JPH10173440A

JPH10173440A - 周波数シフトキー変調オシレータ

Info

Publication number: JPH10173440A
Application number: JP32442096A
Authority: JP
Inventors: P Hill John; ピー．ヒルジョン
Original assignee: Lear Corp EEDS and Interiors
Current assignee: Lear Corp EEDS and Interiors
Priority date: 1996-12-04
Filing date: 1996-12-04
Publication date: 1998-06-26

Abstract

(57)【要約】【課題】既知の技術の限界を克服した周波数シフト・キ
ー変調発振回路を提供する。【解決手段】第１または第２発振周波数で選択的に発
振を行うシステムは、発振出力を供給する発振器によっ
て構成する。更に、このシステムは、電圧を有する選択
信号に応答して第１または第２インピーダンスを選択す
る切替素子によって構成する。第１及び第２インピーダ
ンスの各々は選択した信号電圧に依存せずに固定され、
その結果、上記発振出力は、上記第１インピーダンスを
供給した場合には、第１発振周波数で発振し、上記第２
インピーダンスを供給した場合には、第２発振周波数で
発振する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は一般的に遠隔送信機
に関し、更に詳しくは、周波数変調平衡発振器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】コンパクトな無線周波数（ＲＦ）送信機
は、主として自動ガレージ・ドア・システム、電子音シ
ステム、テレビ、ＶＣＲｓを離れた位置から制御するた
めの遠隔信号通信システムと関連して広く使用されてい
る。自動車産業では、コンパクトなＲＦ送信機が、車両
に対するアクセスを離れた場所から制御するためのリモ
ート・キーレス・エントリ・システム並びに、例えば、
警報システムの特徴とトランクの開放を含むその他の車
両の機能を動作させるために、一般的に使用されてい
る。携帯用送信機は電池によって動作し、エネルギー効
率がよく、コンパクトな容器に収容できるのが、理想で
ある。

【０００３】１つのコンパクトな公知の遠隔システムの
設計では、ＲＦ送信機はオンとオフに切り替わるパター
ンに従って符号化した所定の搬送周波数のＲＦ信号を放
射する。この放射信号は、その後離れた位置にある受信
機によって受信される。受信すると、必要に応じ、この
信号を処理し、次にこの信号をシステムの機能または特
徴を制御する制御信号を与えるようになっている。

【０００４】現在、多くのコンパクトな遠隔ＲＦ送信機
は、局所的な発振信号を供給するために、単一の発振器
の設計を使用している。図１に示すように、従来の送信
回路５は、一般的にコルピッツ発振器と呼ぶ単一の発振
回路を有するものとして図示している。送信回路５は局
所的な発振信号を発生し、これはアンテナ素子Ｌ₁から
送信される。その簡便性により、回路５は車両の遠隔制
御キーレス・エントリ・システムの送信機に使用してい
る構成要素として選択されている。

【０００５】より詳細に図１を参照すると、回路５のコ
ルピッツ発振器は、コルピッツ構成のトランジスタＱ₁
と入力共振タンク回路を有している。タンク回路は、一
般的に表面音波（「ＳＡＷ」）素子２のような共振器と
一対の帰還コンデンサＣ₁とＣ₂を有する。更に、発振器
は、トランジスタＱ₁を適切に動作させるために、また
多数のバイアス抵抗を有している。送信回路５は、また
ＲＦ出力信号を放射するためのアンテナ素子として動作
するインダクタＬ₁を有する。

【０００６】構造上、トランジスタＱ₁は、ベース４
と、コレクタ６と、エミッタ８と、を有している。ベー
ス端子４は表面音波共振器２と結合し、コレクタ６はイ
ンダクタＬ₁と結合し、一方エミッタ８は抵抗Ｒ₃を介し
てアースされている。更に、帰還コンデンサＣ₂はエミ
ッタ８とアースの間に結合し、従ってこれは抵抗Ｒ₃と
並列である。帰還コンデンサＣ₁は、コレクタ６とエミ
ッタ８の間に結合されている。更に、第３コンデンサＣ
₃をインダクタＬ₁とアースの間に結合し、一定のＤＣ電
圧を保持するための大容量を確保している。

【０００７】回路５、更に詳しくは、Ｌ₁とＣ₃は、直流
（「ＤＣ」）電圧源に結合されていて、一般には６Ｖの
ＤＣバイアス入力Ｖ_INを受取る。送信回路５は、またＲ
Ｆ搬送信号を符号化するためにデータ入力信号Ｖ_DATAを
受信する。上記で詳細に説明したように、回路５は、イ
ンダクタＬ₁を介して放射出力信号を発生する。これに
よって、共振タンク回路と組み合わせて増幅器として動
作するトランジスタＱ₁は、共振信号を発生し、これは
発振電流信号ＩとしてインダクタＬ₁に供給される。イ
ンダクタＬ₁に電流Ｉが流れることにより、放射出力信
号を電磁界として送信する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記で説明したコルピ
ッツ発振器は、リモート・キーレス・エントリ・システ
ムのＲＦ信号送信の用途に十分適するものである。しか
し、このような発振器の設計では、電力出力の量が限定
される。更に、放射しているインダクタＬ₁のインダク
タンスの値をより大きくするという代替案では、このよ
うな構成要素に固有の限界によって対応するように電力
の増加を達成することのできない場合がある。構成要素
の値を最適化することによって出力電力を向上させると
いう同様の試みによれば、これによって発生するマッチ
ングロスのため無駄であることがわかっている。更に、
トランジスタＱ₁に於いてレール対レール（ｒａｉｌ−
ｔｏ−ｒａｉｌ）電圧をスイングさせると、この回路を
介して流れる電流の量を制限してしまう傾向があり、こ
れによって、所定の送信回路によって実現される使用可
能な電力出力が小さくなる。

【０００９】コルピッツ発振器を使用するコンパクトな
遠隔送信機では使用可能な電力が限定されている結果、
コンパクトな遠隔送信機にこの発振器を適用する場合
に、他の問題が発生する。一般的に、コンパクトな遠隔
送信機は、把持して一般的にシステムの受信機の方向に
向けられる。これによって、使用者の手によって寄生イ
ンピーダンスが発生する。この付加的なインピーダンス
によって、受信機に向かって送信されるエネルギーの量
が減少する。伝統的なコルピッツ発振器で使用可能な電
力が限定的なものとなっていることに鑑みれば、これは
特に重要な問題である。

【００１０】更に、現在のコンパクトな遠隔送信機は、
周波数シフト・キー（「ＦＳＫ」）変調スキームを使用
している。これらの設計を実現する場合には、ＰＩＮま
たは可変容量ダイオードのような高価な構成部品が含ま
れることになる。これらの回路では、ＰＩＮまたは可変
容量ダイオードは、加えた制御電圧の変化に応答して容
量を変化させる。不都合なことに、この制御電圧はバッ
テリ供給電圧の寿命と共に変化する。従って、ＦＳＫ発
振器の中心周波数は、ドリフトすることになる。この周
波数のドリフト現象は、コンパクトな遠隔送信機の設計
の長期間にわたる使用の際には極めて好ましくない。

【００１１】これらの問題に鑑みて、ドリフトする傾向
のない予測可能な中心周波数を有する周波数シフト・キ
ー変調発振回路が必要とされている。更に、よりコスト
効率のよい周波数シフト・キー変調発振回路が必要とさ
れている。更に、産業界は、電源から取出すエネルギー
がより少なく、従って寿命のより長い周波数シフト・キ
ー変調発振回路を必要としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の利点は、
既知の技術の限界を克服することである。

【００１３】本発明の他の利点は、周波数のドリフトの
発生する傾向のない予測可能な中心周波数を有する周波
数シフト・キー変調発振回路を提供することである。

【００１４】本発明の他の利点は、よりコスト効率のよ
い周波数シフト・キー変調発振回路を提供することであ
る。

【００１５】本発明の更に他の利点は、電源からより少
ないエネルギーを消費し、従って長い寿命を有する周波
数シフト・キー変調発振回路を提供することである。

【００１６】本発明の上記の利点を達成するため、第１
または第２発振周波数で選択的に発振を行うシステムを
開示する。このシステムは、発振出力を供給する発振器
を有している。更にこのシステムは、電圧を有する選択
信号に応答して第１または第２インピーダンスを選択す
る切替素子を有している。上記第１と第２インピーダン
スの各々は選択した信号電圧に依存せずに固定され、そ
の結果、上記発振出力は、上記第１インピーダンスが与
えられた場合には、第１発振周波数で発振し、上記第２
インピーダンスが与えられた場合には、第２発振周波数
で発振するようになっている。

【００１７】これら及びその他の利点と目的は、添付の
請求項及び以下の詳細な説明に添付した図面と、この詳
細な説明から当業者に明らかにすることができる。

【００１８】本開示の図は、スケールどうりのものでは
なく、単に概略を表示するものであり、また、本発明の
特定のパラメータまたは構造上の細部を図示することを
意図するものではなく、これらはここに示す情報を用い
て検討する当業者が随意に決定することのできるもので
ある。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明は、添付の図面を参照しつ
つ、以下の非限定的な実施例の説明により、よりよく理
解することができる。

【００２０】図２には、本発明の第１実施例として平衡
発振器と送信機のシステム１０を示す。システム１０
は、共振周波数を有する基準信号を発生する共振器１８
を有している。共振器１８は、表面音波（「ＳＡＷ」）
素子を有しているのが好ましく、この共振周波数は無線
周波数（「ＲＦ」）スペクトル内であるのが好ましい。
しかし、例えば、バルク音波（「ＢＡＷ」）素子のよう
な他の構成要素を使用して、共振器の機能上の目的を実
現することができることは、当業者にとって明らかであ
る。

【００２１】システム１０は、第１及び第２発振器１２
と１５を有しており、これらの発振器の各々は共振器１
８の共振周波数に応答して発振出力を発生する。第１発
振器１２は、共振器１８によって供給される基準信号に
対応する入力を増幅する増幅器１４と、この増幅器１４
に結合され、この増幅器１４の出力に応答して発振信号
を発生する共振回路１３と、を有している。同様に、第
２発振器１５は、共振器１８によって供給される基準信
号に対応する入力を増幅する増幅器１６と、この増幅器
１６に結合され、この増幅器１６の出力に応答して発振
信号を発生する共振回路１７と、を有している。

【００２２】これらの発振器はいずれも同一の機能を有
する構成要素によって構成するのが好ましいが、本発明
の利点を尚達成するには、これとは別の発振器の設計で
もよいことは当業者にとって明らかである。バランスの
取れた設計を行うため両発振器１２と１５の出力は互い
に位相が１８０°ずれており、その大きさは略等しくさ
れている。

【００２３】システム１０は、１つの周波数を有する出
力信号を放射するアンテナ１１をさらに有している。ア
ンテナ１１の出力信号は、第１及び第２発振出力の両者
を重畳させたものに対応している。出力信号と第１及び
第２発振信号の間の関係は、システム１０の出力特性を
正しく認識することによって最もよく理解することがで
きる。出力インピーダンスを有する場合には、システム
１０には、電圧分割器のモデルを使用することができ
る。この例を使用すると、第１及び第２発振器の出力
は、いずれも分割器に対する入力を表している。このモ
デルは、各発振器がアースされている場合のインピーダ
ンスと関連する第１インピーダンス並びにこの第１イン
ピーダンスと並列の第２インピーダンスを有している。
第２インピーダンスは、システム１０の出力インピーダ
ンスのモデルである。この電圧分割器のモデルによれ
ば、アンテナ１１の発生する出力信号は第１インピーダ
ンスの両端部での電圧低下を表す。従って、そのバラン
スした特性に鑑みて、システム１０のアンテナ１１の送
信した出力信号は、その振幅のみが発振出力の合計と異
なり、電流は同一である。それにも関わらずこの出力信
号は、当業者にとって明かなように、例えば、周波数ま
たは位相並びにこれらの組み合わせに於いて重畳された
発振出力から意図的に識別することができる。

【００２４】アンテナ１１は、直流（「ＤＣ」）の中心
点を有するインダクタを有することが好ましい。このＤ
Ｃの中心点によって、インダクタを第１と第２の等価な
インダクタに分割する。更に、アンテナ１１は、交流
（「ＡＣ」）のバランスの取れた発振点を有しており、
この発振点は第１及び第２発振器１２と１５の発振出力
のＡＣ電圧の大きさがいずれも実質的にゼロになるアン
テナ１１に沿った場所である。ＡＣとＤＣの中心点の両
方によって、「バランスの取れた」発振器が実現でき
る。

【００２５】このバランスの取れた発振器の設計では、
従来のバランスさせた発信器設計の用に共振回路１３と
１７は厳しい許容誤差を必要としない。この利点は、Ｄ
Ｃの中心点とＡＣの中心点並びにバランスの取れた回路
自身によって達成される。更に、アンテナ１１は単一の
１次周波数で両方の発振器の出力を送信するのが好まし
いので、共振回路１３と１７に関連する許容誤差は、シ
ステム１０の動作全体にとって其れほど厳密ではない。

【００２６】本発明の他の実施例では、アンテナ１１
は、中心にタップを有する変圧器の一次巻線を有してお
り、この変圧器は第１及び第２発振器１２と１５の両方
の発振出力を２次巻線に伝達するものである。この構成
によって、２次巻線は、これらの発振出力を放射するこ
とによってアンテナ自身として動作することができる。
しかし、このアプローチは低周波の動作に対して好まし
い。他の周波数に於ける動作をサポートするためには、
発振出力を放射するためのフイルタとマッチング回路と
を組合わせて出力インダクタ等に使用しなければならな
い。

【００２７】図３を参照して、これは図２の平衡発振器
と送信機のシステムを実現した回路２０を示す。平衡発
振器及び送信機の回路２０は、第１及び第２疑似コルピ
ッツ発振器を有している。いずれの疑似コルピッツ発振
器も互いに対して平衡し、電力出力を効率化するため、
共通のタンク回路と発振電流信号Ｉを共有している。こ
こで説明する回路２０は、特に自動車用のリモート・キ
ーレス・エントリ・システムに適用することのできるも
のである。しかし、当業者は明らかに他の用途も考える
ことができる。

【００２８】更に詳細に説明すれば、回路２０は、平衡
発振器を有しており、この構成は局所的発振信号を発生
するための２つの疑似コルピッツ発振回路を有してい
る。この発振回路は第１トランジスタＱ₂と第２トラン
ジスタＱ₃を有し、これらのトランジスタは各々その間
に位置する共振素子２２と結合している。共振素子２２
は発振電流信号Ｉを発生し、安定させるための直列共振
入力タンクとして動作する。これによって、共振ＲＦ搬
送周波数が得られる。

【００２９】第１及び第２トランジスタＱ₂とＱ₃は、各
々バイポーラ接合トランジスタ（「ＢＪＴ」）を有して
いるのが好ましい。しかし、これとは別にヘテロ接合バ
イポーラ・トランジスタ（「ＨＢＴ」）も、当業者にと
って明らかであろう。この実施例によれば、トランジス
タＱ₂とＱ₃は、各々ＭＭＢＴＨ１０型のバイポーラ・ト
ランジスタが用いられている。

【００３０】トランジスタＱ₂とＱ₃は、各々増幅段とし
て動作し、定常状態の動作のための単一のループ利得を
提供する。第１トランジスタＱ₂は、それぞれ、ベー
ス、コレクタ及びエミッタ３０、３２、３４を有してい
る。同様に、第２トランジスタＱ₃は、それぞれ、ベー
ス、コレクタ、エミッタ３６、３８、４０を有してい
る。トランジスタＱ₂とＱ₃は、各々チューニングしたＬ
Ｃ回路と正帰還を有する疑似コルピッツ発振器として構
成されている。他の種々のトランジスタ及び発振器構成
によって、上記の構成を置き換えても、同じ機能上の目
的を達成することができることを、当業者は理解できよ
う。

【００３１】共振素子２２は、トランジスタＱ₂とＱ₃の
ベース端子３０と３６の間にそれぞれ共振器出力線４２
と４４を介して結合されている。共振器２２は、圧電基
板上に形成した金属フィンガのアレイを有するものとし
て図示している。共振器２２は、搬送信号の発振を安定
させるように動作するのが有利である。共振素子２２
は、直列共振入力タンク回路の表面音波（「ＳＡＷ」）
素子を有するのが好ましいが、他の実施例によれば、Ｓ
ＡＷ共振器２２は、ＲＦモノリシック社(RF Monolithic
s, Incorporated)の製造販売しているＲＯ２０７３Ｓ
ＡＷ共振器とされている。

【００３２】回路２０は、さらに一対の出力タンク回路
を有している。各出力タンク回路はコンデンサとインダ
クタと、を有し、第１入力タンクは第１インダクタＬ₂
を有していて、第２入力タンクは第２インダクタＬ₃を
有している。インダクタＬ₂とＬ₃は、各々アンテナ放射
素子として動作し、共有している発振電流信号Ｉに応答
して出力信号を放射する。第１インダクタＬ₂はトラン
ジスタＱ₂のコレクタ端子３２とノード２８の間に結合
され、一方第２インダクタＬ₃はトランジスタＱ₃のコレ
クタ端子３８とノード２８の間に結合されている。従っ
て、インダクタＬ₂とＬ₃は、ノード２８に於いて共に直
列に結合される。電圧入力源２４をインダクタＬ₂とＬ₃
の間でノード２８に結合されており、ＤＣ電圧入力Ｖ_IN
がこれに印加されるようになっている。本発明の１実施
例によれば、電圧入力信号Ｖ_INは、＋３ボルトのＤＣ信
号である。インダクタＬ₂とＬ₃の間に＋３ボルトを印加
することによってトランジスタＱ₂とＱ₃をバイアスし、
必要な利得が実現できる。インダクタＬ₂とＬ₃は、各々
アンテナとして動作し、所定の搬送周波数を有する発振
信号を有した電磁界を送信及び放射する。

【００３３】回路２０は、それぞれの抵抗Ｒ₆とＲ₇を介
して両方の共振器の出力線４２と４４に結合されたデー
タ入力２６を有している。データ入力２６はオン／オフ
・データ入力信号Ｖ_DATAを受信し、この信号はＳＡＷ共
振器２２の両側に印加される。共振器の出力線４２と４
４の各々は、それぞれの抵抗Ｒ₅とＲ₈を介してまたアー
スに結合する。データ入力信号Ｖ_DATAは変調スキームに
よって搬送信号を符号化し、この搬送信号に情報を与え
る。好適な変調フォーマットは周波数シフト・キー
（「ＦＳＫ」）であるが、当業者によればパルス幅変調
（「ＰＷＭ」）と振幅変調（「ＡＭ」）を含む他のスキ
ームによって上記のスキームを容易に代替することがで
きる。搬送信号上に与えた情報によってドア・ロック作
動機構並びに回路２０のオン／オフ動作のような種々の
システム動作の制御及び／または始動を行うことができ
る。データ入力信号ＶＤＡＴＡの印加は、例えば、プッ
シュ・ボタン・パッド、スイッチまたはその他のパルス
によって動作する素子のような動作機構を介して手動制
御によって開始させることができる。

【００３４】ＳＡＷ共振器２２によって入力タンク回路
が提供され、この回路は疑似コルピッツの対によって共
有されている。インダクタＬ₂は、コンデンサＣ₄とＣ₅
とを組み合わせて、第１出力タンク回路となっている。
同様に、インダクタＬ₃は、コンデンサＣ₆とＣ₇と組み
合わせて、第２出力タンク回路を形成する。直列共振入
力タンクは共振信号の発振を安定させるが、これらの出
力タンクはＲＦ出力信号の放射を行う。コンデンサＣ₄
とＣ₅は、また電圧分割器のネットワーク並びにトラン
ジスタＱ２に対する正帰還経路を形成する。同様に、コ
ンデンサＣ₆とＣ₇は、電圧分割器とトランジスタＱ₃に
対する正帰還経路を形成する。エネルギーはコンデンサ
Ｃ₄乃至Ｃ₇とインダクタＬ₂とＬ₃に効率的に貯えられ、
さもなければトランジスタＱ₂とＱ₃の各サイクルに対し
て新たに要求されるエネルギーの量を削減することによ
って放射効率を向上させる。

【００３５】図４を参照すると、回路２０は、代替例と
して第１及び第２インダクタＬ₂とＬ₃の代わりに中心に
タップを有する変圧器４６を含むように構成することも
できる。この目的のため、中心にタップを有する変圧器
４６は、第１一次巻線部分４８ａと第２一次巻線部分４
８ｂと、を有する一次巻線を有している。一次巻線部分
４８ａと４８ｂは実質的に等しい寸法であるのが好まし
い。電圧入力源２４をこれらの一次巻線部分４８ａと４
８ｂの間に位置する中心タップ４９に結合され、これに
対してＤＣ電圧入力Ｖ_INが供給される。

【００３６】中心にタップを有する変圧器４６は、一次
巻線部分４８ａと４８ｂの近傍に位置する二次巻線５０
を更に有している。この変圧器４６は、一次巻線部分４
８ａと二次巻線５０の間に第１の磁気的結合を形成し、
一次巻線部分４８ｂと二次巻線５０の間に第２の磁気的
結合を形成する。この二次巻線５０は、次に両端部でフ
イルタ及びマッチング・ネットワーク５２に結合してい
る。このフイルタ及びマッチング・ネットワーク５２か
ら延びる一対の出力線は放射インダクタＬ₄に結合し、
出力電磁界をこれから放射する。

【００３７】図４の別実施例によれば、中心にタップを
有する変圧器４６の第１及び第２一次巻線部分４８ａと
４８ｂは、各々これを介して転送された発振電流信号Ｉ
に応答して電磁界を発生する。一次巻線部分４８ａと４
８ｂの各々から供給された電磁界が伝達されて、中心に
タップを有する変圧器４６の二次巻線５０に誘導電流が
発生する。二次巻線５２に誘起された信号は、互いに重
畳される。この重畳された信号は次にフィルタされて好
ましくないノイズを除去し、フイルタ及びマッチング・
ネットワーク５２を介してインピーダンスマッチングが
行われる。このフィルタされたインピーダンスをマッチ
ングさせた信号は次に放射インダクタＬ₄を通過し、単
一の放射出力信号を転送する。中心にタップを有する変
圧器４６を使用することによって、偶数次の高調波を効
果的にに分離し、この単一の放射出力信号の転送制御の
向上を一般的によりよく達成することができる。

【００３８】ＳＡＷ共振器２２は、他の同等の直列共振
周波数安定素子によっても実施することのできる直列共
振入力タンク回路である。ＳＡＷ共振器２２に対する代
替例として、この直列共振タンク回路は、所望の安定し
た信号の発振を達成することができれば、バルク音波
（「ＢＡＷ」）素子、水晶素子、マイクロストリップま
たはいずれかの他の直列共振構造または素子であっても
よい。

【００３９】図５を特に参照して、ここでは、直列共振
タンク回路６０は、図２〜図４のＳＡＷ共振器２２の代
替例を示す。ここで、この直列共振タンク回路６０は、
抵抗Ｒ_Mと、コンデンサＣ_Mと、インダクタＬ_Mと、を有
している。これらの構成要素の各々は直列に結合して直
列共振タンク回路６０を形成する。このタンク回路６０
の共振周波数は、一般的にインダクタＬ_Mとコンデンサ
Ｃ_Mの寸法によって決まる。

【００４０】動作上、回路２０は電圧入力源２４を介し
てＤＣ入力電圧信号Ｖ_INを受信する。データ入力Ｖ_DATA
は、またデータ入力２６を介して受信され、搬送信号を
所定の変調スキームによって符号化する。最初、回路２
０は共振信号を形成し、この信号によって、既知の周波
数の発振を有する定常状態のエネルギー・レベルを起動
して形成する。これによって、トランジスタＱ₂とＱ₃は
ノイズまたはその他の誘起された信号に応答してコレク
タ端子３８とエミッタ端子４０の間を循環し、定常状態
に達するまで循環が行われる。

【００４１】始動の間、各増幅段で１を超える利得が与
えられる。定常状態において、各増幅段の利得は全ての
エネルギー・ロスを補償するためにほぼ１に等しいかこ
れよりも若干大きくされている。ＳＡＷ共振器２２を有
する直列共振タンク回路は、回路２０内の信号発振の安
定性を保持しこれを保証する。次に発振信号はアンテナ
放射素子、インダクタＬ₂とＬ₃を介して流れる電流信号
Ｉによって示す。更に、コンデンサＣ₄とＣ₅及びコンデ
ンサＣ₆とＣ₇を介して設けた帰還経路によって位相遅れ
を形成し、これによってループ時間を調整して所望の周
波数を実現する。

【００４２】図６には、本発明の第１実施例によって達
成される電圧波形をグラフによって示したものである。
ここで、図２の回路２０のインダクタＬ₂とＬ₃は、各々
別の電磁界により別の信号を放射するが、これらの電磁
界はいずれも共有されている発振電圧信号Ｉに応じた同
一の搬送周波数を有している。インダクタＬ₂とＬ₃から
のこれらの放射出力信号と、重畳された放射出力を図６
の波形６６によって示す。インダクタＬ₂から転送した
第１放射出力信号を電圧波形６２として示し、一方イン
ダクタＬ₃から転送した第２放射出力信号を電圧波形６
４として示す。電圧波形６２と６４は、等しい振幅と互
いに約１８０度の位相シフトしているという特徴があ
る。放出した放射信号６２と６４は、アース電圧２８に
対して測定し、従って上述した１８０度の位相シフトを
示している。波形６２と６４はいずれもノード２８に対
して測定するので、共有電流信号Ｉに対して両波形６２
と６４が重畳される結果、単一の放射出力信号６６を表
す電圧波形が得られる。従って、出力信号６６は、本発
明の一対の均衡発振器及び出力タンクを使用して達成す
ることができる。

【００４３】１つの実施例に於ける単一の放射出力信号
６６は、約３１５ＭＨｚの周波数を有している。更に、
第１及び第２出力タンクの両インダクタＬ２とＬ３から
の出力はバランスの取れた信号であり、ノード２８に対
して対称である。また、これらの信号は＋３ボルトＤＣ
に設定するのが好ましい。これと対比して本発明の代替
実施例の１つの中心にタップを有する変圧器４６によっ
て形成した別個の放射信号は、重畳され次に転送する前
にフィルタされ、インピーダンスマッチングを行うこと
ができる。

【００４４】図７を参照して、これはバッファした平衡
発振器及び送信システム７０を示す。システム７０は、
共振周波数を有する基準信号を発生する共振器７２を有
する。共振器７２は表面音波（「ＳＡＷ」）素子を有す
るのが好ましく、共振周波数は無線周波数（「ＲＦ」）
のスペクトル内にあるのが好ましい。しかし、また、例
えば、バルク音波（「ＢＡＷ」）素子を使用して共振器
の機能上の目的を実現することができることも当業者に
とって明らかであろう。

【００４５】システム７０は第１及び第２発振器７４と
７６を更に有し、これらの各々は、共振器７２の共振周
波数に応答して発振出力を発生する。第１発振器７４は
共振器７２の発生した基準信号に対応する入力を増幅す
る増幅器７８と、増幅器７８に結合され、この増幅器７
８の出力に応答して発振信号を発生する共振回路８０
と、を有している。同様に、第２発振器７６は共振器７
２の発生した基準信号に対応する入力を増幅する増幅器
８２と、増幅器８２に結合されこの増幅器８２の出力に
応答して発振信号を発生する共振回路８４と、を有して
いる。両発振器は同一の機能を有する構成要素を有する
ことが好ましいが、本発明の利点を尚達成しながら、こ
れに代替する発振器の設計を実現することができること
は当業者にとって明らかであろう。バランスの取れた設
計を行うため、両発振器７４と７６の出力は相互に位相
が１８０度ずれているが、尚大きさは等しくされてい
る。

【００４６】動作中コンパクトな遠隔ＲＦ送信機を手で
保持または覆っているユーザの手によって発生するよう
な寄生インピーダンスの影響を実質的に最小にする手段
として、システム７０はまた第１及び第２バッファ８６
と８８を有している。第１及び第２バッファ８６と８８
は、共振回路８０と８４をそれぞれアンテナ１００から
機能的に絶縁する。この目的のため、第１バッファ８６
は共振回路９３と結合したバッファ増幅器９０を有し、
一方第２バッファ増幅器８８は共振回路９３と結合した
バッファ増幅器９６を有している。共振回路９３は、直
列または並列のチューニングした共振タンクと放射素子
１００を有している。この構成により、発振器７４と、
７６と、によって形成した両方の経路に沿ったアンテナ
１００のＤＣの中心点から見た場合のシステム７０の出
力インピーダンスは実質的に低下し、電流は増加する。
電流の利得によってインピーダンスが低下し電流が増加
する結果、アンテナ１００によって放射される出力信号
が得られ、この出力信号は第１及び第２発振信号のより
大きい割合を有している。出力信号が第１及び第２発振
信号のより大きいパーセンテージを有しているので、よ
り強力な出力信号が得られ、より強力な送信機が実現さ
れる。

【００４７】更に、システム７０は、単一の周波数を有
する出力信号を放射するアンテナ１００を有している。
アンテナ１００の出力信号は両第１及び第２発振出力の
重畳したものに相当する。出力信号と第１及び第２発振
信号の間の関係は、システム７０の出力特性を正しく認
識することによって最もよく理解することができる。出
力インピーダンスを構成する場合、システム７０は電圧
分割器のモデルを使用することができる。このような例
示を使用する場合、両第１及び第２発振器の出力は分割
器に対する入力を表す。このモデルは、各発振器をアー
スしたと見なした場合のインピーダンスと関連する第１
インピーダンス並びにこの第１インピーダンスと直列の
第２インピーダンスを有している。第２インピーダンス
は、システム７０の出力インピーダンスのモデルであ
る。この電圧分割器のモデルによるとアンテナ１００の
発生する出力信号は第１インピーダンスの両端での電圧
降下を表す。従って、そのバランスの取れた特性を考慮
するとシステム７０のアンテナ１００によって送信した
出力信号は、振幅のみが重畳されて発振出力とは異なっ
ている。それにも関わらず、当業者にとって明らかなよ
うに、この出力信号は、例えば、周波数または位相並び
にこれらの組み合わせに於いて重畳された発振出力から
意図的に識別することができることがわかる。

【００４８】アンテナ１００は、直流（「ＤＣ」）の中
心点を有する共振回路の一部としてのインダクタを有す
ることが好ましい。このＤＣの中心点によって、上記の
インダクタを等価な第１及び第２インダクタに分割して
いる。この中心点から、各発振器を介してアースに高い
インピーダンスが発生する。更に、アンテナ１００は、
交流（「ＡＣ」）がバランスする発振点を有しており、
これによって第１及び第２発振器７４と７６と、による
の発振出力の大きさがいずれも実質的にゼロになる位置
がアンテナ１００に沿って設けられる。このＡＣ及びＤ
Ｃの両中心点によって、「バランスの取れた」発振器が
実現できる。

【００４９】このバランスの取れた発振器を設計する場
合には、発振回路８０、８４、９３に対して厳しい許容
誤差は要求されない。この利点は、ＤＣ及びＡＣの中心
点並びにバランスの取れた回路自身によって達成され
る。更に、アンテナ１００は単一の一次周波数で両発振
器の出力を送信するのが好ましいので、共振回路８０、
８４、９３の許容誤差はシステム７０の動作全体にとっ
てよさほど重要ではない。

【００５０】本発明の他の実施例では、アンテナ１００
は中心にタップを有するトランスの一次巻線を有し、こ
の一次巻線によって両第１及び第２発振器７４と７６の
発振出力を第２次巻線に転送する。この構成によって、
第２次巻線はそれ自身が発振出力を放射することができ
る。これとは別の実施例では、発振出力を放射する目的
のため、フィルタとマッチング回路と組合わせて出力イ
ンダクタ等を使用することができる。

【００５１】本発明の更に他の実施例では、第１及び第
２発振出力信号の各々の出力範囲を増加するための素子
を用いることもできる。上述の電圧分割器のモデルを使
用すると、この素子は更に且つより直接的に出力電力を
増加し、システム７０の上記で定義した寄生インピーダ
ンスに対する影響を低下させる。その他のインピーダン
スを使用することもできるが、この素子はコンデンサを
有することが好ましく、これによって増幅器７８と８２
による、より大きい量の電圧の範囲をバッファ増幅器９
０と９６にそれぞれ加える。

【００５２】図８には、図７のバッファした平衡発振器
及び送信機システムを実現した回路１１０を示す。この
バッファした平衡発振器及び送信機回路１１０は、第１
及び第２疑似コルピッツ発振器を有している。両疑似コ
ルピッツ発振器は相互にバランスし、タンク回路と発振
電流信号Ｉを共有することによって電力出力の効率を向
上させている。ここで説明する回路１１０は、特に自動
車用のリモート・キーレス・エントリ・システムに適用
することのできるものである。しかし、当業者は明らか
に他の用途も考えることもできることは明らかである。

【００５３】更に詳細に説明すれば、回路１１０は平衡
発振器を有し、さらにこれは局部的な発振信号を発生す
る２つの疑似コルピッツ発振回路を有している。この発
振回路は、第１トランジスタＱ₄と第２トランジスタＱ₅
を有し、これらの各々はその間に位置する共振素子１１
２に結合されている。共振素子１１２は、発振電流信号
Ｉを発生して安定させる直列共振入力タンクとして動作
する。これによって、共振ＲＦ搬送周波数を得ることが
できる。

【００５４】第１及び第２トランジスタＱ₄とＱ₅は、各
々バイポーラ接合トランジスタ（「ＢＪＴ」）によって
構成するのが好ましい。しかし、ヘテロ接合バイポーラ
・トランジスタ（「ＨＢＴ」）のような代替例も当業者
にとって明らかである。この実施例によれば、トランジ
スタＱ₄とＱ₅は、各々ＭＭＢＴＨ１０型バイポーラ・ト
ランジスタである。

【００５５】トランジスタＱ₄とＱ₅は、各々増幅段とし
て動作し、定常状態の動作に対して単一のループ利得を
与える。第１トランジスタＱ₄は、ベース、コレクタ、
エミッタ１２０、１２２、１２４を有している。同様
に、第２トランジスタＱ₅は、ベース、コレクタ、エミ
ッタ１２６、１２８、１３０を有している。トランジス
タＱ₄とＱ₅は、各々チューニングしたＬＣ回路と正帰還
とを有する疑似コルピッツ発振器として構成されてい
る。しかし、当業者は上記の構成を種々の他のトランジ
スタによる発振器の構成と代替しても同一の機能上の目
的を達成することができることを理解できよう。

【００５６】共振素子１１２は、出力線１３２と１３４
を介してトランジスタＱ₄とＱ₅のベース端子１２０と１
２６の間にそれぞれ結合されている。共振器１１２は、
圧電基板上に形成した金属のフィンガのアレイを有する
ものとして図示している。共振器１１２は、搬送信号の
発振を安定するように動作する効果を有する。共振素子
１１２は、直列共振入力タンク回路の表面音波（「ＳＡ
Ｗ」）素子を有することが好ましい。しかし、この実施
例では、ＳＡＷ共振器１１２としては、ＲＦモノリシッ
ク社の製造販売しているＲＯ２０７３ＳＡＷ共振器を用
いている。

【００５７】回路１１０は、一対の出力タンク回路によ
って更に有し、これらの回路はトランジスタＱ₄とＱ₅と
組み合わされて第１及び第２発振器を形成している。各
出力タンク回路はコンデンサとインダクタを有し、第１
入力タンクは第１インダクタＬ₅を有しているととも
に、第２入力タンクは第２インダクタＬ₆を有してい
る。第１インダクタＬ₅はトランジスタＱ₂のコレクタ端
子１２２とノード１１８の間に結合し、一方第２イダク
タＬ₆はトランジスタＱ₅のコレクタ端子１２８とノード
１１８の間に結合している。従って、インダクタＬ₅と
Ｌ₆は互いにノード１１８と直列に結合する。電圧入力
源１１４はインダクタＬ₅とＬ₆の間でノード１１８と結
合し、これに対してＤＣ電圧入力Ｖ_INを印加する。本発
明の１つの例によれば電圧入力信号ＶＩＮは、＋３ボル
トＤＣ信号である。インダクタＬ₅とＬ₆の間に＋３ボル
トを印加することによってトランジスタＱ₄とＱ₅をバイ
アスし、必要な利得を実現する。

【００５８】更に、回路１１０は、それぞれの抵抗Ｒ₁₂
とＲ₁₃を介して両共振器出力線１３２と１３４に結合さ
れたデータ入力１１６を有している。データ入力１１６
は、ＳＡＷ共振器１１２の両側に印加されたオン／オフ
・データ入力信号Ｖ_DATAを受信する。共振器の出力線１
３２と１３４の各々は、各抵抗Ｒ₁₁とＲ₁₄を介してまた
アースに結合されている。データ入力信号Ｖ_DATAは搬送
信号を変調スキームによって符号化し、この搬送信号に
情報を与える。好適な変調フォーマットは周波数シフト
・キー（「ＦＳＫ」）であるが、当業者はパルス幅変調
（「ＰＷＭ」）及び振幅変調（「ＡＭ」）を含む他のス
キームによってこれを容易に代替することができる。搬
送信号に与えた情報によって、ドア・ロック作動機構並
びに回路１１０のオン／オフ動作のような種々のシステ
ムの動作を制御及び／または始動することができる。デ
ータ入力信号Ｖ_DATAの印加は、例えば、プッシュ・ボタ
ン・パッド、スイッチまたはその他のパルスによって動
作する素子のような動作機構を介して手動制御によって
開始することができる。

【００５９】ＳＡＷ共振器１１２によって入力タンク回
路が提供され、この回路は平衡発振器の対を共有する。
インダクタＬ₅は、コンデンサＣ₈とＣ₉と組み合わせ
て、第１出力タンク回路を与えている。同様に、インダ
クタＬ₆は、コンデンサＣ₁₀とＣ₁₁と組み合わせて、第
２出力タンク回路を形成している。直列共振入力タンク
は共振信号の発振を安定させるが、これらの出力タンク
はＲＦ出力信号の放射を行う。コンデンサＣ₈とＣ₉は、
また電分割器のネットワーク並びにトランジスタＱ₄に
対する正帰還経路を形成する。同様に、コンデンサＣ₁₀
とＣ₁₁は、電圧分割器とトランジスタＱ₅に対する正帰
還経路を形成する。エネルギーはコンデンサＣ₈乃至Ｃ
₁₁とインダクタＬ₅とＬ₆に効率的に貯えられ、アンテナ
によるエネルギーの放射効率を向上させ、さもなければ
トランジスタＱ₄とＱ₅の各サイクルに対して新たに要求
されるエネルギーの量を削減する。

【００６０】図７のアンテナ１００は、この実施例では
所定の搬送周波数を有するバッファした発振信号を示す
電磁界を転送及び放射するインダクタＬ₇によって実現
される。この実施例では、インダクタＬ₇は共に直列に
接続した２つのインダクタによって更に構成することが
でき、これらのインダクタは共通のＤＣ電源を有する中
心点、及び共通のＤＣ電源を有さずアースされた両イン
ダクタの間でこれらの近傍に位置する抵抗によって構成
された中心点を有している。

【００６１】回路１１０は、寄生インピーダンスの影響
を実質的に最小にする手段をまた提供する。本発明その
特徴を実現するため、図７で第１及び第２バッファ８６
と８８として示すように、回路１１０は第３トランジス
タＱ₆と第４トランジスタＱ₇を更に有している。第３及
び第４トランジスタＱ₆とＱ₇とは、いずれもバイポーラ
接合トランジスタによって構成するのが好ましい。しか
し、これとは別にヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ
（「ＨＢＴ」）も利用可能であり、このことは当業者に
とって明らかである。この実施例によれば、トランジス
タＱ₆とＱ₇は、各々ＭＭＢＴＨ１０型バイポーラ・トラ
ンジスタである。

【００６２】トランジスタＱ₆とＱ₇は、各々これらのそ
れぞれの疑似コルピッツ発振器により発生した第１及び
第２発振出力信号をバッファするためのバッファとして
動作する。トランジスタＱ₆は第１補助タンク及びトラ
ンジスタＱ₄を伴った出力共振タンクの両方に結合さ
れ、一方トランジスタＱ₇は第２補助タンク及びトラン
ジスタＱ₅を伴った出力共振タンクの両方に結合されて
いる。図７で共振回路９３として参照する第１及び第２
補助共振タンクは、回路１１０の出力インピーダンスを
機能的に低減させる。これによって、アンテナＬ₇によ
って最終的に放射された出力信号は、第１及び第２出力
信号の割合が増大される。

【００６３】トランジスタＱ₆はベース、コレクタ、エ
ミッタ１３６、１３８、１４０を有しており、一方トラ
ンジスタＱ₇はベース、コレクタ、エミッタ１４２、１
４４、１４６を有している。トランジスタＱ₆のベース
１３６はコンデンサＣ₈とＣ_９の間に於いてトランジス
タＱ_４のエミッタ１２４が抵抗Ｒ₁₀と結合されているノ
ードに結合され、一方コレクタ１３８はノード１１８と
結合する。更に、エミッタ１４０は第１補助共振タンク
に結合する。第１補助共振タンクは、いずれもアースさ
れたコンデンサＣ₁₂と抵抗Ｒ₁₆及び第２補助共振タンク
と結合したインダクタＬ₇の第１端子を有している。同
様に、トランジスタＱ₇のベース１４２はコンデンサＣ
₁₀とＣ₁₁の間に於いてトランジスタＱ₅のエミッタ１３
０が抵抗Ｒ₁₅とまた結合されているノードに結合し、一
方コレクタ１４４はノード１１８に結合している。更
に、エミッタ１４６は、第２補助共振タンクに結合す
る。第２補助共振タンクは、いずれもアースされたコン
デンサＣ₁₃と抵抗Ｒ₁₇及び第１補助共振タンクと結合し
た第２端子のインダクタＬ₇を有している。同一の機能
上の目的を達成するため、種々のその他のトランジスタ
によるバッファ構成によって上記の構成を代替すること
ができることを当業者は理解できよう。

【００６４】図９には、図７のバッファした平衡発振器
及び送信機システムを実現した第２の回路を示す。図８
の回路１５０は、代替例として第１及び第２疑似コルピ
ッツ発振器の発振出力の各々の出力範囲を増加させる素
子を含むように構成されていても良い。この素子はそれ
ぞれ第１及び第２疑似コルピッツ発振器用の第１及び第
２電圧分割器回路を有していることが好ましい。

【００６５】更に詳細に説明すると、トランジスタＱ₄
とＱ₅は、各々トランジスタＱ₆とＱ₇に電圧分割器回路
を形成する第１及び第２変形共振回路によってそれぞれ
結合される。トランジスタＱ₄についてはコレクタ１２
２をコンデンサＣ₈と結合し、一方エミッタ１２４はコ
ンデンサＣ₉とＣ₁₄並びに抵抗Ｒ₁₀と結合する。更に、
コンデンサＣ₈は、コンデンサＣ₁₄とトランジスタＱ₆の
入力ノードに於いて結合する。同様に、トランジスタＱ
₅のコレクタ１２８は、コンデンサＣ₁₀と結合する。エ
ミッタ１３０は、コンデンサＣ₁₁とＣ₁₅及び抵抗Ｒ₁₅と
結合する。コンデンサＣ₁₀は、コンデンサＣ₁₅とトラン
ジスタＱ₇の入力ノードに於いて結合する。トランジス
タＱ₆とＱ₇のベース１３６と１４２には、トランジスタ
Ｑ₄とＱ₅によってコンデンサＣ₈とＣ₁₄並びにＣ₁₀とＣ
₁₅がそれぞれ共に結合される点に供給され、より大きい
電圧の振れ幅を与えるようになっている。

【００６６】更に、抵抗ネットワークをＶ_DATAと変更し
た共振回路の間に設けるが、その詳細はここで説明す
る。トランジスタＱ₆に関しては、抵抗Ｒ１９をトラン
ジスタＱ₆のベース１３６の入力ノードに結合し、一方
抵抗Ｒ₁₈はベース１３６の入力ノードからアースへと結
合される。従って、抵抗Ｒ₁₈は、コンデンサＣ₁₄とＣ₉
と並列である。同様に、抵抗Ｒ₂₀はトランジスタＱ₇の
ベース１４２の入力ノードに結合し、抵抗Ｒ₂₁はベース
１４２のこの入力ノードからアースに結合し、その結
果、抵抗Ｒ₂₁はコンデンサＣ₁₅とＣ₁₁に並列にされる。
これによって、抵抗Ｒ₁₈とＲ₂₁の両端に生じる出力範囲
は実質的に増加する。この増加は、付け加えた電圧分割
器を考慮すると、それぞれトランジスタＱ₄とＱ₅のコレ
クタとアース間電圧に対するベース１３６と１４２の再
配置及びこれらの関連する範囲に帰するものである。１
つの実施例では、上記のコンデンサと抵抗要素に対して
ある値を使用することによって、電圧の範囲が１００パ
ーセント増加する。

【００６７】図１０には、これとは別の実施例は、バッ
ファした発振器及び送信機回路１６０を示す。回路１６
０は、３つの機能ステージ、すなわち、疑似コルピッツ
発振器１６２、バッファ１６４と出力システム１６６
と、を有する。ここで説明する回路１６０は、特に自動
車用のリモート・キーレスエントリ・システムに適用す
ることのできるものである。しかし、他の用途も明らか
に当業者にとって予測可能であろう。

【００６８】更に詳細に説明すれば、発振器１６２は、
コルピッツ構成のトランジスタＱ₁₀と入力共振タンク回
路によって構成する。このタンク回路は、一般的に表面
音波（「ＳＡＷ」）素子１７２のような共振器と、一対
の帰還コンデンサＣ₁₆及びＣ₁₇と、インダクタＬ₈と、
一定のＤＣ電圧を保持するための大きな容量を与えるコ
ンデンサＣ₁₉と、を有している。更に、発振器は、トラ
ンジスタＱ₁₀の適正な動作を可能にするための多数のバ
イアス抵抗を有している。トランジスタＱ₁₀は、定常状
態の動作のために単一のループ利得を与える機能を有す
る。

【００６９】構造上、トランジスタＱ₁₀は、ベース１７
６と、コレクタ１７８と、エミッタ１８０と、を有して
いる。ベース端子１７６は表面音波共振器１７２に結合
し、コレクタ１７８はインダクタＬ₈に結合し、一方エ
ミッタ１８０は抵抗Ｒ₂₄を介してアースに結合されてい
る。更に、帰還コンデンサＣ₁₆は、エミッタ１８０とア
ースと間に結合されており、これは抵抗Ｒ₂₄と並列であ
り、一方帰還コンデンサＣ₁₇はコレクタ１７８とエミッ
タ１８０の間に結合されている。コンデンサＣ₁₉はアー
スとＶ_INの間に結合されている。

【００７０】トランジスタＱ₁₀は、インダクタＬ₈を介
して直流（「ＤＣ」）電圧源１７０に結合し、典型的に
は６ＶのＤＣバイアス入力Ｖ_INを受信する。発振器１６
２は、またデータ入力信号Ｖ_DATA１６８を受信し、電圧
分割器回路を形成する抵抗ネットワークによってＲＦ搬
送信号を符号化する。データ入力１６８はＳＡＷ共振器
１７２に印加されるオン／オフ・データ入力信号Ｖ_DATA
を受取る。データ入力信号Ｖ_DATAは搬送信号を変調スキ
ームによって符号化し、搬送信号に情報を与える。好適
な変調フォーマットは周波数シフト・キー（「ＦＳ
Ｋ」）であるが、当業者によれば、パルス幅変調（「Ｐ
ＷＭ」）及び振幅変調（「ＡＭ」）を含む他のスキーム
によってこれを容易に代替することができる。搬送信号
に設けた情報によって、ドア・ロック作動機構並びに回
路１６０のオン／オフ動作のような種々のシステムの動
作を制御及び／または始動することができる。データ入
力信号ＶＤＡＴＡの印加は、例えば、プッシュ・ボタン
・パッド、スイッチまたはその他のパルスによって動作
する素子のような動作機構を介して手動制御によって開
始することができる。この構成により、増幅器として動
作するトランジスタＱ₁₀は共振タンク回路と組み合わさ
れて発振出力信号を発生する。

【００７１】トランジスタＱ₁₀とＱ₁₁は、各々バイポー
ラ接合トランジスタ（「ＢＪＴ」）によって構成するの
が好ましい。しかし、ヘテロ接合バイポーラ・トランジ
スタ（「ＨＢＴ」）のような代替例も当業者にとって明
らかである。この実施例によれば、トランジスタＱ₁₀と
Ｑ₁₁は、各々ＭＭＢＴＨ１０型バイポーラ・トランジス
タである。

【００７２】共振素子１７２は、トランジスタＱ₁₀のベ
ース１７６とアースの間に結合されている。共振器１７
２は、搬送信号の発振を安定させるように動作する効果
を有する。共振素子１７２は、直列共振入力タンク回路
の表面音波（「ＳＡＷ」）素子を有しているのが好まし
い。この実施例によれば、ＳＡＷ共振器１７２は、ＲＦ
モノリシック社の製造販売しているＲＯ２０７３ＳＡＷ
共振器である。

【００７３】バッファ１６４は、ここで詳細に説明する
種々の手段によって、発生した寄生インピーダンスの影
響を機能的に最小にしている。この利点を実現するた
め、バッファ１６４は、トランジスタＱ₁₁並びにインダ
クタＬ₉とコンデンサＣ₁₈のバッファ共振タンクを有す
る。トランジスタＱ₁₁は、ベース１８４と、コレクタ１
８６と、エミッタ１８２と、を有している。バッファ１
６４は、２つのノードに於いて発振器１６２と結合す
る。先ず、バッファ１６４はコレクタ１８６に於いて直
流（「ＤＣ」）電圧源１７０を介してＤＣバイアス入力
Ｖ_INを受信し、ここから発振器１６２のＬ₈はまたバイ
アスされている。バッファ１６４は、またトランジスタ
Ｑ₁₀のエミッタ１８０とトランジスタＱ₁₁のベースに於
いて発振器１６２と結合している。

【００７４】出力ステージ１６６は、発振信号を転送す
る目的のためにバッファ１６４と結合している。共振周
波数の発振出力を有するバッファ１６４の出力は、ステ
ージ１６６を横切って転送される。ステージ１６６は、
回路の出力インピーダンスをマッチングさせるための素
子１７４を更に有している。最後に、出力段１６６はイ
ンダクタＬ₁₀の形態のアンテナを有し、これによって得
られる発振信号を送信する。

【００７５】本発明の発振器と送信機の回路はコンパク
トな容器内に取り付けることができ、特に遠隔制御のキ
ーレス・エントリ・システムと関連して使用するために
制御信号を送信するのに使用するのが効果的である。こ
のような用途のため、ユーザはＶ_DATA入力を手動で作動
させて搬送信号として選択した情報を符号化する。搬送
信号と変調情報は、次に送信回路から出力タンクによっ
て放射される。一般的に車両内に取り付けている受信機
はこの放射信号を受信し、変調情報を復号し、例えば、
車両のドアの施錠または開錠、警報システムの起動また
は停止のような選択した動作を開始及び／または実行す
る。従来のアプローチと対比して、これらの回路は出力
電力の増加を有効に達成することができ、効率的な電力
の使用を保持している。

【００７６】更に、本発明の実施例はこの発明から離脱
することなく変更可能な種々のサイズの構成部品を使用
することができる。１例として、インダクタＬ₈とＬ
₉は、各々約４０ｎＨのインダクタンスとすることがで
きる。コンデンサＣ₁₇とＣ₁₈は各々約４．７ｐＦの容量
を有し、一方コンデンサＣ₁₆は約２２ｐＦの容量を有す
ることができる。抵抗Ｒ₂₃は約１５ｋΩの抵抗を有して
いても良い。抵抗Ｒ₂₂は約６．８ｋΩの抵抗を有してい
ても良い。一方抵抗Ｒ₂₄は約１８０Ωの抵抗を有してい
ても良い。

【００７７】図１１には、第１または第２周波数で選択
的に発振するためのシステム２００のブロック図を示
す。システム２００は、ｆ₁またはｆ₂の発振出力を発生
する発振器２２０と、発振出力を送信するアンテナ２２
５と、を有している。発振器２２０は、基準信号を発生
するＳＡＷまたはＢＡＷのような共振器（図示せず）
と、基準信号を増幅する増幅器と（図示せず）、基準信
号を増幅する増幅器に応答して発振出力を発生するイン
ダクタと、コンデンサを含む共振回路（図示せず）と、
を一般に有している。本発明の１つの実施例では、発振
器２２０はコルピッツ発振回路である。本発明のこの実
施例では、発振器２２０は平衡発振器を有している。

【００７８】更に、システム２００は、切替素子２０５
を有している。切替素子２０５は、選択信号２１０に応
答して、第１（Ｚ₁）または第２（Ｚ₂）のインピーダン
ス２１５を発振器２２０に供給する。この構成の結果と
して、システム２００の発振器の出力は、第１（Ｚ₁）
インピーダンスを発振器２２０を与える場合には第１周
波数ｆ₁で発振し、一方第２（Ｚ₂）インピーダンスを発
振器２２０に与える場合には第２周波数ｆ₂で発振す
る。

【００７９】切替素子２０５は、選択信号２１０の電圧
水準によって第１（Ｚ₁）及び第２（Ｚ₂）インピーダン
ス２１５の間で切り替わる。従って、選択信号２１０が
第１電圧水準にあると、第１インピーダンス（Ｚ₁）が
イネーブルされ、一方選択信号２１０が第２電圧水準に
あると、第２インピーダンス（Ｚ₂）がイネーブルされ
る。更に、既知の技術と違って、第１（Ｚ₁）及び第２
（Ｚ₂）インピーダンス２１５はそれぞれ、選択信号２
１０の電圧水準に依存しない固定されたインピーダンス
値を有している。従って、本発明は第１及び第２インピ
ーダンスを提供し、これらはいずれもドリフトする傾向
を有していない。

【００８０】本発明の好適な実施例では、切替素子２０
５は、バイポーラ接合トランジスタを有している。その
結果、切替素子２０５は選択信号２１０に応答して飽和
動作モードとオフ動作モードの間で切り替わる。また、
飽和モードとオフ・モードの間に於ける遷移中にトラン
ジスタが活性動作モードにある期間中に発生する好まし
くない反射を除去するため、フイルタ（図示せず）をま
た有している。

【００８１】図１２には、図１１のシステム２００を実
現した第１の回路２３０を示す。この第１の実現回路２
３０は、発振器２３５と変調器２４０と、を有してい
る。発振器２３５は、コルピッツ発振器を有している。
しかし、発振器２３５はその他の発振器の構成によって
も実現することができることは、当業者にとって明らか
であろう。

【００８２】コルピッツ発振器２３５は、トランジスタ
Ｑ₁₃と入力共振タンク回路を有している。このタンク回
路は、表面音波（「ＳＡＷ」）素子２４５のような共振
器と一対の帰還コンデンサＣ₂₂及びＣ₂₃と、を有してい
る。更に、発振器２３５はまた多数のバイアス共振器を
有し、トランジスタＱ₁₃の適切な動作を可能にする。第
１の実現回路２３０はインダクタＬ₁₁を有し、これはそ
の結果得られる発振出力信号を放射するアンテナ素子と
して動作する。

【００８３】構造上、トランジスタＱ₁₃は、ベースと、
コレクタと、エミッタと、を有している。ベース端子は
表面音波共振器２４５に結合し、コレクタはインダクタ
Ｌ₁₁に結合し、一方エミッタは抵抗Ｒ３１を介してアー
スに結合している。更に、帰還コンデンサＣ₂₃はエミッ
タとアースの間に結合されており、従ってこれは抵抗Ｒ
₃₁と並列である。帰還コンデンサＣ₂₂はコレクタとエミ
ッタの間に結合する。更に、第３コンデンサＣ₂₄をイン
ダクタＬ₁₁とアースの間に結合されていて、大きな容量
を提供して一定のＤＣ電圧を保持している。

【００８４】第１の実現回路２３０、更に詳しくは、Ｌ
₁₁とＣ₂₄は、直流（「ＤＣ」）電圧源に結合し、一般的
に６ＶのＤＣバイアス入力Ｖ_INを受信する。回路２３０
は、また切替素子即ち変調器２４０によってデータ入力
信号Ｖ_FM _DATAを受信し、ＲＦ搬送信号を符号化する。
上記で詳述したように回路２３０は、インダクタＬ₁₁を
介して放射出力信号を発生する。これによって、増幅器
として動作するトランジスタＱ₁₃は、共振タンク回路と
組み合わされて共振信号を発生し、これは発振電流信号
としてインダクタＬ₁₁に供給される。次にインダクタＬ
₁₁を介する発振電流信号の伝導によって、放射出力信号
を電磁界として転送する。

【００８５】変調器２４０によって、データ入力電圧信
号Ｖ_FM _DATAに応じた第１または第２インピーダンスが
与えられる。第１及び第２インピーダンスの各々は、デ
ータ入力電圧信号Ｖ_FM _DATAの電圧水準に依存せずに固
定されているので、その結果、インダクタＬ₁₁を通過す
る発振電流出力は、第１インピーダンスがイネーブルさ
れる場合、第１発振周波数を有し、第２インピーダンス
がイネーブルされる場合、第２発振周波数を有する。

【００８６】変調器２４０は、トランジスタＱ₁₂を有す
るトランジスタ回路によって実現する。トランジスタＱ
₁₂はバイポーラ接合トランジスタ（「ＢＪＴ」）によっ
て実現するのが好ましいが、電界効果トランジスタ
（「ＦＥＴ」）もまた使用することができる。トランジ
スタＱ₁₂は、入力抵抗Ｒ₂₆を介してデータ入力電圧信号
Ｖ_FM _DATAと結合したベースと、抵抗Ｒ₂₈とコンデンサ
Ｃ₂₁のノードの間に結合したコレクタと、アースに結合
したエミッタと、を有している。抵抗Ｒ₂₈とコンデンサ
Ｃ₂₁のノードによって、トランジスタＱ₁₂のコレクタか
ら固定インピーダンスが供給される。この構成によっ
て、変調器２４０はトランジスタＱ₁₂がオフ・モードで
動作している期間中の固定インピーダンスのみと、この
トランジスタＱ₁₂が飽和モードで動作する結果発生する
インピーダンスと上記の固定インピーダンスを組合わせ
たインピーダンスの間をシフトする。

【００８７】変調器２４０は、フィルタ２５０を更に有
している。フィルタ２５０を内臓することによって、ト
ランジスタＱ₁₂が活性動作モードで動作する期間中に発
生する好ましくない反射を除去する。フィルタ２５０
は、アースに結合した抵抗Ｒ₂₇とコンデンサＣ₂₀によっ
て構成する。データ入力電圧信号Ｖ_FM _DATAの電圧水準
によってトランジスタＱ₁₂はオフ・モードまたは飽和モ
ードのいずれかで動作する。しかし、データ入力電圧信
号Ｖ_FM _DATAの電圧水準がハイからローまたはローから
ハイに変化することによってトランジスタＱ₁₂はオフ・
モードから飽和モードにまたはこの逆に移動する。この
遷移期間中、一定期間の間、トランジスタＱ₁₂は直線の
活性動作モードで機能し始める。この結果、回路２３０
を介して潜在的に損傷の原因となる反射が発生するが、
これは内蔵したフィルタ２５０によって簡単に最小にす
ることができる。

【００８８】図１３には、図１１のシステム２００を実
現した好適な回路２５５を示す。ここで、回路２５５
は、平衡発振器２６０と変調器２６５を有している。平
衡発振器２６０は、第１及び第２疑似コルピッツ発振器
を有している。両疑似コルピッツ発振器は相互に対して
バランスし、共通のタンク回路と発振電流信号を共有し
て電力出力を高率化している。

【００８９】更に詳細な説明によれば、平衡発振器２６
０は、局所的発振信号を発生するための２つの疑似コル
ピッツ発振回路を有している。この発振回路は、第１ト
ランジスタＱ₁₄と第２トランジスタＱ₁₈と、を有し、こ
れらは各々その間に位置する共振素子２７０と結合して
いる。共振素子２７０は、インダクタＬ₁₂とＬ₁₃を駆動
する発振電流信号を発生し、安定させる直列共振入力タ
ンクとして動作する。これによって、共振ＲＦ搬送周波
数が得られる。

【００９０】第１及び第２トランジスタＱ₁₄とＱ₁₈は、
各々バイポーラ接合トランジスタ（「ＢＪＴ」）によっ
て構成するのが好ましい。しかし、ヘテロ接合バイポー
ラ・トランジスタ（「ＨＢＴ」）のような代替例も当業
者にとって明らかであろう。さらに実施例によれば、ト
ランジスタＱ₁₄とＱ₁₈は、各々ＭＭＢＴＨ１０型バイポ
ーラ・トランジスタである。

【００９１】トランジスタＱ₁₄とＱ₁₈は、各々増幅段と
して定常動作のための単一のループ利得を与えるために
動作する。両トランジスタＱ₁₄とＱ₁₈は、ベースと、コ
レクタと、エミッタと、を有しており、チューニングし
たＬＣ回路と正帰還を有する疑似コルピッツ発振器とし
て構成されている。同一の機能上の目的を達成するため
に、種々の他のトランジスタによる発振器の構成によっ
て上記の構成を代替することができることを当業者は理
解できよう。

【００９２】共振素子２７０は、トランジスタＱ₁₄とＱ
₁₈のベースの間に結合する。更に、抵抗Ｒ₃₄とＲ₄₀をそ
れぞれ各トランジスタＱ₁₄とＱ₁₈のベースと共振器２７
０の間のノードに加え、アースに結合してトランジスタ
Ｑ₁₄とＱ₁₈の動作をそれぞれ更に容易にする。共振器２
７０は、搬送信号の発振を安定させるように動作する効
果がある。共振素子２７０は、直列共振入力タンク回路
の表面音波（「ＳＡＷ」）素子によって構成するのが好
ましい。しかし、この実施例によれば、共振器２７０
は、ＲＦモノリシックス社が製造販売しているＲＯ２０
７３ＳＡＷ共振器である。

【００９３】回路２５５は、一対の出力タンク回路を有
している。各出力タンク回路は、コンデンサとインダク
タを有し、第１入力タンクは第１インダクタＬ₁₂を有し
ており、第２入力タンクは第２インダクタＬ₁₃を有して
いる。インダクタＬ₁₂とＬ₁₃は、各々これら両者を通過
する発振電流信号に応答して出力信号を放射するアンテ
ナ放射素子として動作する。第１インダクタＬ₁₂は、ト
ランジスタＱ₁₄のコレクタと、抵抗Ｒ₃₃、第１変調抵抗
Ｒ₃₈と電圧入力信号Ｖ_INが加えられているノードの間に
結合する。同様に、第２インダクタＬ₁₃は、トランジス
タＱ₁₈のコレクタと、抵抗Ｒ₃₉、第２変調抵抗Ｒ₃₅と電
圧入力信号Ｖ_INが加えられている同じノードの間に結合
する。従って、インダクタＬ₁₂とＬ₁₃は、このノードに
於いて共に直列に結合される。

【００９４】電圧入力源をこのノードに結合し、これに
対してＤＣ電圧入力Ｖ_INを印加する。本発明の１つの例
では、電圧入力信号ＶＩＮは＋３ボルトのＤＣ信号であ
る。インダクタＬ₁₂とＬ₁₃の間に＋３ボルトを印加する
ことによって、トランジスタＱ₁₄とＱ₁₈をバイアスし、
必要な利得を実現する。インダクタＬ₁₂とＬ₁₃は、各々
アンテナとして動作し、このアンテナは所定の搬送周波
数を有する発振信号を示す電磁界を送信及び放射する。

【００９５】変調器２６５は、ＦＭデータ入力に応答し
て機能的に第１または第２インピーダンスを供給する。
この目的のため、変調器は、入力抵抗Ｒ₃₆と鏡映配置に
あるトランジスタ回路を介して共振器２７０の両出力線
に結合したＦＭデータ入力を有している。ＦＭデータ入
力は、鏡映配置のトランジスタ回路を介してＳＡＷ共振
器２７０の両側に印加したオン／オフ・データ入力信号
Ｖ_FM _DATAを受信する。ＦＭデータ入力信号Ｖ_FM
_DATAは、搬送信号を変調スキームによって符号化し、搬
送信号に情報を与える。好適な変調フォーマットは周波
数シフト・キー（「ＦＳＫ」）であるが、当業者はパル
ス幅変調（「ＰＷＭ」）を含む他のスキームによってこ
れを容易に代替することができる。

【００９６】変調器２６５の鏡映的トランジスタ回路
は、一対のトランジスタＱ₁₅とＱ₁₆から構成されてい
る。トランジスタＱ₁₅とＱ₁₆の各々のベースは、ＦＭデ
ータ入力抵抗Ｒ₃₆とフィルタ２７５を結合するノードに
於いて相互に接続する。Ｖ_FM _DATAの電圧水準に応答し
て第１及び第２インピーダンスの間でシフトさせるた
め、変調器は、一対の抵抗−コンデンサ・ブランチを有
している。この対の各ブランチの第１レッグは、抵抗Ｒ
₃₅とＲ₃₈によってそれぞれ構成し、これらは電圧入力信
号Ｖ_IN、インダクタＬ₁₂とＬ₁₃、及び抵抗Ｒ₃₃とＲ₃₉を
取り付けているノードの間に結合する。各ブランチの第
２レッグは、コンデンサＣ₂₇とＣ₂₉を有しており、これ
らは共振器２７０の出力に結合する。これらのブランチ
の各々の各レッグの間には、各トランジスタＱ₁₅とＱ₁₆
の各コレクタを結合しているコレクタ・ノードが存在し
ている。各トランジスタＱ₁₅とＱ₁₆のエミッタは、更に
アースに結合している。

【００９７】フィルタ２７５を内臓することによって、
トランジスタＱ₁₅とＱ₁₆が活性動作モードで機能する期
間中に発生する好ましくない反射を除去する。フィルタ
２７５は、アースに結合した抵抗Ｒ₃₇とコンデンサＣ₂₈
によって構成する。データ入力電圧信号Ｖ_FM _DATAの電
圧水準によって、トランジスタＱ₁₅とＱ₁₆はオフ・モー
ドまたは飽和モードのいずれかで機能する。しかし、デ
ータ入力電圧信号Ｖ_FM _DATAの電圧水準がハイからローま
たはローからハイに変化することによってトランジスタ
Ｑ₁₅とＱ₁₆はオフ・モードから飽和モードにまたはこの
逆に移動する。この遷移期間中、一定期間の間、トラン
ジスタＱ₁₅とＱ₁₆は直線活性動作モードで機能し始め
る。この結果、回路２５５を介して潜在的に損傷の原因
となる反射が発生するが、これは内蔵したフィルタ２７
５によって簡単に最小にすることができる。

【００９８】ＳＡＷ共振器２７０は入力タンク回路を提
供し、これは一対の疑似コルピッツによって共有されて
いる。インダクタＬ₁₂は、コンデンサＣ₂₅とＣ₂₆と組み
合わされ、第１出力タンク回路を提供する。同様に、イ
ンダクタＬ₁₃は、コンデンサＣ₃₀とＣ₃₁と組み合わさ
れ、第２出力タンク回路を形成する。直列共振入力タン
クは共振信号の発振を安定させるが、これらの出力タン
クはＲＦ出力信号の放射を行う。コンデンサＣ₂₅とＣ₂₆
は、電圧分周器のネットワーク並びにトランジスタＱ₁₄
に対する正帰還経路をまた形成する。同様に、コンデン
サＣ₃₀とＣ₃₁は、電圧分周器とトランジスタＱ₁₈に対す
る正帰還経路を形成する。エネルギーはコンデンサ
Ｃ₂₅、Ｃ₂₆、Ｃ₃₀、Ｃ₃₁とインダクタＬ₁₂とＬ₁₃に効率
的に貯えられ、さもなければトランジスタＱ₁₄とＱ₁₈の
各サイクルに対して新たに要求されるエネルギーの量を
削減することによって放射効率を向上させる。

【００９９】特定の発明を図示の実施例を参照して説明
したが、この説明は限定された意味で解釈すべきことを
意味するものではない。本発明は好適な実施例について
説明しているが図示の実施例の種々の変形例と本発明の
他の実施例は、これに添付した請求項で述べているよう
に、本発明の技術思想から離脱することなくこの説明を
参照することによって当業者に明らとなることを理解し
なければならない。従って、添付の請求項は本発明の真
の範囲内にある全てのこのような変形例または実施例を
包含するものであると考える。

【０１００】ここで引用した全ての米国特許は、これら
の全体を説明したものとしてここに参考として含んでい
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、従来の単一のコルピッツ型発振及び送
信回路を示す回路図を示す。

【図２】図２は、平衡発振器と送信機のシステムのブロ
ック図を示す。

【図３】図３は、平衡発振器と送信機のシステムを実現
した第１回路を示す。

【図４】図４は、平衡発振器と送信機のシステムを実現
した第２回路を示す。

【図５】図５は、直列共振タンク回路を実現した回路を
示す。

【図６】図６は、図２の平衡発振器及び送信機システム
によって達成した電圧の波形をグラフによって示す。

【図７】図７は、好適な平衡発振器及び送信機システム
のブロック図を示す。

【図８】図８は、図７のシステムを実現した第１の回路
を示す。

【図９】図９は、図７のシステムを実現した第２の回路
を示す。

【図１０】図１０は、バッファした発振及び送信回路を
示す。

【図１１】図１１は、第１または第２周波数に於いて選
択的に発振を行うシステムのブロック図を示す。

【図１２】図１２は、図１１のシステムを実現した第１
回路を示す。

【図１３】図１３は、図１１のシステムを実現した好適
な回路を示す。

【符号の説明】

１０，７０，２００…システム１１…アンテナ１２，１５，７４，７６，１６２，２２０，２３５，２
６０…発振器１３，１７，８０，８４，９３…共振回路１４，１６，７８，８２，８８…増幅器１８，７２，１１２，２７０…共振器２０…送信回路２２，１７２，２７０…共振素子２４，１１４…電圧入力源２６，１１６…データ入力２８，１１８…ノード３０，３２，３４，３６，３８，４０，１２０，１２
２，１２４，１３０１４０，１４２，１４４，１４６…エミッタ４６…変圧器５２…フィルタ及びマッチング・ネットワーク６０…共振タンク回路６２，６４… 電圧波形６６…信号放射出力信号８６，８８，１６４…バッファ１１０…送信回路１００…アンテナ１２８，１３８…コレクタ１３６，１４２，１７６，１８４…ベース１６６…出力段１７２，２４５…表面音波素子２０５…切替素子２４０，２６５…変調器２５０，２７５…フィルタＣ…コンデンサＩ…発振電流信号Ｌ…インダクタＱ…トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１または第２発振周波数で選択的に発
振を行うシステムに於いて、上記システムは、発振出力を供給する発振器と、電圧を有する選択信号に応答して第１または第２インピ
ーダンスを選択する切替素子と、を有しており、上記インピーダンスは各々選択した信号電圧に依存せず
に固定され、上記発振出力は、上記第１インピーダンス
が与えられた場合には第１発振周波数で発振し、上記
第２インピーダンスが与えられた場合には第２発振周波
数で発振することを特徴とするシステム。
【請求項２】上記発振器は、基準信号を発生する共振器と、上記基準信号を増幅する増幅器と、上記増幅器が上記基準信号を増幅すると上記発振出力を
発生するようになっている共振回路と、を有することを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項３】上記共振器は表面音波（「ＳＡＷ」）素
子を有することを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項４】上記共振回路は、コンデンサとインダク
タを有することを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項５】上記増幅器はバイポーラ接合トランジス
タと電界効果トランジスタのうちの少なくとも１つを有
することを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項６】上記発振器は、平衡コルピッツ発振回路
を有することを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項７】上記選択信号は、上記切替素子が変調器
として動作するような周波数変調搬送波であることを特
徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項８】上記変調器は、周波数シフト・キー
（「ＦＳＫ」）変調法と周波数変調（「ＦＭ」）法のう
ちの少なくとも１方を使用することを特徴とする請求項
７記載のシステム。
【請求項９】上記発振出力を送信するアンテナを更に
有することを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項１０】上記切替素子は、上記選択信号に応じ
て飽和動作モードとオフ動作モードで駆動されるトラン
ジスタによって構成することを特徴とする請求項１記載
のシステム。
【請求項１１】上記切替素子は、上記トランジスタが
活性動作モードで駆動した場合に発生する好ましくない
反射を除去するためのフイルタを更に有することを特徴
とする請求項１０記載のシステム。
【請求項１２】上記第１インピーダンスは約６ｐＦの
容量と約１００Ωの抵抗によって構成され、上記第２イ
ンピーダンスは約１０ｐＦの容量と約１０，０００Ωの
抵抗によって構成されていることを特徴とする請求項１
０記載のシステム。