JP2006108937A

JP2006108937A - 送信装置及び歪補償方法

Info

Publication number: JP2006108937A
Application number: JP2004290690A
Authority: JP
Inventors: Shinji Ueda; 真司上田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-10-01
Filing date: 2004-10-01
Publication date: 2006-04-20
Also published as: WO2006038484A1

Abstract

【課題】演算量を抑えて精度良く歪みを補償すること。
【解決手段】畳み込み演算部１０４、ベクトル調整部１０５によりプリディストーション用信号を生成し、選択部１０６においてプリディストーション用信号を逆フーリエ変換される帯域内に制限し、送信信号に予め重畳しておく。増幅部１１３では非線形性による歪信号が発生するが、増幅部１１３の入力信号にはプリディストーション用信号が重畳されているため、逆フーリエ変換される帯域内にでは歪信号は打ち消される。また、信号帯域幅より大きく逆フーリエ変換される帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタ１１４を通すことにより、逆フーリエ変換される帯域幅を超える範囲外の歪信号が除去される。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチキャリア無線通信においてプリディストーション歪補償を行う送信装置及び歪補償方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）のように多数のサブキャリアを周波数軸上に等間隔に配置して送受信する通信方式では、ミキサや増幅器における入出力特性の奇数次成分（３次、５次など）に起因する非線形歪（相互変調歪）が発生し、この歪みにより品質の劣化が生じる。

この問題を解決する方法としてあらかじめ歪の逆特性を信号に加えておき、歪発生時に打ち消されるようにするプリディストーション歪補償が提案されている。以下、２つの例を示す。

特許文献１では、ＯＦＤＭ変調器のＩＦＦＴ入力信号（サブキャリア情報）を用いたプリディストータであり、２信号の相互変調歪の周波数がその２信号の周波数関係によって決定することを利用して、各サブキャリアから２個選択する組合せをすべて計算し、それぞれのサブキャリアの位相を合成してマルチキャリアの３次の相互変調歪を計算する。３信号からも同様に３次歪が発生するので、同様に３個選択する組合せをすべて計算し、３次の相互変調歪を計算する。そして、得られた相互変調歪を振幅・位相調整し、元のサブキャリア情報に加算して、ＩＦＦＴを行う。

特許文献２では、ディジタル信号処理にてベースバンド信号（時間領域信号）の奇数乗を計算し、係数を乗じることで、奇数次の非線形歪を生成する。あるいは、増幅器の入出力逆特性を用いて歪信号を生成する。そして、生成された歪信号を元の信号に加えることでプリディストーションを行う。
特開２０００−４９７４５号公報国際公開第００／７４２３２号パンフレット

しかしながら、上記特許文献１では、サブキャリア数をnとして３次歪を計算する２信号の組合せは_nC₂=n(n-1)/2、３信号の組合せは_nC₃=n(n-1)(n-2)/6 であり、多大な演算量（ｎ^３のオーダ）が必要となってしまう。また、３次歪をすべてＩＦＦＴするためにはサブキャリア数の３倍の点数を持つＩＦＦＴが必要となってしまう。

また、上記特許文献２では、時間信号を単純に３乗した場合、周波数成分として信号帯域幅の３倍の周波数に及ぶ信号となる。一方で、サンプリング周波数は一般に信号帯域幅の高々２倍程度とするのが一般的かつ現実的であり、３倍の帯域幅の歪が生じた場合は、サンプリング定理に起因する折り返し成分を生じて、正しく歪が表現されない。さらに、高次の（５次以上）奇数次の非線形歪が存在した場合においては、さらに５倍以上の帯域幅に広がるため、さらに高次の歪を正しく実現するためには非常に高速なクロックが必要となる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、演算量を抑えて精度良く歪みを補償することができる送信装置および歪補償方法を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため、本発明の送信装置は、複数のサブキャリア情報からなる送信信号に対して畳み込み演算を行う畳み込み演算手段と、前記畳み込み演算によって得られた信号の振幅・位相を調整してプリディストーション用信号を得るベクトル調整手段と、前記送信信号と前記プリディストーション用信号を合成して合成信号を得る合成手段と、前記合成信号を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ手段と、前記逆フーリエ変換によって得られた信号を増幅する増幅手段と、を具備する構成を採る。

本発明の送信装置は、前記プリディストーション用信号のサブキャリアのうち、逆フーリエ変換される帯域内のサブキャリアを選択する選択手段を具備し、前記合成手段は、前記選択手段にて選択されたサブキャリアのプリディストーション用信号を前記送信信号と合成する構成を採る。

本発明の送信装置は、前記送信信号の帯域幅より大きく前記逆フーリエ変換される帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタを具備し、前記帯域制限フィルタに前記増幅手段にて増幅された信号を通す構成を採る。

本発明の歪補償方法は、複数のサブキャリア情報からなる送信信号に対して畳み込み演算を行う畳み込み演算工程と、前記畳み込み演算によって得られた信号の振幅・位相を調整してプリディストーション用信号を得るベクトル調整工程と、前記送信信号と前記プリディストーション用信号を合成して合成信号を得る合成工程と、前記合成信号を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ工程と、前記逆フーリエ変換によって得られた信号を増幅する増幅工程と、を具備する方法を採る。

本発明の歪補償方法は、前記プリディストーション用信号のサブキャリアのうち、逆フーリエ変換される帯域内のサブキャリアを選択する選択工程を具備し、前記合成工程は、前記選択工程にて選択されたサブキャリアのプリディストーション用信号を前記送信信号と合成する方法を採る。

本発明の歪補償方法は、前記送信信号の帯域幅より大きく前記逆フーリエ変換される帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタを生成し、前記帯域制限フィルタに前記増幅工程にて増幅された信号を通す方法を採る。

本発明によれば、増幅器にて生じる歪信号に対して、逆フーリエ変換される帯域内のものについてはこれを打ち消す信号を逆フーリエ変換前に送信信号に重畳することにより除去し、逆フーリエ変換される帯域外のものについては帯域制限フィルタを通すことにより除去する。これにより、演算量を抑えて精度良く歪みを補償することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、サブキャリア数をＮ、歪信号を周波数領域で表現したときの点数をＭ、ＩＦＦＴの点数をＰとする。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す送信装置は、Ｓ／Ｐ変換部１０１と、ゼロ付加部１０２と、遅延部１０３と、畳み込み演算部１０４と、ベクトル調整部１０５と、選択部１０６と、合成部１０７と、ＩＦＦＴ部１０８と、Ｐ／Ｓ変換部１０９と、ＧＩ付加部１１０と、ＤＡ変換部１１１と、周波数変換部１１２と、増幅部１１３と、帯域制限フィルタ１１４と、アンテナ１１５とから主に構成される。

Ｓ／Ｐ変換部１０１は、シリアルな送信データを、Ｎ個のサブキャリア情報からなる信号S(n) (n=1, 2, …, N)に変換する。信号S(n)は２つに分岐され、一方はゼロ付加部１０２に入力され、他方は畳み込み演算部１０４に入力される。以下、信号S(n)の帯域を「信号帯域」という。

ゼロ付加部１０２は、サンプリング周波数と等しい帯域であって逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）される帯域（以下、「ＩＦＦＴ帯域」という）内において、信号S(n)に零点を挿入してＩＦＦＴ点数Ｐと一致させた信号S’(n) (n=1, 2, …, P)を生成し、遅延部１０３に出力する。図２は、信号S(n)及び信号S’(n)を示す。なお、図２の横軸は周波数、縦軸は電力であり、fsはサンプリング周波数を示す。ＩＦＦＴ帯域は、-fs/2からfs/2までの帯域である。

遅延部１０３は、畳み込み演算部１０４、ベクトル調整部１０５、選択部１０６の処理に要するクロック分だけ信号S’(n)を遅延させる。

畳み込み演算部１０４は、信号S(n)に対して畳み込み演算を行い、演算によって得られた信号U(n)(n=1, 2, …, M) (M>N)を生成し、ベクトル調整部１０５に出力する。信号U(n)は、３次歪を打ち消す信号の元となる信号である。図３は、信号U(n)を示す。なお、畳み込み演算部１０４の詳細な内部構成については後述する。

ベクトル調整部１０５は、増幅部１１３で発生する歪信号を打ち消すように信号U(n)の振幅・位相を調整し、調整後の信号（以下、「プリディストーション用信号」という）を選択部１０６に出力する。振幅調整方法の例として、増幅部１１３へ入力される信号のサブキャリア１個あたりの電力に対応する３次の相互変調歪の大きさと、サブキャリア１個あたりの電力との比の平方根を、S(n)の２乗平均値の平方根に乗じた値とする方法が挙げられる。この方法の場合、歪の大きさを合わせ込んだ後、ベクトル調整部１０５は、位相変化量を調整する。なお、この方法以外にも、トレーニング信号を用いて、送信増幅器出力の歪がなくなるようにベクトル調整量を調整する方法を用いても良い。

選択部１０６は、プリディストーション用信号U(n)の１〜Ｍの周波数成分のうち、ＩＦＦＴ帯域内のＰ個を選択し、選択後の信号V(n) (n=1, 2, …, P)を合成部１０７に出力する。信号V(n)は、ＩＦＦＴ帯域内において歪信号を打ち消すための信号である。図４は、信号V(n)を示す。

合成部１０７は、信号S’(n)と信号V(n)を合成し、合成後の信号S’’(n)をＩＦＦＴ部１０８に出力する。

ＩＦＦＴ部１０８は、信号S’’(n)に対して逆フーリエ変換を行う。Ｐ／Ｓ変換部１０９は、ＩＦＦＴ部１０８の出力信号をシリアルデータに変換する。ＧＩ付加部１１０は、Ｐ／Ｓ変換部１０９の出力信号に対してガードインターバルを付加する。ＤＡ変換部１１１は、ディジタル信号であるＧＩ付加部１１０の出力信号をアナログ信号に変換する。周波数変換部１１２は、ベースバンド周波数であるＤＡ変換部１１１の周波数を無線周波数に変換する。

増幅部１１３は、周波数変換部１１２の出力信号を増幅する。帯域制限フィルタ１１４は、増幅部１１３の出力信号の帯域を制限する。帯域制限フィルタ１１４の出力信号は、アンテナ１１５から無線送信される。

ここで、増幅部１１３では非線形性による歪信号（図５）がＩＦＦＴ帯域幅を超える範囲で発生するが、図６に示すように、増幅部１１３の入力信号には、信号V(n)が重畳されているため、ＩＦＦＴ帯域内の歪信号は打ち消される（図７）。また、図８に示すように、信号帯域幅より大きくＩＦＦＴ帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタ１１４を通すことにより、ＩＦＦＴ帯域外の歪信号が除去される（図９）。なお、図５〜図９において、fcは、無線周波数の中心周波数を示す。

このように、本実施の形態では、増幅部１１３にて生じる歪信号に対して、ＩＦＦＴ帯域内のものについてはこれを打ち消す信号をＩＦＦＴ前に送信信号に重畳することにより増幅部１１３において除去し、ＩＦＦＴ帯域外のものについては帯域制限フィルタ１１４を通すことにより除去する。これにより、演算量を抑えて精度良く歪みを補償することができる。

次に、上記の内容について、他の観点から説明する。

ベースバンド信号およびＲＦ（無線周波数）信号を時間領域で、それぞれs_BB(t)、s_RF(t)と表すと、両者は以下の式（１）の関係にある。s_RF(t)を図示すると、図１０（ａ）となる。

ここで、{ }^＊は複素共役を表す。なお、実部を取り出す式としては、以下の式（２）を用いた。

このＲＦ信号の３乗を計算すると以下の式（３）となる。なお、図１０（ｂ）はＲＦ信号の２乗を図示したものであり、図１０（ｃ）はＲＦ信号の３乗を図示したものである。

このうち、３次相互変調歪ＩＭ３（3^rd order Inter Modulation distortion）としてＲＦ信号帯域に落ち込んでくる成分s_{IM3_RF}(t)は、以下の式（４）となる。

したがって、歪成分をベースバンド信号s_{IM3_BB}(t)として表現すると、以下の式（５）となる。なお、式（５）において比例係数は省略する。

時間領域での乗算は周波数領域での畳み込みであり、複素共役のフーリエ変換は周波数軸で反転した上で複素共役を取ればよいから、これをフーリエ変換して周波数領域で表現すると、以下の式（６）となる。ここで、s_BB(t)とs_{IM3_BB}(t)のフーリエ変換を、それぞれS_BB(f)とS_{IM3_BB}(f)とする。

すなわち、畳み込み演算部１０４にて、ベースバンド信号の周波数特性を１個だけ周波数軸上で反転かつ複素共役を取って３個畳み込み積分を行うとＲＦ帯で３乗の演算を行って同じＲＦ帯に落ち込んでくる３次歪成分（信号U(n)）を作り出すことが可能となる。

そして、ベクトル調整部１０５にて、信号U(n)の振幅・位相を調整することにより増幅器やミキサで生じる歪を打ち消す信号とすることができ、プリディストーションを実現することが可能となる。なお、上記の各式では連続関数のフーリエ変換で表現したが、時間的離散信号として処理することもできる。その場合は、以下の式（７）のように畳み込み和を計算することになる。なお、式（７）においてｋは周波数軸のインデックスを示す。

畳み込み演算で得られた歪信号の振幅調整レベルは、サブキャリア当たりの無線平均電力に対する２信号ＩＭ３の大きさの比の平方根とS_BB(k)の２乗平均の平方根を乗じた値とする。

ここで、以下の式（８）で示されるサブキャリア２個で構成されるＯＦＤＭ信号s_BB(t)を考える。

この信号の周波数領域表現すなわちサブキャリア配置S(k)は、ＤＣ成分を考慮すると、以下の式（９）で表される。

このS(k)に対して畳み込み演算を行えば、以下の式（１０）となり、送信信号、３次歪（重み係数a）及び送信信号と３次歪を合成した信号を図示すると図１１のようになる。なお、図１１（ａ）は送信信号、図１１（ｂ）は３次歪、図１１（ｃ）は送信信号と３次歪を合成した信号を示す。

一方、２信号を増幅器に入力したときの相互変調歪をスペクトラムアナライザで測定すると図１２のようになる。図１１と図１２は同じ現象を表しており、このことから上式で求めた歪のスケーリング係数として、スペクトラムアナライザで求めた３次相互変調歪の大きさを利用することができる。

従って、あらかじめ増幅器の３次相互変調歪特性を求めておき、次いで、サブキャリア１個あたりの電力に対する３次相互変調歪を求め、これを、畳み込み演算で得られた歪信号に掛け合わせることにより増幅器で発生する歪と同じ大きさの歪を作ることができ、効果的に歪補償を行うことが可能になる。

すなわち、入出力特性の多項式近似による近似式を敢えて求める必要はなく、従来の相互変調歪を求める方法（２信号による測定、例えば図１２）により電力増幅器の歪特性を求めておけば、増幅器で発生する歪を打ち消すための信号のレベルを決定することができる。

その演算量は、１回目の畳み込みがＮ×Ｎ＝Ｎ^２、２回目の畳み込みが（２Ｎ−１）×Ｎ＝２Ｎ^２−Ｎであり、合計でもＮ^２のオーダであり、従来に比べて演算量の改善を図ることができる。また、畳み込み演算は技術的に成熟した演算手法であり、従来の高速化手法を用いることで処理の高速化を期待することができる。なお、上記演算はディジタル信号処理で実現できるため、経年劣化の影響はない。

ただし、図１３に示すように、ＩＦＦＴ帯域が信号帯域幅の３倍に満たない場合、送信信号とプリディストーション用信号とをそのまま合成してＩＦＦＴを行うと、サンプリング定理によりＩＦＦＴ帯域の外の帯域部分（図１３のＡ部分）が折り返してＩＦＦＴ帯域内に入り込んでしまう。この結果、図１３のＢ部分はＲＦ帯で発生する歪と異なるものとなり、プリディストーションの効果が低減する。

そこで、選択部１０６にてプリディストーション用信号のＩＦＦＴ帯域内の成分のみを選択する。これにより、ＩＦＦＴ帯域内で最大限の歪抑圧効果を得ることができる。

また、帯域制限フィルタ１１４を用いて帯域制限を行うことにより、増幅部１１３にてキャンセルされなかったＩＦＦＴ帯域外の不要な歪成分を除去することができる。

ここで、一般には、ＯＦＤＭにおけるＩＦＦＴではすべての点を用いるわけではなく、ナイキスト周波数（fs、-fs）に近い部分の周波数成分は用いられない。

したがって、帯域制限フィルタ１１４は信号帯域からＩＦＦＴ帯域にかけて通過域から減衰域へ遷移すればよいので、帯域制限フィルタ１１４のカットオフ特性は急峻なものである必要はない。

なお、本実施の形態において、帯域制限フィルタ１１４の中心周波数をチューナブルとして可変にすることにより、送信信号の帯域を複数切り替える場合に対応することができる。

また、ＩＦＦＴ帯域幅が信号帯域幅の３倍以上あれば、３次歪を打ち消すための信号すべてを表現することができるため、増幅器でキャンセルされない３次歪はなくなる。この場合、選択部１０６、帯域制限フィルタ１１４が不要となる。

次に、畳み込み演算部１０４の詳細な内部構成について、図１４を用いて説明する。

Ｓ／Ｐ変換部１０１から出力され信号S(n) (n=1, 2, …, N) は、分配部２０１にて分配され、メモリ２０２、メモリ２０３及び逆順並び替え部２０６に入力される。

畳み込み演算器２０４は、以下の式（１１）に示すように、メモリ２０２に格納された配列とメモリ２０３に格納された配列との畳み込み演算を行い、演算結果S₂(k) (k=1, 2, …, 2N-1)をメモリ２０５に出力する。なお、メモリ２０２とメモリ２０３は全く同等の内容なので実機においてはどちらか一方を省略することができる。
S₂(k) = S(k)＊S(k) ・・・（１１）

逆順並び替え部２０６は、S_rev(k)=S(N-n+1) のようにサブキャリアの周波数の高低の順番を逆にする。複素共役部２０７は、S_rev(k)の複素共役{ S_rev(k)}^*をとり、これをメモリ２０８に出力する。

畳み込み演算器２０９は、以下の式（１２）に示すように、メモリ２０５に格納された配列S₂(k)とメモリ２０８に格納された配列{S_rev(k)}^* との畳み込み演算を行う。この演算によって得られた信号S₃(k)は、畳み込み演算部１０４の出力となり、ベクトル調整部１０５に入力される。
S₃(k) = S_２(k)＊{S_rev(k)}^* = S(k)＊S(k)＊{S_rev(k)}^* ・・・（１２）

なお、図１４では、３次歪に対するプリディストーション用信号を生成する場合について説明したが、畳み込み演算部１０４は、メモリ、畳み込み演算器を追加することにより２ｎ＋１次（ｎは２以上の自然数）のプリディストーション用信号を生成することができる。この場合、振幅・位相差の調整のため、それぞれのプリディストーション用信号はベクトル調整され合成される。

（実施の形態２）
実施の形態２は、上記実施の形態１に対して、歪抑圧量をフィードバックにより決定する機能を追加したものである。

図１５は、本実施の形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１５に示す送信装置において、図１に示した送信装置と共通する構成部分には、図１と同一符号を付してその詳しい説明を省略する。図１５に示す送信装置は、図１に示した送信装置と比較して、カプラ３０１、周波数変換部３０２、ＡＤ変換部３０３、Ｓ／Ｐ変換部３０４、ＦＦＴ部３０５及び歪検出部３０６を追加した構成を採る。

カプラ３０１は、帯域制限フィルタ１１４の出力信号を２つに分岐させ、一方をアンテナ１１５に出力し、他方を周波数変換部３０２に出力する。周波数変換部３０２は、無線周波数であるカプラ３０１の出力信号の周波数をベースバンド周波数に変換する。ＡＤ変換部３０３は、アナログ信号である周波数変換部３０２の出力信号をディジタル信号に変換する。Ｓ／Ｐ変換部３０４は、ＡＤ変換部３０３の出力信号をパラレルデータに変換する。ＦＦＴ部３０５は、Ｓ／Ｐ変換部３０４の出力信号に対してフーリエ変換を行う。

歪検出部３０６は、ＦＦＴ部３０５の出力信号の信号帯域内電力と信号帯域外電力との比に基づいてベクトル調整部１０５における振幅値・位相値を計算し、信号帯域外電力が最小となる位相を計算する。

このように、本実施の形態によれば、温度変化等の要因による増幅器やミキサなどの非線形特性の変動に対しても歪補償効果を低下させることなく適応的に最大限の歪補償効果を得ることができる。

なお、本発明は、各サブキャリアのシンボルとして符号分割多重されたＯＦＣＤＭにおいてもサブキャリア当たりの平均電力および畳み込み演算が利用可能であるので、ＯＦＤＭの場合と同等の歪除去効果を得ることができる。

本発明は、マルチキャリア無線通信においてプリディストーション歪補償を行う送信装置に用いるに好適である。

本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図上記実施の形態に係る送信装置のＳ／Ｐ変換部及びゼロ付加部の出力信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の畳み込み演算部の出力信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の選択部の出力信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の増幅部にて発生する歪信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の増幅部の入力信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の増幅部の出力信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の帯域制限フィルタの通過域を示す図上記実施の形態に係る送信装置の帯域制限フィルタの出力信号を示す図ＲＦ信号、ＲＦ信号の２乗、ＲＦ信号の３乗を示す図送信信号と３次歪（重み係数a）を合成した信号を示す図２信号を増幅器に入力したときの相互変調歪をスペクトラムアナライザで測定した結果を示す図送信信号とプリディストーション用信号とをそのまま合成してＩＦＦＴを行った場合の信号を示す図上記実施の形態に係る送信装置の畳み込み演算部の内部構成を示す図本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図

符号の説明

１０１Ｓ／Ｐ変換部
１０２ゼロ付加部
１０３遅延部
１０４畳み込み演算部
１０５ベクトル調整部
１０６選択部
１０７合成部
１０８ＩＦＦＴ部
１０９Ｐ／Ｓ変換部
１１０ＧＩ付加部
１１１ＤＡ変換部
１１２周波数変換部
１１３増幅部
１１４帯域制限フィルタ
１１５アンテナ
３０１カプラ
３０２周波数変換部
３０３ＡＤ変換部
３０４Ｓ／Ｐ変換部
３０５ＦＦＴ部
３０６歪検出部

Claims

複数のサブキャリア情報からなる送信信号に対して畳み込み演算を行う畳み込み演算手段と、前記畳み込み演算によって得られた信号の振幅・位相を調整してプリディストーション用信号を得るベクトル調整手段と、前記送信信号と前記プリディストーション用信号を合成して合成信号を得る合成手段と、前記合成信号を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ手段と、前記逆フーリエ変換によって得られた信号を増幅する増幅手段と、を具備することを特徴とする送信装置。
前記プリディストーション用信号のサブキャリアのうち、逆フーリエ変換される帯域内のサブキャリアを選択する選択手段を具備し、前記合成手段は、前記選択手段にて選択されたサブキャリアのプリディストーション用信号を前記送信信号と合成することを特徴とする請求項１記載の送信装置。
前記送信信号の帯域幅より大きく前記逆フーリエ変換される帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタを具備し、前記帯域制限フィルタに前記増幅手段にて増幅された信号を通すことを特徴とする請求項２記載の送信装置。
複数のサブキャリア情報からなる送信信号に対して畳み込み演算を行う畳み込み演算工程と、前記畳み込み演算によって得られた信号の振幅・位相を調整してプリディストーション用信号を得るベクトル調整工程と、前記送信信号と前記プリディストーション用信号を合成して合成信号を得る合成工程と、前記合成信号を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ工程と、前記逆フーリエ変換によって得られた信号を増幅する増幅工程と、を具備することを特徴とする歪補償方法。
前記プリディストーション用信号のサブキャリアのうち、逆フーリエ変換される帯域内のサブキャリアを選択する選択工程を具備し、前記合成工程は、前記選択工程にて選択されたサブキャリアのプリディストーション用信号を前記送信信号と合成することを特徴とする請求項４記載の歪補償方法。
前記送信信号の帯域幅より大きく前記逆フーリエ変換される帯域幅より小さい通過帯域を有する帯域制限フィルタを生成し、前記帯域制限フィルタに前記増幅工程にて増幅された信号を通すことを特徴とする請求項５記載の歪補償方法。