JP2006114975A - 圧電発振器 - Google Patents

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Abstract

【課題】水晶発振器に対する電源ノイズ等の同相の外来ノイズを除去するため、従来は１つの発振回路より１つの発振出力を得て、これを差動増幅アンプを用いて位相が180°異なる２つの発振出力にしていた。しかし、発振回路に発生する同相ノイズの除去は不可能であった。
【解決手段】本発明に於いては圧電振動子と第１及び第２の発振回路とを備えた圧電発振器であって、前記第１の発振回路の入力端と圧電振動子の一方の端子とが接続され、前記第２の発振回路の入力端と圧電振動子の他方の端子とが接続された構成を備えており、前記第１及び第２の発振回路の出力から互いに１８０゜位相の異なる発振出力を得るようにしたことを特徴とするものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、圧電発振器、特に高速データ通信等の基地局装置、測定器等の周波数の基準発生装置、或いは低雑音化を必要とする移動体等の通信装置等に用いる圧電発振器に関する。
高速データ通信等で使用される電圧制御型水晶発振器ＶＣＸＯ（Voltage Controlled Xtal OSC)ではデータ伝送上、低雑音での伝送を可能とするために、位相が180°異なる２つの発振出力が可能な発振回路が用いられる。
例えば、図１０に示す様に、発振回路からの１つの出力をエミッタを共通とする２つのトランジスタの一方であるトランジスタTR2のベースに入力し、他方のトランジスタTR3のベースを交流的に接地することによりベース接地アンプとして動作させる。そして、トランジスタTR3のコレクタより１つの出力、トランジスタTR2のコレクタより１つの出力を得る。すると、この２つの発振出力は同一周波数且つ互いに位相が180°異なることになる。この回路では更にマッチング回路を介して発振器の出力とするよう構成している。
図１１は差動増幅アンプとして、PECL ICや LVDS ICといった高速データ通信専用のＩＣを用いた例であり、一般的にはＩＣ内部に差動アンプを多段結合した回路を備えている。
この場合においても初段の差動アンプは図１０に示す回路と同様に180°の位相が異なる２つの出力を得るために使用される。
特開２００４−１０４７２０号公報
従来の水晶発振器においては、１つの発振回路より得られる１つの発振出力から差動増幅アンプを用いて位相が180°異なる２つの発振出力を得ていた。
２つの出力を得る本来の目的は、水晶発振器に対する電源ノイズ等の同相の外来ノイズを後段の差動アンプを用いて除去することにある訳であるが、上述した様に、発振回路に発生する同相ノイズの除去は１つの発振出力では当然不可能である。
そこで、本発明では１つの発振ループ内より180°位相の異なる２つの同形出力を取り出し、これをそのまま発振器出力として取り出すことを可能とし、必要ならば発振器内部に差動アンプを設け同相ノイズの除去をも可能とする回路を提供することを目的とする。
上述の目的を達成するために、本発明に於いては圧電振動子と第１及び第２の発振回路とを備えた圧電発振器であって、前記第１の発振回路の入力端と圧電振動子の一方の端子とが接続され、前記第２の発振回路の入力端と圧電振動子の他方の端子とが接続された構成を備えており、前記第１及び第２の発振回路の出力から互いに１８０゜位相の異なる発振出力を得るようにしたものであり、
また、前記第１及び第２の発振回路の各出力を２つの入力端それぞれに入力した差動アンプを備えていることを特徴とするものであり、
更に、前記第１及び第２の発振回路の各出力を入力とする差動アンプ対で構成する高速データ伝送用ＩＣを備えていることを特徴とするものであり、
更にまた、前記第１及び第２の発振回路の各出力を入力とする同相ノイズ除去用のコモンモードトランスと、該コモンモードトランスの出力を入力とするトランスを介して１つの出力を得ることを特徴とするものである。
本発明は、従来技術では不可能であった同形でしかも正しく180°位相が異なる２つの発振出力を得ることができ、容易に差動アンプ等を用いて同相ノイズ除去が可能になる。これにより圧電発振器の高性能化を図ることができ、同発振器を使用する装置、及び移動体通信機器等に大きなメリットをもたらすことになる。
以下本発明を実施例に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第１の実施形態例を示す回路図である。
この水晶発振器は第１の発振回路OSC1と第２の発振回路OSC2と水晶振動子Xtalとを備えており、第１及び第２の発振回路は何れもトランジスタを用いた従来の発振回路（図１０，図１１の発振回路部分）と実質的に同じであり、両者は全く同一の構成を有する。
第１の発振回路OSC1の入力端は水晶振動子Xtalの一方の端子と接続されており、水晶振動子Xtalの他方の端子は第２の発振回路OSC2と電圧制御回路を介して接続されている。
ここで、電圧制御回路とは、水晶振動子Xtalと直列に接続された発振周波数可変用の可変容量ダイオードD1と発振周波数調整用のコンデンサC7とを直列に接続した回路と、D1とC7との接続点を抵抗R9を介して接地する基準電圧回路と、D1と水晶振動子Xtalとの接続点に抵抗R8を介して制御電圧を印加する制御電圧印加回路とを備えたものである。
本発明の特徴的な構成は、第１の発振回路OSC1の入力端と第２の発振回路OSC2の入力端との間に水晶振動子を挿入接続することにより、図中点線で示すように２つの発振回路を跨って１つの発振ループを構成し発振回路として機能することになる。
尚、この実施形態例では水晶振動子と第２の発振回路OSC2の入力端との間に電圧制御回路を挿入して電圧制御型水晶発振器を構成してるが、電圧制御回路を省略して水晶振動子を２つの発振回路の間に挿入接続された回路であっても構わない。
要するに、トランジスタTR1のベースからエミッタを介し接地へと電流が流れ、トランジスタTR2の接地からエミッタを介しベースへと電流が流れる。更に、コンデンサC7→可変容量ダイオードD1→水晶振動子Xtal→トランジスタTR1のベースへと電流が流れて１つの閉回路ループを構成することが重要なのである。
ここでのポイントは、トランジスタTR1とトランジスタTR2のベース・エミッタ間に流れる電流の向きが逆、即ちトランジスタTR1のコレクタ抵抗R1とトランジスタTR2のコレクタ抵抗R5に発生する電圧出力の位相が180°異なることになる。
図２は図１に示した本発明に係る発振回路のπ型等価回路を示す図である。
Rπ１、Rπ2はトランジスタTR1、トランジスタTR2のベース・エミッタ間等価抵抗、Cπ１、Cπ2はトランジスタTR1、トランジスタTR2のベース・エミッタ間接合容量である。またCxは図１の可変容量ダイオードD1・コンデンサC7の可変容量を示す。
図２の等価回路の電流の関係より(1)式、(2)式を、また電圧の関係より(3)式を得る。
Figure 2006114975
 (3)式へ(1)式、(2)式を代入し、ixを消去し(4)式を得る。
Figure 2006114975
 (4)式を整理し(5)式を得る。(5)式が本回路の基本式となる。
Figure 2006114975
 ここで、第１の発振回路OSC1と第２の発振回路OSC2で全く同一のトランジスタ、及び同一の抵抗・コンデンサを使用すると仮定すると(6)式が成り立つ。
Figure 2006114975
 (6)式を(5)式へ代入し(7)式を得る。
Figure 2006114975
 (7)式をzxtと回路抵抗Rc2と回路の容量性リアクタンスCc2で置換し(8)式を得る。
Figure 2006114975
 本回路の抵抗Rc2は(9)式、容量性リアクタンスCc2は(10)式で示される。
Figure 2006114975
ここで、比較の為に従来回路の発振回路部分を同様に解析する。
図１２は図１０及び図１１に示した従来回路の発振回路部分のπ型等価回路を示す図である。
同回路の振動子側zxtから見た回路の負性抵抗Rcは(11)式にまた、同回路の容量性リアクタンスCcは(12)式で与えられる。
Figure 2006114975
図３は、これらの式によるシミュレーションの結果を比較したものであり、従来回路に於ける(11)式の抵抗Rc並びに(12)式の容量性リアクタンスCcと、本発明の(9)式の抵抗Rc2並びに(10)式の容量性リアクタンスCc2と比較するならば、抵抗Rc2が抵抗Rcの２倍に、容量性リアクタンスCc2が容量性リアクタンスCcの1/2になることが解る。
以上の式によるシミュレーション結果を検証するため、図４に示す回路を用いて実験を行った。
第１及び第２の発振回路OSC1、OSC2のトランジスタ及び回路定数は全て同じとする。電源電圧は5Vとする。振動子としてはAt-Cut水晶振動子の1st周波数が23MHzのものを用意し、OSC1とOSC2のベース間に挿入接続する。
図５は実験回路のコレクタ波形出力をオシロスコープで観察したものである。
波形はクリップされた歪んだ波形であるが、第１及び第２の発振回路OSC1、OSC2の発振出力の位相が180°異なっていることが確認できる。
図６は実験回路のエミッタ波形出力ををオシロスコープで観察したものである。
波形は歪みの少ない波形であり、これも明らかに２つの出力の位相が180°異なっている。
図７は本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第２の実施形態例を示す回路図である。
本回路は、発振回路部分の構成は図１のものと同一であり、発振回路部分からの２つの出力を次段の差動アンプの２つの入力端へ接続したものである。差動アンプにより同相ノイズを除去した後、後段の外部マッチング回路を経て出力する構成としたものである。
図８は本発明に係る水晶発振器の第３の実施形態例を示す回路図である。
本回路は第２の実施形態例の差動アンプの代わりに高速データ通信用差動アンプＩＣであるPECL（= Positive Emittter Coupled Logic)またはLVDS（=Low Voltage Differential Signaling）等を使用したものである。
図９は本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第４の実施形態例を示す回路図である。
本回路は第２の実施形態例の差動アンプの代わりコモンモードトランスT1を使用し同相ノイズを除去した後、後段のトランスT2を使用1つの出力としたものである。
尚、実施形態例では水晶振動子を用いたものを示したが、本発明はこれのみに限定されるものではなく、他の圧電振動子を用いたものにも適用可能である。
本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第１の実施形態例を示す回路図である。 図１に示した本発明に係る発振回路のπ型等価回路を示す図である。 シミュレーションの結果を比較したものである。 実験回路を示す図である。 実験回路のコレクタ波形出力をオシロスコープで観察したものである。 実験回路のエミッタ波形出力ををオシロスコープで観察したものである。 本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第２の実施形態例を示す回路図である。 本発明に係る水晶発振器の第３の実施形態例を示す回路図である。 本発明に係る電圧制御型水晶発振器の第４の実施形態例を示す回路図である。 従来の水晶発振器を示す回路図である。 従来の水晶発振器を示す回路図である。 図１０及び図１１の発振回路部分のπ型等価回路を示す図である。
符号の説明
Xtal・・・水晶振動子
OSC1・・・第１の発振回路
OSC2・・・第２の発振回路
T1・・・コモンモードトランス
T2・・・トランス

Claims (4)

  1. 圧電振動子と第１及び第２の発振回路とを備えた圧電発振器であって、前記第１の発振回路の入力端と圧電振動子の一方の端子とが接続され、前記第２の発振回路の入力端と圧電振動子の他方の端子とが接続された構成を備えており、前記第１及び第２の発振回路の出力から互いに１８０゜位相の異なる発振出力が得られることを特徴とする圧電発振器。
  2. 前記第１及び第２の発振回路の各出力を２つの入力端それぞれに入力した差動アンプを備えていることを特徴とする請求項１に記載の圧電発振器。
  3. 前記第１及び第２の発振回路の各出力を入力とする差動アンプ対で構成する高速データ伝送用ＩＣを備えていることを特徴とする請求項１に記載の圧電発振器。
  4. 前記第１及び第２の発振回路の各出力を入力とする同相ノイズ除去用のコモンモードトランスと、該コモンモードトランスの出力を入力とするトランスを介して１つの出力を得ることを特徴とする請求項１に記載の圧電発振器。
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