JP2006067036A - 高周波受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 信号帯域幅の制限、受信周波数および復調器に入力される周波数の変更、およびフィルタの特性の強化を行わなくても妨害波の影響を軽減することが可能な高周波受信装置の提供。
【解決手段】 第２ミキサ１０８の出力信号から方向性結合器２０１、帯域除去フィルタ２０２、検波器２０３を介して妨害波が検出されると、制御部１１３は妨害波を減衰させるよう第１シンセサイザ１０５の発振周波数を制御する。同時に、その発振周波数の変化分を打ち消すように第２シンセサイザ１０９の発振周波数を変更する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波受信装置に関し、特にダブルコンバージョン方式の高周波受信装置に関する。

図６は従来の高周波受信装置の一例の構成図である。同図を参照すると、従来の高周波受信装置の一例はアンテナ１０１と、バンドパスフィルタ１０２と、ローノイズ増幅器１０３と、第１ミキサ（周波数混合器）１０４と、第１シンセサイザ（局部発振器）１０５と、バンドパスフィルタ１０６と、増幅器１０７と、第２ミキサ１０８と、第２シンセサイザ１０９と、ローパスフィルタ１１０と、増幅器１１１と、復調器（ＤＥＭ）１１２と、制御部１１３とを含んで構成される。

アンテナ１０１に入力された周波数ｆＲＦの信号はバンドパスフィルタ１０２により帯域制限される。バンドパスフィルタ１０２により帯域制限された信号波はローノイズ増幅器１０３により増幅され、第１ミキサ１０４に入力される。

第１ミキサ１０４では信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１と混合され、第１ＩＦ（中間周波）周波数ｆ１Ｆ１（＝ｆＲＦ−ｆＬＯ１）に変換される。

第１ＩＦ周波数ｆ１Ｆ１に変換された信号はバンドパスフィルタ１０６および増幅器１０７を通り第２ミキサ１０８に入力される。

第２ミキサ１０８では信号周波数ｆ１ＲＦが第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２と混合され、第２ＩＦ周波数ｆ１Ｆ２（＝ｆ１Ｆ１−ｆＬＯ２）に変換される。

第２ＩＦ周波数ｆ１Ｆ２に変換された信号はローパスフィルタ１１０および増幅器１１１で帯域制限および増幅された後、復調器１１２で信号が復調される。

なお、ローパスフィルタ１１０は第２ミキサ１０８の出力からリークする第２シンセサイザ１０９の周波数ｆＬＯ２を切る程度のものとする。

いま、一例として、入力信号の周波数ｆＲＦを２００００ＭＨｚ、第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１を１７０００ＭＨｚ、第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２を２８００ＭＨｚ、妨害波の周波数ｆＲＦ_1を１９９００ＭＨｚとする。

アンテナ１０１に信号波ｆＲＦと妨害波ｆＲＦ_1が入ってきた場合、信号波ｆＲＦは第１ミキサ１０４によりｆ１Ｆ１＝３０００ＭＨｚ（＝ｆＲＦ−ｆＬ０１）、第２ミキサ１０９によりｆ１Ｆ２＝２００ＭＨｚ（＝ｆ１Ｆ１−ｆＬ０２）に変換される。

同様に妨害波ｆＲＦ_1は第１ミキサ１０４によりｆ１Ｆ１_1＝２９００ＭＨｚ（＝ｆＲＦ_1−ｆＬ０１）、第２ミキサ１０９によりｆ１Ｆ２_1＝１００ＭＨｚ（＝ｆ１Ｆ１_1−ｆＬ０２）に変換される。

この場合、第２ＩＦ段の増幅器１１１に信号波の２００ＭＨｚと妨害波の１００ＭＨｚが入力されるが、増幅器１１１により妨害波の２倍が発生し、信号周波数と同じ２００ＭＨｚとなって復調器１１２に入力されるため、通信エラーが発生する。

なお、バンドパスフィルタ１０２は一般的に規定された周波数帯域における周波数チャンネルの全てもしくはいくつかが通るような帯域で作られているため、妨害波ｆＲＦ_1を減衰させることはできない。

この通信エラーを防ぐ手段としてバンドパスフィルタ１０６の特性を強化し妨害波を減衰させることが考えられる。

一方、この種の妨害波の減衰を目的とする他の発明が特許文献１〜４に開示されている。特許文献１開示の発明は、シングルコンバージョンの無線通信装置において、周波数シンセサイザを制御し、局部発振信号の中間周波数を変化させ、送信信号の中心周波数を移動させ、規定周波数の帯域外に現れた周波数成分をノッチフィルタで除去し、受信側でも同様の手順により局部発振信号の中間周波数を変化させて受信を行い、干渉波の影響を低減させる、というものである。

特許文献２開示の発明は、受信局の周波数に応じてフィルタ手段の中から対応する可変帯域通過フィルタを選択し、選択したフィルタの中心周波数を受信局の周波数付近に設定し、フィルタの妨害波排除能力の劣化を防止する、というものである。

特許文献３開示の発明は、トリプルコンバージョン受信機において、中間周波数帯のバンドパスフィルタ２段によって通過帯域を制限して妨害波を除去する、というものである。

特許文献４開示の発明は、１セグメント３セグメント共用デジタル音声放送受信機で、操作者が選局したいセグメントを入力すると、マイコンはその選局されたセグメントがチャネル端であるか否かを判定し、チャネル端である場合は１ｓｔＶＣＯから発生される局部発振周波数を希望の周波数から１セグメント分ずらし、ずらした周波数を２ｎｄミキサによって元に戻す、というものである。

特開平７−１５３９１号公報（段落００２０、００２４、図１、図２） 特開平７−２３１２７３号公報（段落００１５、図１） 特開平１１−３１２９９０号公報（段落００１５、図１） 特開２００３−２０４２７３号公報（段落００１０、００１１、図１、図２）

しかし、図６記載の従来の高周波受信装置において、バンドパスフィルタ１０６の通過帯域は伝送レート（すなわち信号波の帯域）による制限があり、またフィルタを狭帯域化すると一般的に信号帯域の周波数特性の劣化につながるという欠点がある。

また、バンドパスフィルタ１０６の通過帯域をそのままに、信号帯域外の減衰を増やすことも可能であるが、その場合はフィルタの段数を増やすことになり、実装面積や素子数が多くなったことによる特性のばらつきが大きくなるという欠点がある。

また、ローパスフィルタ１１０をバンドパスフィルタに変更することも１つの手段であるが、第２ＩＦの周波数帯でバンドパスフィルタを構成すると、回路規模や実装面積が大きくなるという欠点がある。

一方、特許文献１開示の発明は、シングルコンバージョンである点で本発明と全く相違し、さらに決められた周波数で通信を行っている場合には適用できないという欠点がある。

また、特許文献２開示の発明は、複数の可変帯域通過フィルタを設ける構成であり、実装面積や部品コストの増加につながるという欠点がある。

また、特許文献３開示の発明は、通過帯域が狭くなり、かつ回路構成が大きくなるという欠点がある。

また、特許文献４開示の発明は、１ｓｔＶＣＯから発生される局部発振周波数を所定周波数（この例では１セグメント分）ずらし、ずらした周波数を２ｎｄＶＣＯから発生される局部発振周波数によって元に戻す、という点で本発明と共通するが、本発明では第２ミキサの直後に設けた方向性結合器により受信信号の一部を取り出し、その中から妨害波を検出しているのに対し、特許文献４開示の発明では、操作者が選局したセグメントがチャネル端であるか否かによって、妨害波の影響の有無を判定しており、この点において本発明は特許文献４開示の発明と構成が全く相違する。

そこで本発明の目的は、信号帯域幅の制限、受信周波数および復調器に入力される周波数の変更、およびフィルタの特性の強化を行わなくても妨害波の影響を軽減することが可能な高周波受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明による高周波受信装置は、ダブルコンバージョン方式の高周波受信装置であって、その装置は第２中間周波信号の一部を抽出する信号抽出手段と、前記信号抽出手段で抽出された信号から妨害波を検出し、第１中間周波数を制御する制御手段とを含むことを特徴とする。

本発明によれば、第１中間周波数を変更することにより妨害波を減衰させるが、第２中間周波数は変更しない。

本発明によれば、上記構成を有することにより、信号帯域幅の制限、受信周波数および復調器に入力される周波数の変更、およびフィルタの特性の強化を行わなくても妨害波の影響を軽減することが可能となる。

以下、本発明の実施例について添付図面を参照しながら説明する。

図１は本発明に係る高周波受信装置の第１実施例の構成図である。なお、図６の従来例と同様の構成部分については同一番号を付す。

図１を参照すると、本発明に係る高周波受信装置はアンテナ１０１と、バンドパスフィルタ１０２と、ローノイズ増幅器１０３と、第１ミキサ（周波数混合器）１０４と、第１シンセサイザ（局部発振器）１０５と、バンドパスフィルタ１０６と、増幅器１０７と、第２ミキサ１０８と、第２シンセサイザ１０９と、ローパスフィルタ１１０と、方向性結合器２０１と、増幅器１１１と、復調器（ＤＥＭ）１１２と、帯域除去フィルタ２０２と、検波器（ＤＥＴ）２０３と、制御部１１３とを含んで構成される。

アンテナ１０１に入力された周波数ｆＲＦの信号はバンドパスフィルタ１０２により帯域制限される。バンドパスフィルタ１０２により帯域制限された信号波はローノイズ増幅器１０３により増幅され、第１ミキサ１０４に入力される。

第１ミキサ１０４では信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１と混合され、第１ＩＦ（中間周波）周波数ｆ１Ｆ１（＝ｆＲＦ−ｆＬＯ１）に変換される。

第１ＩＦ周波数ｆ１Ｆ１に変換された信号はバンドパスフィルタ１０６および増幅器１０７を通り第２ミキサ１０８に入力される。

第２ミキサ１０８では信号周波数ｆ１ＲＦが第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２と混合され、第２ＩＦ周波数ｆ１Ｆ２（＝ｆ１Ｆ１−ｆＬＯ２）に変換される。

第２ＩＦ周波数ｆ１Ｆ２に変換された信号はローパスフィルタ１１０で帯域制限され、方向性結合器２０１を通過し、増幅器１１１で増幅された後、復調器１１２で信号が復調される。

なお、ローパスフィルタ１１０は第２ミキサ１０８の出力からリークする第２シンセサイザ１０９の周波数ｆＬＯ２を切る程度のものとする。

また、ローパスフィルタ１１０から出力された周波数ｆ１Ｆ２の信号の一部は方向性結合器２０１を介して抽出され、帯域除去フィルタ２０２を通して検波器２０３に入力される。

そして、検波器２０３で検出された検波レベルは制御部１１３にて監視され、制御部１１３はその監視結果に基づいて第１シンセサイザ１０５および第２シンセサイザ１０９を制御する。

いま、一例として、入力信号の周波数ｆＲＦを２００００ＭＨｚ、第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１を１７０００ＭＨｚ、第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２を２８００ＭＨｚ、妨害波の周波数ｆＲＦ_1を１９９００ＭＨｚとする。

アンテナ１０１に信号波ｆＲＦと妨害波ｆＲＦ_1が入ってきた場合、信号波ｆＲＦは第１ミキサ１０４によりｆ１Ｆ１＝３０００ＭＨｚ（＝ｆＲＦ−ｆＬ０１）、第２ミキサ１０９によりｆ１Ｆ２＝２００ＭＨｚ（＝ｆ１Ｆ１−ｆＬ０２）に変換される。

同様に妨害波ｆＲＦ_1は第１ミキサ１０４によりｆ１Ｆ１_1＝２９００ＭＨｚ（＝ｆＲＦ_1−ｆＬ０１）、第２ミキサ１０９によりｆ１Ｆ２_1＝１００ＭＨｚ（＝ｆ１Ｆ１_1−ｆＬ０２）に変換される。

第２ミキサ１０９より出力された信号波ｆ１Ｆ２および妨害波ｆ１Ｆ２_1はローパスフィルタ１１０を通過した後、周波数方向性結合器２０１にてそれらの一部が抽出され、帯域除去フィルタ２０２に入力される。

帯域除去フィルタ２０２では信号波ｆ１Ｆ２成分だけが除去され、検波器２０３には信号周波数ｆ１Ｆ２_1の妨害波が入力される。すなわち、検波器２０３では妨害波による周波数成分ｆ１Ｆ２_1が検波される。

この検波器２０３の検波電圧は制御部１１３で常に監視されており、アンテナ１０１に妨害波ｆＲＦ_1が入力し検波器２０３でその妨害波が検出されると、制御部１１３は第１シンセサイザ１０５および第２シンセサイザ１０９へ周波数変更の指示を出す。

なお、制御部１１３は検波器２０３の検波電圧が予め定めておいたレベル以上になったとき、すなわち通信エラーが問題となるレベルになったときに妨害波を検出したと判断する。

制御部１１３からの指示により、第１シンセサイザ１０５は周波数をｆＬＯ１（＝１７０００ＭＨｚ）からｆＬＯ１´（＝１７０００ＭＨｚ＋ΔｆＭＨｚ）に、第２シンセサイザ１０５は周波数をｆＬＯ２（＝２８００ＭＨｚ）からｆＬＯ２´（＝２８００ＭＨｚ−ΔｆＭＨｚ）にそれぞれ変更する。

ここで、第１シンセサイザ１０５の変化させた周波数の差分Δｆと、第２シンセサイザ１０９の変化させた周波数の差分Δｆとは等しく、符号は逆である。

図２は第１シンセサイザ１０５の周波数変更前（Ａ）と変更後（Ｂ）における入力信号（周波数ｆ１Ｆ１）と妨害波（周波数ｆ１Ｆ１_1）の関係を示す周波数（ｆ）対受信電力（Ｐ）特性図である。同図中、台形で表示した線はバンドパスフィルタ１０６の特性の一例を示している。

同図から明らかなように、第１ＩＦ周波数ｆ１Ｆ１がｆ１Ｆ１´へ、妨害波周波数ｆ１Ｆ１_1がｆ１Ｆ１_1´へ変わり、バンドパスフィルタ１０６のエッジを使って妨害波のレベルを減衰させることが可能となる。

ただし、第１シンセサイザ１０５および第２シンセサイザ１０９の周波数は信号帯域幅がバンドパスフィルタ１０６により減衰しないようにシフトさせる周波数に上限を設けて制御する。

周波数シフトは検波器２０３の検波レベルが小さくなる方向に、通信エラーが問題とならなくなる検出レベルまで行う。

よって、増幅器１１１に入力される妨害波レベルが減少し、通信エラーの原因となる妨害波の２倍波のレベルを、通信品質を劣化させない程度に下げることが可能となる。

また、この実施例では第１シンセサイザ１０５および第２シンセサイザ１０９の周波数を、同じ周波数だけ符号を逆にして変更しているため、第２ＩＦ周波数は変化せず、また図示しない送信局のＲＦ信号周波数を変更する必要もない。

上記では妨害波による増幅器１１１の２倍波が問題になる場合についての例を示したが、歪等の他のモードが原因となる通信エラーについても同様に軽減することができる。

図３は第１シンセサイザ１０５の周波数変更前（Ａ）と変更後（Ｂ）における入力信号（周波数ｆ１Ｆ１）と２つの妨害波（周波数ｆ１Ｆ１_1およびｆ１Ｆ１_ ２）の関係を示す周波数（ｆ）対受信電力（Ｐ）特性図である。同図中、台形で表示した線はバンドパスフィルタ１０６の特性の一例を示している。

同図に示すように、一例として信号周波数より高い周波数に２つの妨害波がある場合、従来技術ではこの妨害波がミキサに入力されるとミキサの歪により発生する成分が信号周波数に落ち込み通信エラーを起こしていた。

一方、本発明によると、上述した２倍波の例と同様に、第１シンセサイザ１０５の周波数を変更することにより、バンドパスフィルタ１０６により妨害波のレベルを通信品質が劣化しない程度まで下げることが可能となる。

上記第１実施例では、入力信号波の周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１よりも高く、かつ第１ＩＦの周波数ｆ１Ｆ１が第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２よりも高い場合を示したが、本発明はこれに限定されず、他の全ての組み合わせが可能である。

図４はミキサ周波数と周波数シフトとの関係を示す説明図である。同図を参照すると、第１ミキサ１０４において信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１よりも高く、かつ第２ミキサ１０８において第１ＩＦの周波数ｆ１Ｆ１が第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２よりも高い場合、すなわち第１実施例の場合は、第１シンセサイザ１０５と第２シンセサイザ１０９の周波数シフトの方向は逆となる。

また、第１ミキサ１０４において信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１よりも高く、かつ第２ミキサ１０８において第１ＩＦの周波数ｆ１Ｆ１が第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２よりも低い場合、第１シンセサイザ１０５と第２シンセサイザ１０９の周波数シフトの方向は同じとなる。

また、第１ミキサ１０４において信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１よりも低く、かつ第２ミキサ１０８において第１ＩＦの周波数ｆ１Ｆ１が第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２よりも高い場合、第１シンセサイザ１０５と第２シンセサイザ１０９の周波数シフトの方向は同じとなる。

また、第１ミキサ１０４において信号周波数ｆＲＦが第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１よりも低く、かつ第２ミキサ１０８において第１ＩＦの周波数ｆ１Ｆ１が第２シンセサイザ１０９の発振周波数ｆＬＯ２よりも低い場合、第１シンセサイザ１０５と第２シンセサイザ１０９の周波数シフトの方向は逆となる。

さらに、第１実施例では入力信号波の周波数ｆＲＦよりも妨害波の周波数ｆＲＦ_1の方が低い場合を示したが、入力信号波の周波数ｆＲＦよりも妨害波の周波数ｆＲＦ_1の方が高い場合にも同様に本発明の適用が可能である。

すなわち、第１実施例では入力信号波の周波数ｆＲＦよりも妨害波の周波数ｆＲＦ_1の方が低いため、第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１にΔｆＭＨｚだけ加算し、妨害波の周波数ｆ１Ｆ１_1をΔｆＭＨｚだけ低くしていたが、、入力信号波の周波数ｆＲＦよりも妨害波の周波数ｆＲＦ_1の方が高い場合は、第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１からΔｆＭＨｚだけ減算し、妨害波の周波数ｆ１Ｆ１_1をΔｆＭＨｚだけ高くする。

以上説明したように、第１実施例によれば第２ＩＦ段の出力信号を監視し、妨害波を検出した場合は、これを減衰させるよう第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１を変更し、さらにこの周波数の変更分を打ち消すように第２シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ２を変更するため、信号帯域幅の制限、受信周波数および復調器に入力される周波数の変更、およびフィルタの特性の強化を行わなくても妨害波の影響を軽減することが可能となる。

図５は本発明に係る高周波受信装置の第２実施例の構成図である。なお、図１と同様の構成部分には同一番号を付し、その説明を省略する。同図を参照すると、第１実施例との相違点は、方向性結合器２０１から抽出した信号を２系統のフィルタおよび検波器を介して制御部１１３へ入力させるよう構成したことである。

すなわち、第２実施例は、方向性結合器２０１から抽出した信号の低域周波数成分を抽出するローパスフィルタ２０４と、ローパスフィルタ２０４の出力信号を検波する検波器（ＤＥＴ）２０５と、方向性結合器２０１から抽出した信号の高域周波数成分を抽出するハイパスフィルタ２０６と、ハイパスフィルタ２０６の出力信号を検波する検波器（ＤＥＴ）２０７とが、第１実施例の帯域除去フィルタ２０２および検波器（ＤＥＴ）２０３に代えて設けられている。

この構成によれば、ローパスフィルタ２０４を通して検波器２０５にて妨害波が検出された場合は、入力信号よりも低い周波数に妨害波が存在することが分かるため、制御部１１３は第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１をΔｆＭＨｚだけ加算すればよいことになる。

これに対し、ハイパスフィルタ２０６を通して検波器２０７にて妨害波が検出された場合は、入力信号よりも高い周波数に妨害波が存在することが分かるため、制御部１１３は第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１をΔｆＭＨｚだけ減算すればよいことになる。

すなわち、第２実施例によれば、それぞれの検波器２０４，２０６の出力を制御部１１３にて監視することにより、妨害波を検出したときに第１シンセサイザ１０５の発振周波数ｆＬＯ１を上下どちらに動かせばよいかの判断ができるため、通信エラーをより早く軽減することが可能となる。

本実施例では受信信号を監視するための分岐回路に方向性結合器２０１を用いたが、これに限定されるものではなく、受信信号の一部を抽出することが可能な装置あるいは素子であればその使用が可能である。

また、第１実施例では、妨害波の監視に使用するフィルタに帯域除去フィルタ２０２を用いたが、これに限定されるものではなく、入力信号波を検波器２０３に入力しないような他の装置あるいは素子（たとえばローパスフィルタ）の使用が可能である。

また、第１および第２実施例では、第２ＩＦ段で妨害波を直接監視することにより妨害波の有無を判断しているが、これに限定されるものではなく、たとえば、伝送エラー情報等から判断することも可能である。

本発明に係る高周波受信装置の第１実施例の構成図である。 は第１シンセサイザ１０５の周波数変更前（Ａ）と変更後（Ｂ）における入力信号（周波数ｆ１Ｆ１）と妨害波（周波数ｆ１Ｆ１_1）の関係を示す周波数（ｆ）対受信電力（Ｐ）特性図である。 第１シンセサイザ１０５の周波数変更前（Ａ）と変更後（Ｂ）における入力信号（周波数ｆ１Ｆ１）と２つの妨害波（周波数ｆ１Ｆ１_1およびｆ１Ｆ１_ ２）の関係を示す周波数（ｆ）対受信電力（Ｐ）特性図である。 ミキサ周波数と周波数シフトとの関係を示す説明図である。 本発明に係る高周波受信装置の第２実施例の構成図である。 従来の高周波受信装置の一例の構成図である。

符号の説明

１０１ アンテナ
１０２ バンドパスフィルタ
１０３ ローノイズ増幅器
１０４ 第１ミキサ（周波数混合器）
１０５ 第１シンセサイザ（局部発振器）
１０６ バンドパスフィルタ
１０７ 増幅器
１０８ 第２ミキサ
１０９ 第２シンセサイザ
１１０ ローパスフィルタ
１１１ 増幅器
１１２ 復調器（ＤＥＭ）
１１３ 制御部
２０１ 方向性結合器
２０２ 帯域除去フィルタ
２０３ 検波器（ＤＥＴ）
２０４ ローパスフィルタ
２０５ 検波器（ＤＥＴ）
２０６ ハイパスフィルタ
２０７ 検波器（ＤＥＴ）

Claims (6)

1. ダブルコンバージョン方式の高周波受信装置であって、
   第２中間周波信号の一部を抽出する信号抽出手段と、
   前記信号抽出手段で抽出された信号から妨害波を検出し、第１中間周波数を制御する制御手段とを含むことを特徴とする高周波受信装置。
2. 前記制御手段は第１局部発振器の発振周波数を所定値だけ加算または減算し、かつ第２局部発振器の発振周波数を前記第１局部発振器の周波数変化分を打ち消すように減算または加算することを特徴とする請求項１記載の高周波受信装置。
3. 前記信号抽出手段は所望の入力信号を減衰させる帯域除去フィルタを含むことを特徴とする請求項１または２記載の高周波受信装置。
4. 前記信号抽出手段は所望の入力信号を減衰させるローパスフィルタおよびハイパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１または２記載の高周波受信装置。
5. 第１中間周波信号出力段にバンドパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１から４いずれかに記載の高周波受信装置。
6. 前記信号抽出手段は方向性結合器を含むことを特徴とする請求項１から５いずれかに記載の高周波受信装置。
   

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