって、コンデンサC1の両端間の電圧が電流の充放電によって変化した場合においても、検出端子102の電圧、すなわちフォトダイオード300に印加される電圧は一定に保たれるため、検出素子の検出状態に影響を与えることなく、電流検出を行うことができる。
次に、この電流検出回路100が、検出可能な電流のダイナミックレンジを広げるための動作について説明する。
上述のように、デジタル値Nと、放電期間Tdisと、光電流Ipとの間には、Tdis=Tp×N=Ip/(V2/R1)×Tchの関係が成り立っている。ここで、充電期間Tch、第2電圧V2、抵抗R1の抵抗値が固定されている場合を考える。カウンタ16によってカウント可能なデジタル値は有限であり、たとえばその値がNmaxであるとする。このとき、検出可能な電流の上限値Ipmaxは、Ipmax=Tp×Nmax×V2/R1/Tchとなり、検出電流のダイナミックレンジは、デジタル値Nの上限によって決定されることになる。受光装置200を、太陽光の下で使用する場合と、室内で使用する場合では、光電流Ipの値は数万倍以上異なる場合も想定される。したがって、検出電流が小さな状況を前提として各抵抗値、電圧値、充電期間を決定した場合には、検出電流が大きい場合には、正確な電流検出が行えないこととなり、逆に検出電流が大きな状況を前提とすれば、小さな検出電流の測定が困難となる。
上述のように、デジタル値Nと、放電期間Tdisと、光電流Ipとの間には、Tdis=Tp×N=Ip/(V2/R1)×Tchの関係が成り立っている。ここで、充電期間Tch、第2電圧V2、抵抗R1の抵抗値が固定されている場合を考える。カウンタ16によってカウント可能なデジタル値は有限であり、たとえばその値がNmaxであるとする。このとき、検出可能な電流の上限値Ipmaxは、Ipmax=Tp×Nmax×V2/R1/Tchとなり、検出電流のダイナミックレンジは、デジタル値Nの上限によって決定されることになる。受光装置200を、太陽光の下で使用する場合と、室内で使用する場合では、光電流Ipの値は数万倍以上異なる場合も想定される。したがって、検出電流が小さな状況を前提として各抵抗値、電圧値、充電期間を決定した場合には、検出電流が大きい場合には、正確な電流検出が行えないこととなり、逆に検出電流が大きな状況を前提とすれば、小さな検出電流の測定が困難となる。
そこで、本実施の形態に係る電流検出回路100の制御回路14は、デジタル出力端子104から出力されるデジタル値Nをモニタしている。いま、このデジタル値Nが所定の値より小さい場合、フォトダイオード300の受光量が小さかったことになる。このとき、制御回路14は、第1スイッチSW1をオンし、光電流IpによってコンデンサC1を充電する充電期間Tchを長く設定する。充電期間Tchを例えば10倍に設定すると、検出電流が1/10倍となっても同量の電荷を充電することができるため、微少な検出電流に対応することができる。
逆に、デジタル値Nが所定の値よりも大きい場合には、検出電流によるコンデンサC1の充電期間Tchを短くすることによって、より正確な電流検出を行うことができる。
逆に、デジタル値Nが所定の値よりも大きい場合には、検出電流によるコンデンサC1の充電期間Tchを短くすることによって、より正確な電流検出を行うことができる。
このように、カウンタ16の出力結果に応じて充電期間Tchを変化させることによって、幅広いダイナミックレンジで正確な電流測定を行うことが可能となる。
本実施の形態に係る電流検出回路100には次のような変形例が考えられる。
図3は、本実施の形態に係る受光装置200の構成を示す回路図である。以降の図において、図1と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。図4は、図3の受光装置200の各部の信号波形を示すタイムチャートである。
図3は、本実施の形態に係る受光装置200の構成を示す回路図である。以降の図において、図1と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。図4は、図3の受光装置200の各部の信号波形を示すタイムチャートである。
図3の受光装置200においては、検出端子102に接続されるフォトダイオード300の向きが図1とは異なっている。すなわち、図3の受光装置200では、光電流Ipが、検出端子102から電流検出回路100の内部へと流れ込むことになる。この光電流IpによってコンデンサC1を充電する場合、光電流IpがコンデンサC1に流れ込むことになるため、図4に示すように、コンデンサC1に蓄えられる電荷が増加すると、検出電圧Voは時間とともに減少することになる。
その結果、図3の受光装置200では、コンデンサC1に充電された電荷を放電する際に、定電流Ixの向きを図1の受光装置200とは逆向きとする必要がある。そのため、図3の受光装置200では、第2電圧源22による第2電圧V2の印加方向が逆向きになっている。
時刻T3に第2スイッチSW2がオンすると、コンデンサC1から放電が開始され、図4に示すように、検出電圧Voは時間とともに上昇していき、時刻T4に第1電圧V1に等しくなる。
時刻T3に第2スイッチSW2がオンすると、コンデンサC1から放電が開始され、図4に示すように、検出電圧Voは時間とともに上昇していき、時刻T4に第1電圧V1に等しくなる。
図3の電流検出回路100および受光装置200によっても、検出端子102の電圧は、第1電圧V1に固定されるため、図1の電流検出回路100および受光装置200と同様に、正確な電流検出を行うことが可能となる。
図5は、電流検出回路100の変形例の一部を示す回路図である。この電流検出回路100は、電圧比較器12に入力される電圧が、図1の電流検出回路100と異なっている。
すなわち、図1の電圧比較器12には、演算増幅器10の出力端子と、第1電圧源20が接続されていたのに対し、図5の電圧比較器12は、コンデンサC1の両端がそれぞれ接続されている。演算増幅器10の反転入力端子と非反転入力端子にはほぼ等しい電圧が現れるため、反転入力端子には第1電圧V1が現れることになる。したがって、図5の電圧比較器12は、図1と同様に、第1電圧V1と検出電圧Voを比較することになるため、同様の動作を行うことができる。
すなわち、図1の電圧比較器12には、演算増幅器10の出力端子と、第1電圧源20が接続されていたのに対し、図5の電圧比較器12は、コンデンサC1の両端がそれぞれ接続されている。演算増幅器10の反転入力端子と非反転入力端子にはほぼ等しい電圧が現れるため、反転入力端子には第1電圧V1が現れることになる。したがって、図5の電圧比較器12は、図1と同様に、第1電圧V1と検出電圧Voを比較することになるため、同様の動作を行うことができる。
図6は、電流検出回路100の別の変形例の一部を示す回路図である。この電流検出回路100は、コンデンサC1の両端の電位を初期化するリセット回路である第3スイッチSW3の位置が、図1の電流検出回路100と異なっている。
図6の電流検出回路100における第3スイッチSW3は、コンデンサC1の一端と、第1電圧源20の出力間に設けられている。この第3スイッチSW3がオンすると、コンデンサC1の一端の電圧が直接第1電圧源20へと接続されて第1電圧V1が印加され、他端には、演算増幅器10の反転入力端子によって第1電圧V1が印加されるため、コンデンサC1に蓄えられた電荷を放電して初期化することができる。
図6の電流検出回路100における第3スイッチSW3は、コンデンサC1の一端と、第1電圧源20の出力間に設けられている。この第3スイッチSW3がオンすると、コンデンサC1の一端の電圧が直接第1電圧源20へと接続されて第1電圧V1が印加され、他端には、演算増幅器10の反転入力端子によって第1電圧V1が印加されるため、コンデンサC1に蓄えられた電荷を放電して初期化することができる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
たとえば、本実施の形態においては、コンデンサC1に蓄えられた電荷を放電する際に、抵抗R1および第2電圧源22により構成される定電流源を用いたがこれには限定されず、別の回路構成の電流源を用いても良い。
また、実施の形態では、電流検出回路に接続される受光素子としてフォトダイオードを例に説明を行ったがこれには限定されず、フォトトランジスタなどであってもよい。さらに、電流検出回路に接続される検出素子は受光素子に限定されるものではなく、磁気信号を検知する磁気感応素子や、マイクやピエゾ素子のように振動を感知して電気信号に変換する検出素子などを用いてもよい。
実施の形態においては、第1スイッチSW1および第2スイッチSW2によって充放電状態の制御を行ったが、これには限定されない。たとえば、第2スイッチSW2を設ける代わりに、第2電圧源22をオフして開放状態することによってもよい。
実施の形態において、信号検出装置である受光装置200を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、または別の集積回路に分けて構成されていてもよく、さらにはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積、用途などに応じて決めればよい。
100 電流検出回路、 200 受光装置、 300 フォトダイオード、 10 演算増幅器、 12 電圧比較器、 14 制御回路、 16 カウンタ、 18 クロック生成回路、 20 第1電圧源、 22 第2電圧源、 C1 コンデンサ、 SW1 第1スイッチ、 SW2 第2スイッチ、 SW3 第3スイッチ。
Claims (7)
- 検出対象となる検出電流が流れる検出端子と、
演算増幅器と、
一端が前記演算増幅器の出力端子に接続され、他端が前記検出端子および前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、所定の充電期間の間前記検出電流により充電されるコンデンサと、
前記演算増幅器の非反転入力端子に第1電圧を出力する第1定電圧源と、
前記演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に設けられ、前記充電期間の後、前記コンデンサを定電流により放電する定電流源と、
前記第1定電圧源から出力される前記第1電圧と前記コンデンサの一端に現れる検出電圧とを比較する電圧比較器と、
前記コンデンサの両端の電位を初期化するリセット回路と、
を備え、電圧帰還により前記検出端子に現れる電圧を前記演算増幅器の非反転入力端子に入力される前記第1電圧に近づけつつ、前記検出端子に流れる電流量を検出することを特徴とする電流検出回路。 - 検出対象となる検出電流が流れる検出端子と、
演算増幅器と、
一端が前記演算増幅器の出力端子に接続され、他端が前記検出端子および前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、所定の充電期間の間前記検出電流により充電されるコンデンサと、
前記演算増幅器の非反転入力端子に第1電圧を出力する第1定電圧源と、
前記演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に設けられ、前記充電期間の後、前記コンデンサを定電流により放電する定電流源と、
前記第1定電圧源から出力される前記第1電圧と前記コンデンサの一端に現れる検出電圧とを比較する電圧比較器と、
前記コンデンサの両端の電位を初期化するリセット回路と、
前記コンデンサの充放電状態を制御する制御部と、
前記定電流源による放電開始から、前記第1電圧と前記検出電圧が等しくなるまでの経過時間を計測するカウンタと、
を備えることを特徴とする電流検出回路。 - 前記検出端子と前記演算増幅器の反転入力端子間に設けられ、前記所定の充電期間中にオンする第1スイッチと、
前記演算増幅器の非反転入力端子と反転入力端子間に前記定電流源と直列に設けられ、前記定電流源による放電期間中にオンする第2スイッチと、をさらに備えたことを特徴とする請求項2に記載の電流検出回路。 - 前記リセット回路は、前記コンデンサと並列に設けられた第3スイッチであることを特徴とする請求項2に記載の電流検出回路。
- 前記定電流源は、直列に接続された抵抗および第2定電圧源を含むことを特徴とする請求項2に記載の電流検出回路。
- 前記制御部は、カウンタによる計測値に応じて前記充電期間を変化させることを特徴とする請求項2に記載の電流検出回路。
- 請求項1から6のいずれかに記載の電流検出回路と、
前記電流検出回路の前記検出端子に接続される検出素子と、
を備え、前記電流検出回路は、前記検出素子に入力された信号に応じて流れる電流を検出することを特徴とする信号検出装置。
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- 2004-11-08 JP JP2004324112A patent/JP2006133135A/ja active Pending
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