JP2006038878A - 気体流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】気体流量計の電子回路の高集積化、出力特性調整の高精度化に好適な手段を提供する。
【解決手段】電源に印加される過電圧、サージ、高周波ノイズを低減するノイズ低減回路、気体流量検出回路とデジタル調整回路により気体流量計を構成するようにした。また、調整演算において、入力値により、予め用意した予め用意した１次式による調整演算式を選択することにより、非線形な調整もできるようにした。また、集積回路内でセンサ出力経路とデータ入出力経路を兼用し、スイッチで切り替える手段を持たせることにより端子数を減らした。
【選択図】図１

Description

本発明は、自動車制御用の気体流量計に係わり、特に電子回路の高集積化をはかる際に好適な、ノイズ低減回路、調整方式、調整用端子や出力端子の削減、出力回路に係わる。

内燃機関の空気流量を検出する気体流量計がある。気体流量計の例としては、非特許文献１に記載の定温度制御熱線式気体流量計がある。図２５にこの構成を応用した気体の流量検出回路ＤＥＣＴ１の概略構成図を示す。この気体の流量検出回路は、主に、演算増幅器ＯＰ１、パワートランジスタＴｒ１、発熱抵抗体（ホットワイヤ、或いは熱線などとも呼ばれる）Ｒｈ、気体温度測定抵抗体（コールドワイヤ、或いは冷線などとも呼ばれる）Ｒｃ、抵抗Ｒ１、Ｒ２から構成され、発熱抵抗体Ｒｈの温度を常に一定にする、つまり、演算増幅器ＯＰ１でブリッジバランスを保って、抵抗値を一定にする。気体流量が多いほど、発熱抵抗体Ｒｈからの放熱が増えるので、加熱電流が増える。この加熱電流は、抵抗Ｒ１の両端の電圧に比例するので、この電圧を測定すれば気体流量を検出できる。電流検出抵抗Ｒ１で変換された電圧出力は、要求される気体流量計の出力信号特性となるように、所定の入出力特性をもつ調整回路で処理される。

また、図２６に示すように、上記の定温度型制御熱線式気体流量計の発熱抵抗体の上流、下流それぞれに、発熱抵抗体Ｒｈからの熱影響を受けるように気体流温度を測定する感温抵抗体Ｒｕ、Ｒｄを配置し、これらを直列に接続した構成の流量検出回路ＤＥＣＴ２もある。気体流量に応じて上流側の抵抗体Ｒｕは冷やされて抵抗値が下がり、下流側の抵抗体Ｒｄは発熱抵抗体Ｒｈによって暖められた気体流を受けて温度が上がり、抵抗値は上昇する。従って、感温抵抗体ＲｕとＲｄの接続点の電位が変化するので、この電圧を測定することにより気体流量を検出できる。

また、図２７に示すように、上記の定温度型制御熱線式気体流量計の発熱抵抗体Ｒｈの上流、下流それぞれに、発熱抵抗体Ｒｈからの熱影響を受けるように気体流温度を測定する感温抵抗体を２本ずつ配置し、これらを上流、下流の順で１対の抵抗体Ｒｕ１、Ｒｄ１を、下流、上流の順で１対の抵抗体Ｒｄ２、Ｒｕ２を直列に接続し、ブリッジ構成として、接続点の電位差を測定する構成の流量検出回路ＤＥＣＴ３もある。気体流量に応じて上流側の抵抗体Ｒｕ１、Ｒｕ２は冷やされて抵抗値が下がり、下流側の抵抗体Ｒｄ１、Ｒｄ２は発熱抵抗体Ｒｈによって暖められた気体流を受けて温度が上がり、抵抗値は上昇する。従って、ブリッジの電位差が変化するので、この電圧差を測定することにより気体流量を検出できる。

ところで、自動車に搭載される気体流量計の出力特性を調整する電子回路には、非特許文献２や３の規格に規定されているように様々なサージ、過電圧が印加される。これらの規格は、エンジンの点火等で発生するサージ電圧や寒冷時のエンジンスタートの際におけるバッテリの２段重ねによる過電圧、各種の電子機器から発生する高周波ノイズに対し電子回路が誤動作、故障しないようにする目的で制定されている。一方で、製造コストの低減のために、電子回路は集積化され、更には、最近では、排ガス規制に対応するためにエンジン制御の高機能化に対応した気体流量計の高精度化が必要となってきている。更に、使用温度範囲が−４０℃から１３０℃と広いが、温度変化に対する出力の変化が起きないようにする必要がある。

サージや過電圧に対しては、従来から種々の過電圧保護回路が使用されているが、その例として、図２８に示すツェナーダイオードＺＤと電流制限抵抗Ｒを用いた回路がある。
この図２８の回路は、一般的な定電圧回路の一種で、バッテリへの接続端子ＶＢＢに印加された電圧により、電流制限抵抗Ｒを介してツェナーダイオードＺＤに電流が流れるようにしておき、過電圧が印加されたときも、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧により回路各部への電源供給端子Ｖｃｃの電圧がクランプされ、これにより過電圧保護が得られるようにしたものである。

また、例えば特許文献１によれば、抵抗とツェナーダイオードで構成した過電圧検出回路と、バイポーラトランジスタで構成されたスイッチング回路を用いた過電圧保護回路が従来技術として提案されている。これに記載の過電圧保護回路は、マイクロ波用ＦＥＴ(電界効果トランジスタ)の保護用で、ツェナーダイオードのツェナー電圧とスイッチング用トランジスタのベースエミッタ間電圧を加算した電圧以上の過電圧が電源受給端子に印加されたときスイッチング回路を動作させ、負荷を電源ラインから切離し、過電圧が負荷にかからないように保護されるようになっている。

次に、図２５〜２７の流量検出回路ＤＥＣＴ１〜３の電圧出力は、要求されるセンサ出力特性となるように、ゼロ点、スパン（出力範囲）の調整を行なう必要がある。この調整回路は、現在、アナログ回路が主流であるが、デジタル化することにより高精度な調整ができると考えられる。

表１に、アナログ回路とデジタル回路の比較を示す（非特許文献４参照）。

アナログ回路は、デジタル回路と比較して、回路が小型であり、低消費電力であるが、抵抗などの素子を用いているため、製造ばらつきが生じ、また、経年変化による変化が生じるため、デジタル回路に比べ精度、安定性の点で劣る。一方、デジタル回路は、アナログ回路と比較して、精度、安定性に優れるが、回路が大きく、消費電力も大きくなる。しかし、近年の集積回路製造技術の急速な進歩により、微細加工が可能となったため、回路が小型化され、消費電力も小さくなり、様々な産業分野に応用されている。気体流量計にデジタル調整回路を適用した例としては、特許文献２、特許文献３、特許文献４などがあげられる。

表２に気体流量計の調整回路として、アナログ調整とデジタル調整の比較を示す。

アナログ調整の概略回路構成は、演算増幅器ＯＰ２、トリミング抵抗Ｒｓ１、Ｒｚ１、抵抗Ｒｓ２、Ｒｚ２からなり、流量検出回路ＤＥＣＴからの電圧出力を、トリミング抵抗Ｒｚ１、Ｒｓ１をトリミングすることによりゼロ点、スパンを調整し、所望の気体流量に対する出力を得る回路である。トリミング抵抗Ｒｓ、Ｒｚとして、ハイブリッドＩＣ上に印刷された厚膜抵抗やＩＣ上の薄膜抵抗がある。抵抗のトリミングには、レーザトリマ装置などが用いられるが、高精度にトリミングしようとすると作業に時間がかかり、また、再トリミングができないなどの問題がある。また、２点のみの調整となるため、出力特性の非線形調整のような複雑な調整を行なうことが難しい。更に、アナログ回路では、気体流量に対する出力仕様が変わると、抵抗値の再設計が必要であり、場合によっては、ハイブリットＩＣ基板のパターンを再設計する必要が生じるため、設計工数が増える。

一方、デジタル調整回路の場合は、回路パターンはそのままで調整係数を変えることにより、出力仕様の変更ができるため、設計工数の低減が可能である。このデジタル調整回路としては、例えば上記特許文献２に記載された方法が提案されている。デジタル調整の概略構成は、流量検出回路ＤＥＣＴからの電圧出力をアナログ・デジタル変換器ＡＤにてデジタル値に変換後、デジタル演算器ＣＡＬＣによりゼロ点、スパン調整を計算にて行ない、デジタル・アナログ変換器ＤＡにてアナログ信号に変換して、所望の気体流量に対するアナログ出力を得る回路である。この演算における調整係数は、ＰＲＯＭなどの記憶装置ＭＥＭに保存されている。また、デジタル演算器ＣＡＬＣは、非線形な演算が容易であるため、出力の調整において、ゼロ点、スパン調整のみならず、非線形調整を容易に行なうことが可能である。この非線形調整により、調整精度は±２％以下となる。

また、デジタル調整について、他の一例として、上記特許文献４に示された構成がある。この構成は、表２に示したデジタル調整回路と同じであるが、アナログ・デジタル変換器ＡＤとして、デルタ・シグマ変調器を含むオーバーサンプリング型アナログ・デジタル変換器を用いることにより、回路規模を小さくしている。

更に、デジタル調整について、他の一例として、特許文献５に示された構成がある。演算器で調整演算を実行するための調整係数はセンサ外部との通信を行なうデジタル入出力回路の端子を介して、ＰＲＯＭなどの記憶素子に書き込まれる。また、同公報では調整演算として３次の多項式を用いることが記載されている。

更に、デジタル調整について、他の一例として、特許文献６に示された構成がある。この構成は、気体流量検出回路からの流量信号を矩形波信号に変換し、更に、この矩形波が“１”の期間のみ、カウンタがあるレートでカウントアップされる。このカウント値に調整係数を加算して出力する。

また、発熱抵抗体Ｒｈを流れる加熱電流は、供給電源（例えば、バッテリ）の電圧変動に左右されないため、気体の流量検出回路ＤＥＣＴ１の電圧出力は非レシオメトリック特性であるが、気体流量計の出力仕様として、非レシオメトリックのアナログ出力のほかに、レシオメトリックのアナログ出力、及び、デジタル出力の仕様がある。レシオメトリックのアナログ出力回路を実現する回路構成として、特許文献７に記載された方法がある。この回路は外部からのレシオメトリック出力用基準電圧が２個の抵抗により分圧され、分圧された電圧を演算増幅器に入力し、レシオメトリック出力を実現している。２個の抵抗の和を１０ｋオーム程度とすることにより、基準電圧から供給すべき電流は０．５ｍＡ程度と比較的小さい。デジタル出力回路については、特許文献８に記載された構成がある。この回路構成は、少なくとも、定温度制御回路、ゼロ点／スパン調整回路、電圧制御発振器を１チップ化した集積回路となっている。

更に、アナログ出力とデジタル出力を１つの回路基板で対応させる構成として、特許文献９に記載された方法がある。これは、１つの回路基板上にアナログ出力端子とデジタル出力端子の両方を設けてあり、出力コネクタにアナログ、デジタルの両方の出力を出力させ、片方の出力信号のみを選択して利用する、或いは、出力コネクタに選択的に、片方のみをワイヤで接続する構成となっている。

特開平９−３０７３６１号公報 特許第３０７３０８９号公報 特開平８−６２０１０号公報 特開平１１−１１８５５２号公報 特開２０００−３３８１９３号公報 特開平１１−９４６２０号公報 特開平２−８５７２４号公報 特開平８−２４７８１５号公報 特開平５−２０３４７５号公報 ジャーナル オブ フリッド メカニクス、４７（１９７１年）第５７７頁から第５９９頁（Ｊ． Ｆｕｕｉｄ Ｍｅｃｈ．， ｖｏｌ４７（１９７１）， ＰＰ５７７−５９９） インターナショナル・スタンダード・オーガニゼーション（ＩＳＯ）７６３７規格 自動車規格（ＪＡＳＯ）Ｄ００１−９４規格 岩田 穆監修、ＣＭＯＳアナログ回路設計技術、トリケップス（１９９８）

上記の従来技術は、気体流量計の低コスト化、小型化、高精度調整化を進めるために回路を集積化、デジタル化をする場合において、最適化されておらず、従来技術では解決できないいくつかの問題点がある。

特に、回路の高集積化、デジタル化のためにＣ−ＭＯＳが用いられるが、これはアナログ回路で用いられるバイポーラトランジスタに比べサージ、過電圧に弱く、十分に対策する必要がある。

まず、過電圧保護回路において、図２８の回路では、接続される回路の電流が大きい場合、電流制限用の抵抗による電圧降下を防ぐため、抵抗値を小さくする必要があるが、この場合、ツェナーダイオードＺＤの電気的耐量を大きくして、過電流にも充分に耐えるようにするため、部品のサイズアップとコストアップを誘引し、好ましくない。

次に、特許文献５では、３次式により非線形調整を行なっているが、非線形調整が４次式以上必要な場合は、計算時間の増大を招き、また、個々の出力特性が理想特性に対し急峻な特性変化を持っている場合に、このような多項式では調整しきれない場合が存在するため、好ましくない。

次に、気体流量計における電子回路のデジタル回路による集積化では、調整時、調整係数を書き込み可能な記憶装置に書き込む作業が必要であるため、端子の追加が必要である。また、センサの出力として、レシオメトリックのアナログ出力、非レシオメトリックのアナログ出力、及び、デジタル出力の仕様があり、回路を集積化する場合、製造コストの低減のため、これらすべての仕様に対応できるようにする必要がある。しかし、これらの対応のために、特許文献６に示された方法のように、単に端子を追加すると、チップ面積の増加を招き、好ましくない。

次に、調整演算をデジタル化した場合、出力段にはデジタル・アナログ変換器が必要となる場合がある。このデジタル・アナログ変換器は外部への出力のための増幅回路を含むため、消費電流が数ｍＡ程度となる。レシオメトリック出力のための外部の基準電圧を用いてデジタル・アナログ変換器を駆動しようとすると、この電源から供給される最大電流が小さい場合、デジタル・アナログ変換器を駆動できないため、基準電圧を直接デジタル・アナログ変換器の電源端子に接続できない問題が生じる。

そこで、本発明の目的は、上記の気体流量計における低コスト化、電子回路の高集積化、高精度調整化、デジタル回路化、小型化における問題を解決できる手段を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するために、次のように構成される。
（１）気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路を有する気体流量計において、前記調整回路に入力される電圧信号の入力範囲を２分割以上に分割して、各分割範囲で予め異なる調整演算式を定めておき、前記調整回路に入力される電圧信号の入力値によって前記調整演算式を選択して調整演算を行ない、出力値を得る手段を有する。このような構成により、気体流量計の調整時に高精度な調整が可能となる。
（２）好ましくは、（１）において、前記調整回路は、検出した気体流量に基づいた信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路である。このような構成により、前記（１）のような調整が実現できる。
（３）好ましくは、（１）又は（２）において、前記調整回路の各調整演算式は、前記気体の流量検出回路の出力値（すなわち、調整演算の入力値）をｘ、調整演算の結果をｙ、調整係数をａ、ｂとしてｙ＝ａ・ｘ＋ｂの１次式で表現される調整回路を有する。このような構成により、計算時間を短くすることができる。
（４）好ましくは、（１）から（３）のいずれかにおいて、更に温度センサ、前記温度センサの出力をデジタル値に変換するデジタル変換回路を追加し、前記温度センサの出力も用いて調整演算を行なう調整回路を有する。このような構成により、温度調整を行なうことが可能となる。
（５）好ましくは、（４）において、前記気体の流量検出回路の出力値をｘ、前記温度センサの出力値をｔ、調整係数をａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２として、
ｙ＝（ａ１・ｔ＋ａ２）・ｘ＋（ｂ１・ｔ＋ｂ２）で表現される調整回路を有する。このような構成により、デジタル調整回路において適切な調整を行なうことが可能となる。
（６）好ましくは、（３）又は（５）において、前記各調整係数ａ、ａ１、ａ２、ｂ、ｂ１、ｂ２は書き込み可能な記憶装置に書きこむ調整回路を有する。このような構成により、デジタル調整回路において、適切な回路構成となる。
（７）好ましくは、（３）又は（５）において、前記各調整係数ａ、ａ１、ａ２、ｂ、ｂ１、ｂ２は書き込み後消去可能で、再書き込みできる記憶装置に書きこむ調整回路を有する。このような構成により、デジタル調整回路において、適切な回路構成となる。

（８）また、好ましくは、気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路と調整のためのデータを記憶する記憶装置を有する気体流量計において、前記記憶装置に外部から調整データを書きこんだり、外部へデータを読み出したりするための外部データ通信経路が２端子であるデータ入出力回路を含む。このような構成により、気体流量計を小型化することが可能となる。
（９）好ましくは、（８）において、前記データ入出力回路の前記外部データ通信端子のいずれかに、２パルス以上の定められたパルス数が入力されてから、前記調整回路が記憶装置と外部とでデータを読み書きするデータ通信モードに移行する手段をもつ。このような構成により、通常使用中にパルスノイズが印加されても誤って通信モードに移行することを防ぐことができる。

（１０）更に、好ましくは、気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体流量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路と調整のためのデータを記憶する記憶装置を有する気体流量計において、前記検出気体流量の出力信号として、レシオメトリックアナログ出力、ノンレシオメトリックアナログ出力、及びデジタル出力を取り出せ、かつ前記調整回路に設けた出力選択手段で出力信号を切り替える前記調整回路を有する。このような構成により、ひとつの気体流量計で様々な出力仕様に対応できて標準化が可能となり、製造コストの低減をすることができる。
（１１）好ましくは（１０）において、気体流量計が、前記レシオメトリックアナログ出力、前記ノンレシオメトリックアナログ出力、及び前記デジタル出力をする回路が同一集積回路上に形成されていることを特徴とする。このような構成により、回路を小型化することが可能となる。
（１２）好ましくは（８）又は（１０）において、気体流量計が前記外部データ通信端子と検出端子の出力経路を兼用することを特徴とする。このような構成により、気体流量計を小型化することが可能となる。

（１３）また更に、好ましくは、気体通路中に配置される抵抗体に流れる電流や発生電圧を検出することにより、前記気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路と、検出した気体流量をデジタル信号に変換するデジタル変換回路と、前記デジタル信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路と、前記デジタル調整回路で調整した信号に基づいた電圧信号を出力する気体流量計において、前記デジタル変換回路は単相入力と差動入力のいずれかを選択できる手段を有する。このような構成により、調整回路が、単相出力、差動出力の気体流量検出回路に対応することが可能となる。
（１４）好ましくは、気体通路中に配置される抵抗体に流れる電流や発生電圧を検出することにより、前記気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路と、検出した気体流量をデジタル信号に変換するデジタル変換回路と、前記デジタル信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路と前記デジタル調整出力を受けて、アナログ信号に変換するアナログ変換回路からなるデジタル調整回路を有する気体流量計において、前記アナログ変換回路は外部からの基準電圧を基準として駆動され、かつ、前記基準電圧端子と前記アナログ変換回路を駆動する電源端子との間に、電圧ホロア回路を配置したことを特徴とする。このような構成により、外部からの基準電圧からの供給電流が小さくても、デジタル・アナログ変換器を駆動できる。

本発明によれば、デジタル調整の気体流量計において、高集積化、デジタル化のためにサージ、過電圧に弱いＣ−ＭＯＳを用いても、故障、誤動作が起きない効果が得られる。
また、気体流量計における電子回路のノイズ低減回路に含まれる過電圧保護回路において、過電圧保護回路に必要な電流制限抵抗による電圧降下による電圧供給端子からの供給電圧の低下を抑制する効果、ならびに、電圧リミッタ回路を小型化できる効果を得られる。

また、気体流量計の出力の特性調整演算において、入力値により、予め用意した１次式による調整演算式を選択し計算を行なうため、計算時間が短く、かつ、非線形な調整もできる効果が生まれる。更に、基板温度調整も同時に行なうことができる。

また、流量信号出力兼データ入出力の経路を兼ねることにより、端子数の増加を招くことなく、少数の経路で気体流量計の調整、ならびに、流量信号出力として、レシオメトリックのアナログ出力、非レシオメトリックのアナログ出力、及び、デジタル出力のすべての仕様に対応できる効果が得られる。また、出力段のデジタル・アナログ変換器に対し、外部からの基準電圧から供給される最大電流が小さくても、デジタル・アナログ変換器を駆動できる効果が得られる。

以上より、気体流量計の低コスト化、高精度出力化を進めるために回路を集積化、デジタル化をする場合において、最適化された集積回路、構成を提供できる。

以下、本発明による気体流量計、集積回路、及び調整回路の構成について、図示の実施の形態により詳細に説明する。

図１は本発明の第一の実施形態による気体流量計の構成を示したものである。
この構成は、気体の流量検出回路、デジタル調整回路、レギュレータ及びノイズ低減回路からなる。気体の流量検出回路は、気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する。気体の流量検出回路は、例えば、気体通路中に配置される抵抗体に流れる電流や現れる電圧を検出することにより、前記気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する図２１に示した気体の流量検出回路ＤＥＣＴ１を用いることができる。

前記電圧出力はデジタル調整回路に入力される。デジタル調整回路の構成のひとつとして、表２（ｂ）に示したように、流量検出回路からの電圧出力をアナログ・デジタル変換器ＡＤ１にてデジタル値に変換後、デジタル演算器ＣＡＬＣによりゼロ点、スパンなどの調整を計算にて行ない、デジタル・アナログ変換器ＤＡにてアナログ信号に変換し、所望の気体流量に対するアナログ出力を得る回路構成である。更に、これらのアナログ・デジタル変換器ＡＤ、デジタル演算器ＣＡＬＣ、デジタル・アナログ変換器ＤＡを駆動し、また、アナログ・デジタル変換器ＡＤ、デジタル・アナログ変換器ＤＡの基準電圧となるレギュレータからなる。

ノイズ低減回路は、サージ、過電圧、高周波ノイズを低減し、安定した電源電圧を供給する回路である。デジタル調整回路の一部にはサージ、過電圧で故障する恐れのあるＣ−ＭＯＳが用いられており、また、各種の電子機器から発生する高周波電磁波ノイズで誤動作する恐れがあるので、デジタル調整回路の電源端子はレギュレータを介してこのノイズ低減回路を接続する。なお、デジタル調整回路の一部、若しくは全部をバイポーラトランジスタを使用してもよく、また、このノイズ低減回路は、空気流量計に含まれる様々な回路の電源部に接続してもよい。

図２に示すように、ノイズ低減回路１００は、電源端子ＶＢＢに印加されるサージ、過電圧から気体流量検出回路及び調整回路を保護する過電圧保護回路１０１、及び高周波ノイズを低減する高周波ノイズ低減回路１０２からなる。ノイズ低減回路１００は気体の流量検出回路、及び調整回路などの回路Ｌｄ１、Ｌｄ２に、過電圧、サージ、高周波ノイズが低減された供給電圧を２端子以上から供給する。各回路Ｌｄ１、Ｌｄ２で必要な最低電圧が異なる場合、この電圧供給端子から供給される電圧を異なるようにすればよい。

次に、ノイズ低減回路の一部である過電圧保護回路について、図３を用いて説明する。
この過電圧保護回路１０３は、電圧リミッタ回路１１０、２個の電流制限用の抵抗Ｒａ、Ｒｂ、ダイオードＤ２、Ｄ３で構成され、電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤを介して、図示しない自動車のバッテリ（蓄電池）などから直流電力の供給を受け、２個の電圧供給端子Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２に接続された回路Ｌｄ１、Ｌｄ２に過電圧保護された直流電力を供給するようになっている。

電圧リミッタ回路１１０は、ある電圧以上となるとオンとなって電流が流れる回路で、電流制限抵抗を直列に接続することにより、電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤの間に印加されたサージ電圧などの過電圧をクリッピングして、過電圧エネルギーを吸収する働きをする。

電圧リミッタ回路１１０は、例えば図４にあるように、いくつかのツェナーダイオードＺＤ１〜ｎを直列に接続し、Ｎｃｈ Ｄ−ＭＯＳ Ｍを加えた回路を用いる。これは、ツェナーダイオード群ＺＤ１〜ＺＤｎにある以上の電圧が印加されるとＯＮとなり、Ｎｃｈ Ｄ−ＭＯＳ ＭがＯＮとなって、サージ電流が流れる構成である。これにより、殆ど電流が流れないツェナーダイオードを小さくすることができ、小型化が可能となる。なお、この電圧リミッタ回路のＮｃｈ Ｄ−ＭＯＳの代わりにバイポーラトランジスタを用いたり、ツェナーダイオードのみで電圧リミッタ回路を形成してもよい。

図３に戻って、ダイオードＤ３は回路Ｌｄ１に抵抗Ｒｂからの電流が、或いは回路Ｌｄ２に抵抗Ｒａからの電流が流れ込まないようにし、また、各電圧供給端子Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２から異なる供給電圧を供給させる働きを持つ。

このダイオードＤ３は、例えば、図５に示すように、バイポーラトランジスタを用いて、ベースとエミッタを接続する構成とする。これにより、バイポーラトランジスタを作る工程でダイオードを作ることができるので、製造工程を低減することができる。

ここで、抵抗Ｒａの大きさは抵抗Ｒｂよりも大きいと仮定する。回路Ｌｄ１、Ｌｄ２を保護するべきプラスのサージ電圧が電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤとの間に印加されたとすると、サージ電流は主に電流制限抵抗Ｒｂ、電圧リミッタ回路１１０を介して流れることにより、回路Ｌｄ２はサージから保護される。また、ダイオードＤ３により、電圧供給端子Ｖｃｃ１の電圧はほぼ、電圧供給端子Ｖｃｃ２の電圧と同じとなり、回路Ｌｄ１もサージから保護される。一方、マイナスのサージ電圧がかかった場合は、サージ電流はダイオードＤ２、電流制限抵抗Ｒｂを流れ、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２はサージから保護される。

また、別の過電圧保護回路の構成として、図６の構成１０４がある。これは図３に対してダイオードＤ２をダイオードＤ１の位置に接続し直した構成である。
回路Ｌｄ１、Ｌｄ２を保護するべきプラスのサージ電圧が、電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤとの間に印加されたとすると、サージ電流は主に電流制限抵抗Ｒｂ、電圧リミッタ回路１１０を介して流れることにより、回路Ｌｄ２はサージから保護される。また、ダイオードＤ３により、電圧供給端子Ｖｃｃ１の電圧はほぼ、電圧供給端子Ｖｃｃ２の電圧と同じとなり、回路Ｌｄ１もサージから保護される。
また、マイナスのサージに対しては、サージ電流はダイオードＤ１、Ｄ３、電流制限抵抗Ｒｂを流れ、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２はサージから保護される。

また、別の過電圧保護回路の構成として、図７の構成１０５がある。これは図３に対して電圧リミット回路１１１、ダイオードＤ１を電流制限抵抗Ｒａに直列に接続し、電圧供給端子Ｖｃｃ１とＶｃｃ２の間にツェナーダイオードＺＤを接続した構成である。
回路Ｌｄ１、Ｌｄ２を保護するべきプラスのサージ電圧が電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤとの間に印加されたとすると、サージ電流は主に電流制限抵抗Ｒｂ、ツェナーダイオードＺＤ、電圧リミッタ回路１１１を介して流れることにより、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２はサージから保護される。また、マイナスのサージに対しては、サージ電流はダイオードＤ１、ツェナーダイオードＺＤ、電流制限抵抗Ｒｂを流れ、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２はサージから保護される。

更に、別の過電圧保護回路の構成として図８の構成１０６がある。この過電圧保護回路１０６は、電圧リミッタ回路１１０、１１１、２個の電流制限用の抵抗Ｒａ、Ｒｂ、ダイオードＤ１、Ｄ２で構成され、電源端子ＶＢＢと接地端子ＧＮＤを介して、図示しない自動車のバッテリ（蓄電池）などから直流電力の供給を受け、電圧供給端子Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２に接続された回路Ｌｄ１、回路Ｌｄ２に過電圧保護された直流電力を供給するようになっている。

ここで、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２に必要な最低電圧、最低電流が異なると仮定する。電流制限抵抗Ｒａ、Ｒｂは通常時においては、回路Ｌｄ１、Ｌｄ２を流れる電流により電圧降下を起こすが、回路１及び回路２に最低必要な供給電圧の範囲内で電流制限抵抗Ｒａ、Ｒｂの抵抗値を大きくすれば、電圧リミッタ回路を小さくでき、回路の小型化を図ることができる。

ところで、本発明は特にデジタル調整回路を持つ気体流量計の回路に適用する場合において好適であり、図９に具体例を示す。ここで、過電圧保護回路は図３の構成１０３とした場合で説明する。図３における回路Ｌｄ１として、図２５に示した流量検出回路ＤＥＣＴ１の一部である演算増幅器ＯＰ１を接続する。また、回路Ｌｄ２として、気体流量計の回路の各部に必要な基準電圧を供給するレギュレータＲＥＧを接続する。

演算増幅器ＯＰ１はパワートランジスタＴｒ１を制御するので、演算増幅器ＯＰ１に必要な供給電流は少なくて良いが（１．５ｍＡ程度と仮定）、パワートランジスタＴｒ１を駆動するために比較的高い供給電圧が必要である。例えば、自動車のエンジンの始動時などバッテリ電圧が下がって、電源端子ＶＢＢの電圧が６Ｖとなっても、５．５Ｖ程度の出力を出せるようにする必要がある。一方、レギュレータＲＥＧは、表２（ｂ）のデジタル調整回路のアナログ・デジタル変換器ＡＤ１、デジタル演算器ＣＡＬＣ、デジタル・アナログ変換器ＤＡなどに電圧を供給するもので、レギュレータＲＥＧに必要な供給電流は比較的大きいが（１５ｍＡ程度と仮定）、電源供給端子ＶＢＢの電圧が仮に６Ｖに下がっても、常に５Ｖの出力を出せるようにすれば良い。

仮に、過電圧保護回路を図２８に示した構成とし、１つの電圧供給端子から演算増幅器ＯＰ１、レギュレータＲＥＧの両方に過電圧保護された電圧を供給しようとすると、電源端子ＶＢＢの電圧が６Ｖのときに、供給電圧は５．５Ｖ、供給電流は１６．５ｍＡ必要という条件から、電流制限抵抗Ｒの抵抗値は例えば３０オームとする必要がある。

一方、図９の過電圧保護回路１０３では、図２８の一般的な過電圧保護回路に比べ、抵抗値を大きくすることが可能である。すなわち、電流制限抵抗Ｒａは電流が１．５ｍＡ流れたときに電圧降下が０．５Ｖ以下、電流制限抵抗Ｒｂは電流が１５ｍＡ流れたときに電圧降下が１Ｖ以下という条件から、例えば、抵抗Ｒａを２５０オーム、抵抗Ｒｂを５０オームとすれば良い。したがって、電圧リミッタ回路１１０を流れる電流、すなわちエネルギーが小さくなるので、必要となる電気的耐量が小さくなり、電圧リミッタ回路１１０を小さくすることも可能となる。

また、これらの過電圧保護回路、流量検出回路ＤＥＣＴ、デジタル調整回路に含まれる素子の一部、若しくは全部をＢＣＤ（バイポーラ、Ｃ−ＭＯＳ、Ｄ−ＭＯＳ）プロセスなどを利用して、同一集積回路上に集積化することにより、小型化や製造コストの低減を図ることが可能である。なお、本発明による過電圧保護回路の構成は、電圧供給端子Ｖｃｃが３端子以上に増えても同様な考え方で応用できる。

次に、センサ出力特性の調整の高精度化について、図１０〜１３を用いて、（１）本発明における調整演算の例を、（２）ゼロ点、スパンのみの調整した従来例と比較して、説明する。
図１０は流量検出回路ＤＥＣＴにおける流量に対する出力電圧特性であり、この出力電圧を、所望の流量に対する出力特性である図１２の細線で示した（Ａ）理想出力となるように調整回路で調整する。

まず、（２）ゼロ点、スパンのみを調整した従来例の場合、図１１の調整回路における調整演算式は、入力される電圧値によらず、１次式の関係となる。この調整回路での入出力特性で図１０の流量検出回路における流量に対する出力電圧特性を調整すると図１２の（２）の図のようになる。（Ａ）理想出力との誤差を図１３の（２）に示す。一方、（２）本発明による調整演算の例では、図１１に示すように、調整回路の入出力特性は、入力される電圧信号の入力範囲を２分割して、各分割範囲Ａ、Ｂで異なる調整演算式（本例では、最も簡単な１次式とした）を定めている。この調整回路での入出力特性で図１０の流量検出回路における流量に対する出力電圧特性を調整すると図１２の（１）の図のようになる。（Ａ）理想出力との誤差を図１３に（２）の従来例と重ねて示すと、（１）のようになり、調整誤差が小さくなることが分かる。

なお、本例では、入力される電圧信号の入力範囲の分割を、最も簡単な２分割としているが、調整誤差を更に小さくするためには分割数を増やし、それぞれに調整演算式を与えれば良い。例えば、４分割とすると図１３の（３）に示したようになる。また、調整演算式も２次以上の関係式を用いて、調整誤差を小さくしても良い。ただし、この場合には回路規模が増大したり、デジタル演算では計算時間が長くなるといった問題がある。

また、本例では、誤差が２次関数的な特性として検討しているが、誤差が３次（以上）関数的な特性であったり、急峻な特性であっても、分割数を増やすことにより調整誤差を小さくできる。

このような調整回路は調整回路をデジタル化すると容易に実現できる。このデジタル調整回路の例は表２（ｂ）のデジタル調整に示した。

このデジタル調整回路は、図２５、図２６に示した流量検出回路ＤＥＣＴ１、ＤＥＣＴ２の電圧出力をアナログ・デジタル変換器ＡＤ１にてデジタル値に変換後、デジタル演算器ＣＡＬＣにより出力特性を調整演算し、デジタル・アナログ変換器ＤＡにてアナログ出力を得る構成である。デジタル演算器ＣＡＬＣを制御し、また、調整演算のためのプログラム、調整演算式に必要な調整係数、演算上、一時的に保存するデータは、ＲＯＭなどの読み出し専用のメモリ、ＰＲＯＭなどの書き込み可能なメモリやＥＥＰＲＯＭなどの書き換え可能なメモリ、ＲＡＭなどの読み書き可能なメモリなどの記憶装置ＭＥＭに記憶される。

ところで、微分可能な任意の関数ｙ＝ｆ（ｘ）に対して、ａを定数として、｜ｘ−ａ｜が極めて小さいとき、平均値の定理からｆ（ｘ）＝ｆ（ａ）＋ｆ'（ａ）（ｘ−ａ）で表される、つまり、ｘの微少変化範囲では任意関数は１次式で置き換えることが可能である。

そこで、ＤｉｎとＤｏｕｔについても、
Dout=ｆ（Din） (式１)
と置くと、各Ｄｉｎの微少変化範囲においてＡ，Ｂを係数として、１次式
Dout=A・Din＋B (式２)
で置き換えることができる。ただし、すべてのＤｉｎに対し、１次式を与えるのは現実的でないことや、あるＤｉｎの範囲内ではほぼ同じ１次の調整演算式を用いることができることから、Ｄｉｎの軸を分割点Ｄｉｎ（１），Ｄｉｎ（２），．．．，Ｄｉｎ（ｎ）でｎ分割して、各分割区間に対し１次の調整演算式

を与えることにした。

これに基づいた計算のフローチャートを図１４に示す。まず、デジタル演算器ＣＡＬＣに入力されたＤｉｎから、Ｄｉｎ（ｋ）≦Ｄｉｎ＜Ｄｉｎ（ｋ＋１）となるｋを検索する。次に、係数Ａ（ｋ）、Ｂ（ｋ）を記憶装置ＭＥＭより呼び出して、デジタル演算器ＣＡＬＣで調整演算式（式３）に則り計算を行なうことにより、出力が調整される。

ここで、分割点の数ｎを２のｉ乗とする。デジタル値Ｄｉｎを２進数であらわし、ｍ（＝ｎ＋１以上）ビットで表現されるとする。分割点については、上位ｉビットは任意値であり、残りの下位ｍ−ｉビットはすべて０であるとする。つまり、Ｄｉｎ（ｋ）は
iビット m-i ビット
Din(1)= 0 0 0 0 0 .... 0 0
Din(2)= 0 0 1 0 0 .... 0 0
：
：
Din(n)= 1 1 1 0 0 .... 0 0 (式４)
とする。つまり、分割の区間は均等となる。センサ出力を調整するには、Ｄｉｎの上位ｉビットがｋ（２進数表現）であれば、Ｄｉｎは必ず
Ｄｉｎ（ｋ）≦Ｄｉｎ＜Ｄｉｎ（ｋ＋１）
となる。従って、調整演算式の係数はＡ（ｋ）、Ｂ（ｋ）となる。つまり、Ｄｉｎの上位ｉビットをラベルに持つＡ（ｋ）、Ｂ（ｋ）を記憶装置から読み出し、デジタル演算器ＣＡＬＣにて調整演算を行なえば良い。

このような検索方法は、分割数が大きくなっても、検索にかかる時間は変わらないので、特に分割数が大きくなる場合において有効な方法である。
なお、調整値の書き込む前の気体流量計の調整時の測定ポイントはｎ個を均等に測定する必要はなく、任意ポイントで測定し、ｎ個の調整係数Ａ（ｋ）、Ｂ（ｋ）は補間により求め、書き込めばよい。

また、この均等分割での直線近似の直線は図１５に示すグラフの関係がある。すなわち、Ｄｉｎのある区間の検索に用いた上位ｉビットの残り下位ｍ−ｉビットを用いて、
Dout=A・(Dinの下位m-iビット)+B (式５)
の調整演算式を用いれば、計算においてオーバーフローを起こす可能性が小さくなる。

ところで、気体流量検出回路ＤＥＣＴの電流検出抵抗Ｒｈで変換された電圧出力Ｖと流量Ｑの間は、図１０に示したような４次式で表現されるような関係をもっている。ここで、仮にＱに対し、Ｖ∝Ｑのようなリニアな出力特性を出す必要が生じた場合、分割数を増やして、直線近似で４次式を表現する方法を用いることができる。この気体流量計の場合、４次式と直線近似による誤差は、１６分割では約３％、３２分割では約０．８％、６４分割では約０．２％、１２８分割では約０．０５％となる。分割数を増やせば、４次式を直線近似したことによる誤差が当然小さくなり、流量Ｑに対しリニアな出力特性に近づくが、気体流量計の出力特性に許容される誤差を考えると、３２分割以上にすると良い。

次に、温度特性の調整について説明する。
気体流量計の温度特性、すなわち、温度による出力特性の変化は、大きく分けて、回路基板温度が一定で、気体温度が変化した場合の吸気温度特性、及び、気体温度が一定で回路基板温度が変化した場合の基板温度特性（モジュール温度特性ともよぶ）の２つであるが、ここでは、基板温度特性の調整について説明する。なお、吸気温度特性については、流量検出回路ＤＥＣＴ１の発熱抵抗体Ｒｈ、気体温度測定抵抗体Ｒｃの抵抗値、抵抗温度係数（ＴＣＲ）、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を適切に設定することにより、小さくすることができる。なお、吸気温度特性は流量依存性があり、完全にゼロとすることが難しいので、基板温度特性に、故意に吸気温度特性に対して逆特性を持たせることにより、気体流量計全体の温度特性をゼロとすることもできる。

一方、基板温度特性は、主に、アナログ・デジタル変換器ＡＤやデジタル・アナログ変換器ＤＡに基準電圧を供給するレギュレータの出力電圧の温度特性に起因する。この温度特性の調整をする回路の概略構成を図１６に示す。表２（ｂ）のデジタル調整回路に対し、温度特性の調整を行なうため、温度センサＴＳとその出力をデジタル値に変換するアナログ・デジタル変換器ＡＤ２を追加し、デジタル演算器ＣＡＬＣに入力している。

まず、温度特性の調整に必要な温度センサＴＳは、温度特性を持つレギュレータの近傍に配置される。この温度センサの構成として、例えば、図１７にあるように、定電流源ＩＳと１〜数個のダイオードＤを用いた構成がある。例えばダイオードを３個直列に接続した構成とすると、温度変化に対する出力がおよそ−６〜−５ｍＶ／℃の割合で変化し、直線性も良い。

更に、レギュレータの供給電圧は、温度に対しリニアに変化するようにすれば、温度調整は１次式で良いことになる。

このようなレギュレータはバンドギャップ基準電源回路（バンドギャップ電圧源回路）を用いることにより、実現される。この回路の概略構成を図１８に示す。２個のダイオード接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２、演算増幅器ＯＰ３、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９により構成される。トランジスタＱ１、Ｑ２に流れる電流は、演算増幅器ＯＰ３を用いることにより、抵抗Ｒ８、Ｒ９の抵抗値により定められる一定比率となる。このとき、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧と抵抗Ｒ７の電圧降下の和と、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電が等しくなるように演算増幅器ＯＰ３の出力電圧が安定する。抵抗Ｒ７の電圧降下は、トランジスタＱ２とＱ１のベース・エミッタ間電圧の差に等しく、これはサーマルボルテージＶ_T＝ｋＴ／ｑに比例した値となるので、抵抗Ｒ８、Ｒ９とトランジスタＱ２、Ｑ１に流れる電流は１次の正の温度特性を有する。

一般に、ベース・エミッタ間電圧は負の温度特性を有することから、トランジスタＱ２、Ｑ１のベース・エミッタ間電圧と、サーマルボルテージＶ_Tに比例する抵抗Ｒ７の電圧降下との和であるバンドギャップ基準電源回路の出力である基準電圧は、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の抵抗値を変えることにより、１次の温度係数を設定できる。実際には、バンドギャップ基準電源回路に含まれる各要素がわずかに非線形な温度係数を持つので、この基準電源回路の出力電圧は、温度変化に対して高温側でわずかに非線形な特性となる。

温度センサＴＳの出力、基準電圧を供給するレギュレータの供給電圧が温度変化に対して１次の温度特性をもつので、温度特性の調整は、Ｄｉｎに対する調整演算式（式２）でＡ、Ｂの調整項に温度に対する１次の調整項をくわえればよいことになる、すなわち、ａ、ｂ、ｃ、ｄを係数として、
Dout=（a・Dtemp＋ｂ）・Din＋(c・Dtemp＋d) (式６)
の式で与える。

従って、調整演算式は（式３）、（式４）をまとめて、ａ（ｋ）、ｂ（ｋ）、ｃ（ｋ）、ｄ（ｋ）を係数として、

で与えられる。

センサの出力を調整するには、図１４のフローチャートと同様に、Ｄｉｎ（ｋ）≦Ｄｉｎ＜Ｄｉｎ（ｋ＋１）となるｋを検索し、調整演算式の係数ａ（ｋ）、ｂ（ｋ）、ｃ（ｋ）、ｄ（ｋ）を記憶装置より呼び出して、デジタル演算器ＣＡＬＣで調整演算式（式７）に則り計算を行なうことにより、出力が調整される。

なお、温度に対する調整を更に簡略化するには、演算調整式（式６）の代わりに、Ｃ、Ｄを係数として
Dout=（C・Dtemp＋D）・(A・Din＋B) (式８)
としても良い。この式は、まず、流量に関する調整演算を行なってから、温度に関する調整演算を行なう演算式となる。

更に、レギュレータがわずかに非線形の温度特性を持っていることから、温度特性に対する調整精度の向上のために、流量調整と同様に温度センサの出力値によって演算式を変えて調整しても良い。この例を図１９に、（ａ）温度センサの出力値によって演算式を変えて調整する例（ここでは、２分割とした）を、（ｂ）一律調整の例と比較して示す。なお、ここでは、調整回路への入力値が一定、つまり、吸気温度特性がゼロで、流量が一定である仮定する。図１８に示したレギュレータの温度特性に対する調整演算式の例を図１９（１）とすると、温度特性に対する調整後の出力特性は図１９（２）のようになり、誤差が小さくなることがわかる。

また、温度特性調整の演算式は２次式以上であってもよい。更に、吸気温度特性の調整のために、気体温度センサとアナログ・デジタル変換器を追加し、上記と同様な調整演算を行なうことも可能である。

ところで、調整係数の記憶装置として、再書き込み可能なＥＥＰＲＯＭなどの記憶装置を用いれば、不要になった自動車から、まだ使用可能な気体流量計を取り出し、出力の仕様を変えることで、他の自動車に使用することが可能となる。
また、製造工程においては、現状では、調整において、まず、調整前に気体を流し出力特性の調整量を決定して調整を行ない、その上で、更に特性を確認試験する工程を取っているが、ＥＥＰＲＯＭを用いた場合、予め調整係数を書き込んでおき、特性確認試験でＮＧとなった気体流量計を再調整すれば良い。つまり、ＥＥＰＲＯＭを用いることにより、リサイクル性が高まり、製造コストを引き下げるメリットが生まれる。

また、デジタル調整回路として、図２０のような構成もある。これは、図１６とほぼ同構成であるが、図２７に示した差動出力型の流量検出回路ＤＥＣＴ３をアナログ・デジタル変換器ＡＤ１に接続した構成である。更に、図２５、図２６に示した流量検出回路ＤＥＣＴ１、ＤＥＣＴ２も接続できるように、スイッチ群ＳＷＳを追加し、単相入力、差動入力を切り替えられるようにした。更に、出力回路として周波数出力回路ＦＣを追加した。なお、調整演算は同じように行なうことができる。

次に図２１は、気体流量計の流量信号出力端子と調整データが書きこまれる記憶装置とのデータ通信に必要な通信用の入出力端子の削減、ならびに、気体流量計の流量信号出力として、レシオメトリックのアナログ出力、非レシオメトリックのアナログ出力、及び、デジタル出力のいずれかを出力可能とし、更に、データ通信用入出力経路と流量信号出力経路を兼ねることにより、端子を削減することが可能となる、本発明の実施例を説明する図の一例である。

出力回路部２０１は、主にデジタル・アナログ変換器ＤＡ、周波数出力回路ＦＣ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２から構成される。

デジタル演算器ＣＡＬＣにより調整演算して得られるデジタル値は、デジタル・アナログ変換器ＤＡ、周波数出力回路ＦＣに入力される。デジタル・アナログ変換器ＤＡは入力されたデジタル値をアナログ電圧出力に変換する。このアナログ電圧出力の基準はデジタル・アナログ変換器ＤＡに供給される電圧であるが、この電圧を気体流量計の内部の電子回路で生成された電圧とレシオメトリック基準電圧端子２３２に外部から供給される電圧（例えば、自動車用エンジンコントロールユニットのアナログ・デジタル変換器の基準電圧）とをスイッチＳＷ２で切り替えることにより、ノンレシオメトリック電圧出力とレシオメトリック出力を切り替えることが可能である。また、周波数出力回路ＦＣは入力されたデジタル値を所望のデジタル出力として出力する。アナログ電圧出力とデジタル出力はスイッチＳＷ２により、切り替える。

これらスイッチＳＷ１、ＳＷ２の切り替えは、センサ調整時に書き込み可能な記憶装置ＭＥＭのデータで行なう。

また、センサ調整時に調整係数、スイッチ切り替え設定を書き込む記憶装置ＭＥＭと気体流量計外部とのデータを転送するデータ入出力回路部２０２は、主に、集積回路内部のデータのビット数（８ビットや１６ビット）と外部とのデータ転送時の１ビットデータを変換するデータ変換回路Ｉ／Ｏ、及び、データ変換回路Ｉ／Ｏがデータの入力するか、出力するかを示すＤＩＲＥＣＴＩＯＮ信号を出力する方向信号出力回路ＤＩＲ、ＣＬＯＣＫ端子に入力されたクロック信号を検出するクロック検出回路ＣＤＥＣＴ、方向信号出力回路ＤＩＲからの信号によりデータ変換回路Ｉ／Ｏにデータ信号を入力するか、出力するかを切り替えるスイッチＳＷ４から構成される。

クロック検出回路ＣＤＥＣＴからの検出信号はデータ変換回路Ｉ／Ｏに入力され、データ変換回路が動作する。また、スイッチＳＷ３を追加し、この検出信号によりスイッチＳＷ３が切り替わるようにすれば、集積回路内で流量信号出力経路とデータ入出力経路を１つの経路にまとめることが可能となる。また、ＣＬＯＣＫ端子にパルスノイズが入って、誤ってスイッチＳＷ３を切り替えることがないように、クロック検出回路ＣＤＥＣＴに予め定められたパルス数が入力されてから、検出信号を出力するようにした。

図２２にデータ入出力時のデータのタイミングチャートの一例を示す。ＣＬＯＣＫ端子にＣＬＯＣＫ信号２５１が入ると、クロック検出回路ＣＤＥＣＴが動作しＳＴＡＲＴ信号２５２を生成する。スイッチＳＷ３はこのＳＴＡＲＴ信号２５２で切り替える。また、ＤＩＲＥＣＴＩＯＮ信号２５３は、予め定められたクロックパルスの数で信号が切り替わる。ＤＥＩＲＥＣＴＩＯＮ信号２５３により、スイッチＳＷ４を切り替え、データの流れる方向、つまり、ＤＡＴＡ ＩＮ信号２５４とＤＡＴＡ ＯＵＴ信号２５５を切り替える。

図２３は、気体流量計の流量信号出力端子と調整情報を書き込む記憶素子との通信に必要な通信用の入出力端子の削減、ならびに、センサの出力として、レシオメトリックのアナログ出力、非レシオメトリックのアナログ出力、及び、パルス出力のいずれかを出力可能とし、更に、通信用入出力端子とセンサ出力端子を兼ねて、端子を削減することが可能となる、本発明の他の実施例を説明する図である。

図２１と異なる点はデジタル・アナログ変換器ＤＡの後段にアナログ電圧をデジタル出力に変換するＶＦ変換回路ＶＦを入れ、スイッチＳＷ１により、アナログ電圧出力かデジタル出力かを切り替える構成とした。この構成の動作は図２１と同じとなるので、説明は省略する。

従って、本構成により、気体流量計の外部との接続端子は電源端子、接地端子、流量信号出力兼データ入出力端子、データ入出力端子の最低４端子で実現できる。

ところで、エンジンコントロールユニットからの外部基準電圧から供給される最大電流が小さくて、この外部基準電圧をデジタル・アナログ変換器ＤＡに直接接続した場合、出力段の増幅回路を含むために消費電流が大きいデジタル・アナログ変換器ＤＡを駆動できない可能性がある。そこで、図２４のように演算増幅器ＯＰ４の供給電源を図示しないバッテリ電圧に接続したバッファ回路を挿入し、バッファ回路の入力を抵抗として、出力をデジタル・アナログ変換器ＤＡの電源端子に接続すれば、演算増幅器ＯＰ４より電流が供給されるため、デジタル・アナログ変換器ＤＡを駆動することが可能となる。なお、バッファ回路の負荷抵抗Ｒｉは１０ｋオーム程度とする。

本発明における気体流量計の概略回路構成図。 本発明における気体流量計に適用されるノイズ低減回路の概略回路構成図。 本発明における気体流量計に用いられる過電圧保護回路の概略回路構成図。 本発明における過電圧保護回路に用いられる電圧リミット回路の一例を示す図。 本発明における気体流量計に用いられる過電圧保護回路の概略回路構成図。 本発明における気体流量計に用いられる過電圧保護回路の概略回路構成図。 本発明における過電圧保護回路に用いられるダイオードの一例を示す図。 本発明における気体流量計に用いられる過電圧保護回路の概略回路構成図。 本発明における気体流量計に用いられる過電圧保護回路の概略回路構成図。 気体流量計の流量検出回路の出力特性の一例を示した図。 本発明における気体流量計の調整回路における入出力特性の一例を示した図。 本発明における気体流量計の調整後の出力特性の一例を示した図。 本発明における気体流量計の調整後の出力特性の誤差を示した図。 本発明における気体流量計に用いられる調整演算のフローチャートを示した図。 本発明における気体流量計に用いられる調整演算の原理を示した図。 本発明における気体流量計に用いられる調整回路の概略回路構成図。 温度センサ回路の一例を示した図。 レギュレータ回路の一例を示した図。 本発明における気体流量計の温度特性調整後の出力特性の一例を示した図。 本発明における気体流量計に用いられる調整回路の概略回路構成図。 本発明による気体流量計に用いられるデータ通信用入出力回路とセンサ出力回路の概略回路構成図。 図１７におけるデータ通信用入出力回路の各端子のタイミングチャートの概略を示した図。 本発明による気体流量計に用いられるデータ通信用入出力回路とセンサ出力回路の概略回路構成図。 本発明における気体流量計に用いられるデジタル・アナログ変換器回路の電源回路部の概略回路構成図。 流量検出回路の一例を示した概略図。 流量検出回路の一例を示した概略図。 流量検出回路の一例を示した概略図。 従来から用いられている過電圧保護回路の概略回路構成の一例を示した図。

符号の説明

ＤＥＣＴ…流量検出回路、ＯＰ…演算増幅器、Ｔｒ…パワートランジスタ、Ｒｈ…ホットワイヤ（熱線）、Ｒｃ…コールドワイヤ（冷線）、Ｒ…抵抗、Ｒｕ…上流側感温抵抗体、Ｒｄ…下流側感温抵抗体、１００…ノイズ低減回路、１０１…過電圧保護回路、１０２…高周波ノイズ低減回路、１１０、１１１…電圧リミッタ回路、ＺＤ…ツェナーダイオード、Ｄ…ダイオード、ＶＢＢ…電源供給端子、ＧＮＤ…接地端子、ＲＥＧ…レギュレータ、２０１…センサ出力回路部、２０２…データ通信回路部、ＳＷ…スイッチ、ＡＤ…アナログ・デジタル変換器、ＣＡＬＣ…デジタル演算器、ＤＡ…デジタル・アナログ変換器、ＦＣ…周波数出力回路、ＶＦ…ＶＦ変換回路、ＴＳ…温度センサ、ＭＥＭ…記憶装置、Ｉ／Ｏ…データ変換回路。

Claims (14)

1. 気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路を有する気体流量計において、
   前記調整回路に入力される電圧信号の入力範囲を２分割以上に分割して、各分割範囲で予め異なる調整演算式を定めておき、前記調整回路に入力される電圧信号の入力値によって前記調整演算式を選択して、調整演算を行ない、出力値を得る手段を有することを特徴とする気体流量計。
2. 請求項１において、
   前記調整回路は、検出した気体流量に基づいた信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路であることを特徴とする気体流量計。
3. 請求項1又は請求項２において、
   前記調整回路の各調整演算式は、前記気体の流量検出回路の出力値（すなわち、調整演算の入力値）をｘ、調整演算の結果をｙ、調整係数をａ、ｂとしてｙ＝ａ・ｘ＋ｂの１次式で表現される調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
4. 請求項１から請求項３のいずれかにおいて、
   更に温度センサ、前記温度センサの出力をデジタル値に変換するデジタル変換回路を追加し、前記温度センサの出力も用いて調整演算を行なう調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
5. 請求項４において、
   前記気体の流量検出回路の出力値をｘ、前記温度センサの出力値をｔ、調整係数をａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２として、ｙ＝（ａ１・ｔ＋ａ２）・ｘ＋（ｂ１・ｔ＋ｂ２）で表現される調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
6. 請求項３又は請求項５において、
   前記各調整係数ａ、ａ１、ａ２、ｂ、ｂ１、ｂ２は書き込み可能な記憶装置に書きこむ調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
7. 請求項３又は請求項５において、
   前記各調整係数ａ、ａ１、ａ２、ｂ、ｂ１、ｂ２は書き込み後消去可能であり、再書き込みできる記憶装置に書きこむ調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
8. 気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体流の量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路と調整のためのデータを記憶する記憶装置を有する気体流量計において、
   前記記憶装置に外部から調整データを書きこんだり、外部へデータを読み出したりするための外部データ通信端子が２端子であるデータ入出力回路を含むことを特徴とする気体流量計。
9. 請求項８において、
   前記データ入出力回路の前記外部データ通信端子のいずれかに、２パルス以上の定められたパルス数が入力されてから、前記調整回路が前記記憶装置と外部とでデータを読み書きするデータ通信モードに移行する手段をもつことを特徴とする気体流量計。
10. 気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路からの前記電圧出力を調整する調整回路と調整のためのデータを記憶する記憶装置を有する気体流量計において、
    前記検出気体流量の出力信号として、レシオメトリックアナログ出力、ノンレシオメトリックアナログ出力、及びデジタル出力を取り出せ、かつ前記調整回路に設けた出力選択手段で出力信号を切り替える前記調整回路を有することを特徴とする気体流量計。
11. 請求項１０において、
    前記レシオメトリックアナログ出力、前記ノンレシオメトリックアナログ出力、及び前記デジタル出力をする回路が同一集積回路上に形成されていることを特徴とする気体流量計。
12. 請求項８又は請求項１０において、
    前記外部データ通信端子と検出流量の出力端子を兼用することを特徴とする気体流量計。
13. 気体通路中に配置される抵抗体に流れる電流や発生電圧を検出することにより、前記気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路と、検出した気体流量をデジタル信号に変換するデジタル変換回路と、前記デジタル信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路とを備え、前記デジタル調整回路で調整した信号に基づいた電圧信号を出力する気体流量計において、
    前記デジタル変換回路は単相入力と差動入力のいずれかを選択できる手段を有することを特徴とする気体流量計。
14. 気体通路中に配置される抵抗体に流れる電流や発生電圧を検出することにより、前記気体通路中を流れる気体流量を電圧信号として出力する気体の流量検出回路と、検出した気体流量をデジタル信号に変換するデジタル変換回路と、前記デジタル信号をデジタル調整して出力するデジタル調整回路と、前記デジタル調整出力を受けて、アナログ信号に変換するアナログ変換回路からなるデジタル調整回路を有する気体流量計において、
    前記アナログ変換回路は外部からの基準電圧を基準として駆動され、かつ、前記基準電圧端子と前記アナログ変換回路を駆動する電源端子との間に、電圧ホロア回路を配置したことを特徴とする発熱抵抗体式の気体流量計。
    

Images