JPH0510797A - 熱線式流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 吸入空気量の測定が可能な最低作動電圧を低
くする。 【構成】 吸入空気通路に設置された感温抵抗体７、８
の電圧は差動増幅部６００に入力され、反転増幅部７０
０、出力部８００を介してパワートランジスタ５に入力
される。そして、吸入空気量に応じて放熱量の変化する
抵抗体７の抵抗値を一定に維持するようにパワートラン
ジスタ５からの通電量が帰還制御される。出力部は、定
電流源と、差動増幅部６００の出力に応じて制御される
トランジスタとを備え、パワートランジスタ５のベース
には、定電流源からの電流がトランジスタにより分流さ
れて供給される。このため、感温抵抗体７、８への通電
に必要な最低電圧は、通常の演算増幅器の出力部を用い
る場合に比べて低減される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、熱線式流量計に関し、
特にその最低作動電圧が低く、作動可能な電圧範囲の広
い熱線式流量計に関し、例えば内燃機関の吸入空気量の
計測に用いられるものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の熱線式流量計として、特開昭５５
−４３４４７号公報に開示されるものが知られている。
このような従来の熱線式流量計は、流体流路中に感温抵
抗体を設置し、この感温抵抗体の温度を一定にするよう
に感温抵抗体の発熱量を調節することで、その感温抵抗
体への通電量から流体流路中の流量を計測していた。そ
して、その通電量の調節には上記公報に開示されるよう
に演算増幅器が広く用いられていた。

【０００３】従来の熱線式流量計の代表的な回路構成例
を図９、図１０に示す。図９において、流体流路中に設
けられた二つの感温抵抗体５１、５２は抵抗器５３、５
４、５５らとともにブリッジ回路を形成し、このブリッ
ジ回路にはダーリントン接続されたトランジスタ５６、
５７から電流が供給される。ブリッジ回路の各分圧回路
の電圧は演算増幅器５８に入力され、その出力は抵抗器
５９を介してトランジスタ５７のベースに入力されてい
る。そして、一方の分圧回路の電圧は増幅回路を含む出
力回路６０に入力され、流体の流量に対応した信号とし
て出力される。さらに演算増幅器５８と出力回路６０と
には抵抗器６１を介してバッテリ１から作動電源が供給
される。

【０００４】演算増幅器６０の出力部分には従来一般に
図１０に示すような回路が用いられている。図１０にお
いて、演算増幅器６０の出力は、正極側に設けられたダ
ーリントン接続されたトランジスタ６２、６３と、負極
側に設けられたトランジスタ６４とにより出力される。
トランジスタ６２とトランジスタ６３とのベースは、ト
ランジスタ６５のコレクタに接続され、このコレクタは
定電流源６７を介して電源に接続されている。

【０００５】このような回路では、ブリッジ回路に電流
を流し計測をするために必要な最低作動電圧Ｖ（ＭＩ
Ｎ）は、各部の電圧降下を図中の記号で表した場合に、
ＶＢＲ、ＶＢＥ１、ＶＢＥ２、Ｖ２、ＶＢＥ３、ＶＢＥ
４、Ｖ１およびＶＣＥ（ＭＩＮ）の和として示される。

【０００６】なお、ＶＢＲはブリッジのバランスをとる
ために必要な電圧で、流量、温度に応じて変化する。ま
た、ＶＣＥ（ＭＩＮ）は、トランジスタ６２、６３を正
常作動させるために必要なベース電流を定電流源が供給
するために必要な定電流源の電圧降下電圧の最小値であ
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術によ
り、流体流路中の流量を計測することができるが、上記
のような回路では、最低作動電圧が高いため低い電源電
圧の装置には使用できないという問題点があった。ま
た、上記のような回路を自動車に用いた場合には、内燃
機関の始動時や、バッテリの充電不足等のバッテリ電圧
低下時に正常に流量を計測できなくなるという問題点が
あった。特に、内燃機関の吸入空気量の計測に熱線式流
量計を用い、その計測された流量を燃料噴射量の制御等
に用いる場合には、始動時やバッテリの充電不足時に正
確な空気量が測定できなくなる結果、燃料噴射量の正常
な制御ができなくなるという問題点があった。

【０００８】本発明は上記のような従来の問題点に鑑
み、低い電源電圧においても流量測定が可能な熱線式流
量計を提供することを目的としてなされたものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、流体流路中に設置される感温抵抗体と、
前記感温抵抗体と直列に設けられ、前記感温抵抗体に供
給される電力を調節するトランジスタと、前記感温抵抗
体を所定温度にするように前記感温抵抗体への印加電力
を調節する調節信号を出力する制御回路と、定電流源と
前記調節信号に応じた前記トランジスタのベース電流を
前記定電流源から供給する電流調節回路とを備えたこと
を特徴とする熱線式流量計という技術的手段を採用す
る。

【００１０】

【作用】上記本発明の構成による作用を説明する。本発
明の構成では、感温抵抗体に通電するトランジスタのベ
ース電流は、定電流源からの定電流が分流されて供給さ
れる。このため、制御回路の出力回路の電圧降下が作動
に必要な電圧に加わらないので、流量を計測するために
必要な最低の電源電圧を低くできる。

【００１１】例えば、、従来の演算増幅器の出力部にあ
ったトランジスタのほぼベースエミッタ間電圧の分だ
け、最低作動電圧を下げることができる。従来技術とし
て示した回路と比べると、ほぼトランジスタ６２、６３
の電圧降下分（ＶＢＥ３＋ＶＢＥ４＝約１．４Ｖ）だけ
最低作動電圧を下げることができる。

【００１２】この結果、電源電圧が低い場合にも流体の
流量を計測することが可能になる。

【００１３】

【実施例】以下本発明を適用した実施例を説明する。な
お、この明細書の中では、差動増幅回路とその出力回路
とを含む回路を演算増幅器あるいはオペアンプと称する
ものとする。

【００１４】図１および図２は第１実施例の回路図であ
り、図１の左端Ａ−Ａ線から図２の右端Ａ−Ａ線に連な
る一連の回路図を示している。この第１実施例は、内燃
機関の吸気通路に設けられたバイパス通路に感温抵抗体
を設け、内燃機関の吸入空気量を測定するものである。

【００１５】図１，図２において、１は車載バッテリ、
２はノイズ除去用コンデンサ、３は抵抗器である。４は
バッテリの端子が逆接続された時等に装置の電源ライン
がグランドに対し負電圧となった場合に後述する感温抵
抗体７の焼損を保護するための保護ダイオードである。

【００１６】５は２段のパワートランジスタであり、エ
ミッタフォロク回路を構成している。６はパワートラン
ジスタ５のベースに設けられた抵抗器である。７，８は
感温抵抗体であり、空気の流路に配置される。また、感
温抵抗体７，８はセラミック等の絶縁体ボビンに白金線
を巻回した同一のものが用いられほぼ同一抵抗値であ
り、また熱容量，形状等はほぼ同じである。第１の固定
抵抗器９は、第１の感温抵抗体７に流れる電流を電圧に
変換して検出する。抵抗器１０，１１は第１の感温抵抗
体７の両端電圧を分圧するための分圧回路を構成する。
１２は抵抗器１３，１４はノイズ除去用コンデンサ、１
５，１６は抵抗器である。１７は第２の固定抵抗器、１
８は第３の固定抵抗器である。１９，２０はノイズ除去
用コンデンサ、２１は回路保護用抵抗器、２２，２３は
抵抗器、２４，２５は後述する基準電圧源１０４の出力
電圧Ｖｒｅｆを分圧するための分圧抵抗器である。

【００１７】１００はモノリシックＩＣ化された範囲を
示し、１０１，１０２，１０３はバッテリー電圧の過電
圧に対してモノシリックＩＣ１００を保護するためのツ
ェナーダイオードである。１０４は基準電圧源であり、
バンドギャップ型基準電圧源回路である。１０５は演算
増幅器（以下オペアンプと称する）、１０６はトランジ
スタ、１０７〜１１０はダイオード、１１１，１１２は
抵抗器、１１３はダイオードであり、１０５〜１１３の
素子で、基準電圧源１０４の出力電圧Ｖｒｅｆを基準と
して定電圧電源回路を構成している。

【００１８】２００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ２００は、抵抗器２０１，２０２，一対のＰＮＰト
ランジスタ２０３，２０４、一対のＮＰＮトランジスタ
２０５，２０６、定電流源２０７、一対のＰＮＰトラン
ジスタ２０８，２０９、一対の定電流源２１０，２１
１、電流源２１２、一対のトランジスタ２１３，２１
４、位相補償用コンデンサ２１５、抵抗器２１６，２１
７，２１８定電流源２１７，２１８、電圧反転増幅用の
ＮＰＮトランジスタ２１９、抵抗器２２０，２２１およ
びＮＰＮトランジスタ２２２，２２３を備える。オペア
ンプ２００は、オペアンブ２００の出力端子であるトラ
ンジスタ２２３のエミッタを、抵抗２０１を介してトラ
ンジスタ２０３のベースに接続しており、ボルテージホ
ロワ回路となっている。また、前記電流源２０７，２１
０，２１１，２１２，２１７，２１８は電源電圧（Ｖ
Ｂ）の変化に依存しない一定電流を供給し、ＰＮＰトラ
ンジスタを用いたカレントミラー回路で構成している。

【００１９】３００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ３００は抵抗器３０１，３０２、一対のＰＮＰトラ
ンジスタ３０３，３０４、抵抗器３０５，３０６、定電
流源３０７、一対のＮＰＮトランジスタ３０８，３０
９、一対のＰＮＰトランジスタ３１０，３１１、一対の
定電流源３１２，３１３、定電流源３１４、一対のトラ
ンジスタ３１５，３１６、位相補償用のコンデンサ３１
７、抵抗器３１８、定電流源３１９，３２０、電圧反転
増幅用のＮＰＮトランジスタ３２１、ＰＮＰトランジス
タ３２２〜３２６、および定電流源３２７〜３３１を備
える。そして、抵抗器３０５と抵抗器３０６は基準電圧
源１０４の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧し、トランジスタ３
０８のエミッタに抵抗器３０５が設けられることで、オ
ペアンプ３００にオフセット電圧を作用させている。前
記電流源３１２，３１３，３１４，３１９，３２０は電
源電圧（ＶＢ）の変化に依存しない一定電流を供給し、
具体的には、ＰＮＰトランジスタを用いたカレントミラ
ー回路で構成している。

【００２０】４００，５００はオペアンプである。図１
に図示される回路のうち、オペアンプ２００，３００と
５〜１９の素子で構成される回路がブリッジ回路及びそ
の制御回路である。そして、オペアンプ４００，５００
と２０〜２５の素子で構成される回路が、ブリッジ回路
から流量と相関を持った電圧として検出される電圧ＶＭ
を増幅し出力するための出力回路である。

【００２１】次に上記の構成による回路各部の作動を説
明する。装置１にバッテリ１から電源が供給されると、
基準電圧源１０４は基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。この
基準電圧はバンドギャップ型の回路で作られ、約１．２
Ｖの温度特性に優れた高精度な基準電圧である。このＶ
ｒｅｆ電圧を基準として、１０５〜１１３で構成される
定電圧電源回路で定電圧ＶＣＣを作り他の回路の電源と
して供給している。この定電圧回路において、ＶＣＣは
下記数式１で与えられる。

【００２２】

【数１】

【００２３】なお、この数式１において、Ｒ１１１，Ｒ
１１２は各々抵抗器１１１，１１２の抵抗値を示し、Ｖ
Ｆは直列接続されたダイオード１０７〜１１０，１１３
の順方向電圧降下を示す。

【００２４】この順方向電圧降下ＶＦは−２ｍＶ／℃程
度の温度依存があり、従って、上式からわかるようにＶ
ＣＣには温度依存性が与えられている。次にブリッジ回
路の作動を説明する。

【００２５】まず、装置に電源が供給されたときのブリ
ッジ回路の起動について説明する。装置に電源が供給さ
れると、定電圧Ｖｃｃが供給される。この実施例では、
パワートランジスタ５を駆動するオペアンプ３００の出
力部にトランジスタ３２２〜３２６によって構成される
エミッタホロワ回路を設け、トランジスタ３２１のコレ
クタの電圧よりトランジスタ３２６のエミッタの電圧を
高めている。このため、トランジスタ３２６のエミッタ
端子の電圧は、オペアンプ３００の入力トランジスタ３
０３、３０４のベースに加わる電圧に関係なく所定範囲
の電圧となる。このため、装置に電源が供給された直後
にも、トランジスタ３２６のエミッタ端子の電圧は、オ
ペアンプ３００の入力に関係なく所定範囲の電圧とな
る。

【００２６】このトランジスタ３２６のエミッタ端子の
電圧ＶＥの最小値ＶＥ（ＭＩＮ）と最大値ＶＥ（ＭＡ
Ｘ）とは、トランジスタ３２２〜３２６の各々のエミッ
タ−ベース間の順方向電圧降下をＶＢＥ１とすると、下
記の数式２、数式３で表される。

【００２７】

【数２】ＶＥ（ＭＩＮ）≒５×ＶＢＥ１

【００２８】

【数３】ＶＥ（ＭＡＸ）≒５×ＶＢＥ１＋Ｖｃｃ 上記のようにしてトランジスタ３２６のエミッタ端子に
電圧が発生すると、エミッタホロワ回路を構成するトラ
ンジスタ５が導通し、トランジスタ５のエミッタ電圧が
オペアンプ３００の入力に関係なく所定範囲の電圧とな
る。

【００２９】このトランジスタ５のエミッタ電圧ＶＢＲ
の最小値ＶＢＲ（ＭＩＮ）と最大値ＶＢＲ（ＭＡＸ）と
は、下記の数式４、数式５で表される。

【００３０】

【数４】ＶＢＲ（ＭＩＮ）＝５×ＶＢＥ１−２×ＶＢＥ
２

【００３１】

【数５】ＶＢＲ（ＭＡＸ）＝５×ＶＢＥ１＋ＶＣＣ−２
×ＶＢＥ２ なお、この数式４では、２段のダーリントン接続からな
るトランジスタ５の各トランジスタのベース−エミッタ
間の順方向電圧降下をＶＢＥ２として、トランジスタ５
のベース−エミッタ間の順方向電圧降下を２×ＶＢＥ２
としてある。

【００３２】ここで、常温におけるＶＢＥ１とＶＢＥ２
とをほぼ０．７（Ｖ）とすると、ＶＢＲは２．１〜ＶＣ
Ｃ＋２．１（Ｖ）の範囲の電圧となる。以上の作動によ
り、オペアンプ３００の入力状態に関係なく所定範囲の
電圧が感温抵抗体７、８を含むブリッジ回路に印加さ
れ、オペアンプ３００の入力となる電圧ＶＭとＶＫとが
発生する。この時は電源の供給直後であるため、第１の
感温抵抗体７はまだ発熱していないから、ＶＭ＞ＶＫと
なる。このため、オペアンプ３００の出力（トランジス
タ３２６のエミッタ電圧）はＶＣＣ＋５×ＶＢＥ１とな
り、トランジスタ５のエミッタ電圧は５×ＶＢＥ１＋Ｖ
ＣＣ−２×ＶＢＥ２の最大電圧となる。この結果、感温
抵抗体７には最大の電流が通電され、感温抵抗体７が発
熱して抵抗値が上昇し、電圧ＶＭが低下する。そして、
ＶＭ＝ＶＫとなるようにオペアンプ３００がトランジス
タ５を制御する。

【００３３】以上に説明したように、この実施例ではト
ランジスタ５のエミッタ端子の電圧がとりうる最大値が
制限されているから、バッテリの電源電圧ＶＢが変動し
てもエミッタ端子の電圧ＶＢＲが過度に上昇することが
ない。例えば、バッテリの電圧が通常使用時の電圧より
はるかに高い電圧となったり、何らかの外乱ノイズによ
ってＶＭ、ＶＫが異常値をとるようなことがあっても、
電圧ＶＢＲが過度に上昇することがなく、感温抵抗体が
保護される。

【００３４】また、トランジスタのベース−エミッタ間
の順方向電圧降下ＶＢＥは公知のように−２（ｍＶ／°
Ｃ）程度の温度特性を有している。このため、電圧ＶＢ
Ｒは、上記の数式４、数式５に示したように、およそ３
×ＶＢＥの温度特性を有している。そこでこの実施例で
は、定電圧電源回路にダイオード１０７〜１１０、１１
３を使用することで、電圧ＶＣＣに＋６（ｍＶ／°Ｃ）
程度の温度特性を与え、上記の３×ＶＢＥの温度特性に
よる電圧ＶＢＲの最大値の変化をキャンセルしている。
これにより、電圧ＶＢＲの最大値を温度、および電源電
圧ＶＢに関係なくほぼ一定に維持することができる。

【００３５】なお、電圧ＶＢＲの最大値は、検出対象の
最大流量時に必要な電圧よりいくらか高く、かつ、感温
抵抗体等のブリッジ回路を保護する程度の値に設定され
る。次にブリッジ回路起動後の作動について説明する。
ブリッジ回路を構成する主要な部品は、オペアンプ２０
０，３００，トランジスタ５，感温抵抗器７，８，固定
抵抗器９〜１１，１７，１８である。以下、第１の感温
抵抗体７の抵抗値をＲＨ、第２の感温抵抗体８の抵抗値
をＲＫ、第１の固定抵抗器９の抵抗値をＲ９、第１の固
定抵抗器１７の抵抗値をＲ１７、第３の固定抵抗器１８
の抵抗値をＲ１８、固定抵抗器１０，１１の抵抗値をＲ
１０，Ｒ１１として表わす。また、図中のＶＢＲ，Ｖ
Ｍ，ＶＫはその記号の付してある部分の電圧を表わすも
のである。

【００３６】上記の起動時の作動によりブリッジ回路に
通電されると、オペアンプ２００，３００の入力電圧が
発生し、オペアンプ３００の入力電圧には下記数式６の
条件が成立する。

【００３７】

【数６】ＶＭ＋ＶＯＳ３＝ＶＫ 一方、オペアンプ２００の入力電圧には、下記数式７の
条件が成立する。

【００３８】

【数７】

【００３９】上記数式６に数式７を代入すると下記数式
８が導かれ、さらに下記数式９で表わされる電圧ＶＢＲ
を代入して整理すると下記数式１０が導かれる。この数
式１０が、ブリッジ回路の平衡条件式である。なお、Ｒ
Ｈ≪Ｒ１０＋Ｒ１１とする。

【００４０】

【数８】

【００４１】

【数９】

【００４２】

【数１０】

【００４３】上式においてＶＯＳ３はオペアンプ３００
のオフセット電圧である。この電圧ＶＯＳ３は基準電圧
源１０４の出力である電圧Ｖｒｅｆを抵抗３０６，３０
５からなる分圧回路で分圧したオフセット電圧ΔＶとオ
ペアンプ３００の内部回路で前記ΔＶ以外に発生する内
部オフセット電圧（ＶＯＳ３Ｄとする）とで決まり下記
の数式１１で表わされる。

【００４４】

【数１１】ＶＯＳ３＝ΔＶ＋ＶＯＳ３Ｄ 電圧ＶＯＳ３Ｄは主にトランジスタ３０３と３０４，３
０８と３０９，３１０と３１１のそれぞれのペア性の不
整合及び電流源３１２と３１３の不整合によって生じる
内部オフセット電圧である。電圧ＶＯＳ２はオペアンプ
２００の内部オフセット電圧であり、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄと同じ理由により生ず
る。

【００４５】なお、以下の説明では作動説明を簡単にす
るために、ＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０（Ｖ）として説明す
る。前述の数式１０においてＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０
（Ｖ）として式を整理すると、ブリッジ平衡条件式は下
記数式１２となる。

【００４６】

【数１２】

【００４７】上式の右辺は空気流路に設置される第２の
感温抵抗体８の抵抗値ＲＫと固定抵抗器の抵抗値Ｒ１
７，Ｒ１８，Ｒ１０，Ｒ１１で決まる。ここで空気流路
に設置される感温抵抗体７，８はほぼ同一抵抗でかつ、
同一熱容量を持つ感温抵抗体であるが、第２の感温抵抗
体８は自己発熱しないようそこに加わる電圧が調節され
ている。この実施例では、抵抗１０，１１の分圧回路と
オペアンプ２００によって、第２の感温抵抗体８の両端
に加わる電圧は、第１の感温抵抗体７の両端に加わる電
圧（ＶＢＲ−ＶＭ）の１／１０〜１／２０程度となるよ
う設定している。従って、上記数式１２の右辺は、第２
の感温抵抗体８の温度が空気流路を流れる空気温度にほ
ぼ等しくなることから、この空気温度によって決まる値
となる。

【００４８】一方、数式１２の左辺のＲＨ／Ｒ９は、Ｒ
９が第１の固定抵抗であるから、第１の感温抵抗体７の
抵抗値ＲＨによって決まる値となる。第１の感温抵抗体
７は空気流路に設置されており、そこに流れる電流をＩ
とすると、Ｉ² ＲＨの電力を消費し、発熱する。この発
熱電力Ｉ² ＲＨは空気流路を流れる空気に放熱されるの
で、この流路を流れる空気流量が多いか、少ないかによ
って空気に奪われる熱量が変わってくる。このため、空
気量に応じて温度が変化し、抵抗値ＲＨも変化しようと
するが、第１の感温抵抗７の抵抗値ＲＨが変わらないよ
うオペアンプ３００がトランジスタ５からの通電量を制
御する。つまり、空気流量に応じて前記Ｉを変化させる
ことにより、Ｉ² ＲＨを変化させＲＨが常に所定抵抗値
になるよう制御される。

【００４９】具体的には、回路図中のＶＢＲを変化させ
ることにより、前述のＩを変化させる。従って、この電
流Ｉは空気流量に相関を持った値である。そしてこの実
施例では、第１の固定抵抗９の電圧降下電圧（Ｉ×Ｒ
９）を検出することにより、空気流量に相関を持った電
圧を検出している。この電圧（ＶＭ）を後述する出力回
路にて増幅し、流量信号電圧として図示せぬ燃料噴射量
制御装置に出力する。

【００５０】次に、第２の感温抵抗体８の役割について
詳細に説明する。前述のように第２の感温抵抗体８は、
ほぼ自己発熱させない（自己発熱は約１℃以下が望まし
い）ことが前提であり、この感温抵抗体８は空気流路を
流れる空気温度を計測しているものである。感温抵抗体
７，８の抵抗値は３８００ｐｐｍ／℃の温度依存性を有
している。この実施例では、この感温抵抗体８を有する
ことによって、流路を流れる空気温度変化を補償してお
り、流れる空気温度に関係することなく、流量に相関を
持った電圧（ＶＭ）を得ている。

【００５１】具体的には、第２の感温抵抗体８の温度に
対し、第１の感温度抵抗体７の温度を常に一定温度高く
すれば良い。これは、数式１２においてＲ１７，Ｒ１８
を未知数として、具体的温度の２点について連立方程式
を立て、解くことにより、Ｒ１７，Ｒ１８を設定すれば
容易に実現できる。また第１，第２の感温抵抗体の温度
差に空気流路を流れる空気温度に応じて温度依存性を与
えることも前述の抵抗値Ｒ１７，Ｒ１８の前提により容
易に温度依存性を与えることもできる。

【００５２】次にＶＯＳ２，ＶＯＳ３を含めて回路の作
動を説明する。上記の数式１０に示されるブリッジ平衡
条件式を変形して、流量に相関を持った電圧ＶＭを求め
ると、下記数式１３となり、上述のＶＯＳ３＝ΔＶ＋Ｖ
ＯＳ３Ｄを代入すると数式１４となる。

【００５３】

【数１３】

【００５４】

【数１４】

【００５５】この数式１４をオフセット電圧について整
理すると下記の数式１５となる。

【００５６】

【数１５】

【００５７】この数式１５の右辺第２頁括弧内の式がこ
の実施例の回路構成における総合オフセット電圧ＶＯＳ
である。数式１５からわかるように、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄとオペアンプ２００の
内部オフセット電圧は相殺するよう作用する。すなわ
ち、ＶＯＳ３Ｄ及びＶＯＳ２は０（Ｖ）が理想である
が、現実的にはオペアンプ内のペア素子の不整合等によ
り必ずオフセット電圧が生じる。そこでこの実施例で
は、ＶＯＳ３ＤとＶＯＳ２とを相殺させている。そのた
めにこの実施例ではモノリックＩＣ１００内つまり、１
チップ上にオペアンプ２００，３００を作り、オペアン
プ２００，３００のチップ上への配置，素子サイズの最
適化等により、ＶＯＳ２≒ＶＯＳ３Ｄとしている。これ
により、総合オフセット電圧ＶＯＳを理想のＶＯＳ＝Δ
Ｖに近づけることができる。

【００５８】また、このようにして作ったオペアンプの
内部オフセットの温度ドリフトもＶＯＳ２とＶＯＳ３Ｄ
でほぼ同じとなる。ここで、数式１５の右辺第２頁のＲ
１８／ＲＫ＋Ｒ１７＋Ｒ１８は、抵抗器１０，１１の分
圧比でほぼ決まるが、第２の感温抵抗体８の自己発熱が
ほとんど無視できる程度（自己発熱１℃以下）に抑えら
れると０．７〜０．９の値となる。

【００５９】総合オフセット電圧ＶＯＳはブリッジ回路
を安定に作動させるために必要であり、正の電圧でなけ
ればならない。すなわちＶＯＳが負の場合はオペアンプ
３００の入力と出力の関係でみると正帰還がかかること
になり、不安定になり発振現象が発生する。以上の理由
によりＶＯＳは正の電圧である必要があるが、この正の
ＶＯＳの大小によってブリッジ回路の応答性が左右され
る。具体的には空気流路を流れる空気量が急激に変化し
た場合の流量信号である電圧ＶＭの応答が総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの値によって変わる。総合オフセット電圧
ＶＯＳが大きいとブリッジ回路の負帰還が強くなり応答
性は遅くなる。逆にＶＯＳが小さいほど負帰還は弱くな
り応答性は早くなる。応答性を早くすると過渡時にリン
ギング等が発生し好ましくない。応答性が遅いと過渡時
の流量が計れないので問題となる。そこで総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの最適化が必要であり、通常このＶＯＳは
数ｍＶに設定する。以上の理由によりＶＯＳはできる限
りバラツキの少ない所定電圧値であることが望ましい。
この実施例では、数式１５に示す総合オフセット電圧の
誤差要素であるオペアンプ２００のオフセット電圧ＶＯ
Ｓ２とオペアンプ３００の内部オフセット電圧ＶＯＳ３
Ｄが相殺するよう、作用するので総合オフセット電圧Ｖ
ＯＳの誤差を最小限に抑えている。

【００６０】また、この実施例では、第１の感温度抵抗
体７と抵抗器９，１０，１１に流す電流をトランジスタ
５を介して電源電圧ＶＢから得ている。これにより、第
１の感温抵抗体７に流す電流を、抵抗器３を通して得る
場合より、最低作動電圧を下げることができる。

【００６１】さらにこの実施例では、第２の感温抵抗体
８と抵抗器１７，１８との直列回路に流す電流もトラン
ジスタ５のエミッタから供給している。すなわち、オペ
アンプ２００の出力トランジスタ２２３のコレクタは、
抵抗器１５を介してトランジスタ５のエミッタに接続さ
れ、トランジスタ２２３のエミッタは第２の感温抵抗体
８に接続されている。

【００６２】ここで、第２の感温抵抗体８に供給する電
流は数ｍＡ〜数十ｍＡになり、この電流を定電圧源のＶ
ＣＣから供給しようとすると、抵抗器３を流れる電流が
増加し、この抵抗器３における電圧降下が大きくなっ
て、回路が作動可能な最低作動電圧が高くなってしまう
という問題点が生じる。また、これを回避するために抵
抗器３の抵抗値を小さくすると、過電圧保護用のツェナ
ーダイオード１０１，１０２，１０３の容量を高める必
要が生じ、モノリシックＩＣ１００のチップサイズの大
型化，コストアップ等の問題点が生じる。

【００６３】しかし、この実施例の上記構成によると、
第２の感温抵抗体８の電流をトランジスタ５を介して電
源電圧ＶＢから得ているため、上述のごとき問題点を生
じることがない。

【００６４】なお、抵抗器１５はトランジスタ２２３の
消費電力を低減するための抵抗であり、これを取り除い
て回路を構成してもよい。前述の作動説明でわかるよう
に、第１の感温抵抗体７の消費電力は、抵抗器９〜１
８，オペアンプ２００，３００，トランジスタ５等によ
り構成される制御回路により、帰還制御される。この帰
還制御ループ内には以下に述べる電圧増幅回路が介在し
ている。

【００６５】オペアンプ２００内にはトランジスタ２０
５，２０６，２０８，２０９で構成される差動増幅回路
があり、これは、トランジスタ２０３と２０４のそれぞ
れのベース端子電圧の差電圧を電圧増幅しており、トラ
ンジスタ２０９のコレクタ端子に増幅後の電圧が出力さ
れ通常６０（ｄＢ）程度の増幅度を有している。また、
トランジスタ２２１では電圧反転増幅を行っている。こ
のトランジスタ２２１１個で通常６０（ｄＢ）前後の電
圧増幅度を有している。これらの２つの増幅回路の電源
は定電圧電源の定電圧ＶＣＣから電流源２１０〜２１
１，２１７を介して供給されている。オペアンプ２００
内のその他のトランジスタ２０３，２０４，２１３，２
１４，２２２，２２３はすべてエミッタフォロワ回路を
構成しており、電圧増幅作用はない（電圧増幅度は１
倍）。

【００６６】次にオペアンプ３００はオペアンプ２００
と同様にトランジスタ３０８，３０９，３１０，３１１
で差動増幅回路を構成する。また、トランジスタ３２１
で電圧反転増幅回路を構成する。それらの電源は電流源
３１２〜３１４，３２０を介して定電圧電源の定電圧Ｖ
ＣＣから供給されている。その他のトランジスタ３０
３，３０４，３１５，３１６，３２２〜３２６はエミッ
タホロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。

【００６７】またパワートランジスタ５はエミッタホロ
ワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。従って帰
還ループ内に介在する電圧増幅回路の電源はすべて定電
圧電源の定電圧ＶＣＣより供給しているので装置の電源
の電圧ＶＢが変動しても定電圧ＶＣＣに応じて制御され
る電圧ＶＢＲが変動することはない。

【００６８】次にバッテリー１の電圧が低下した場合に
ついて説明する。つまり流量計測するために必要なＶＢ
Ｒ電圧に対しバッテリー１の電圧ＶＢは最低何（Ｖ）必
要かについて述べる。

【００６９】抵抗器３における電圧降下電圧をＶ１_, 抵
抗器６における電圧降下電圧をＶ２ _, ダーリントン型パ
ワートランジスタ５の後段トランジスタのベース，エミ
ッタ間の順方向電圧降下電圧をＶＢＥ１，前段トランジ
スタのベースエミッタ間の順方向電圧降下電圧をＶＢＥ
２，電流源３３１の電圧降下電圧の最小値をＶＣＥ（Ｍ
ＩＮ）とすると流量計測に必要な最低電圧値は下記の数
式１６で表わされる。

【００７０】

【数１６】ＶＢ（ＭＩＮ）＝ＶＢＲ＋ＶＢＥ２＋ＶＢＥ
１＋Ｖ２ ＋ＶＣＥ（ＭＩＮ）＋Ｖ１ なお、ＶＣＥ（ＭＩＮ）は電流源３３１の電圧降下の最
小値を示し、トランジスタ５を正常作動させるために必
要なベース電流を供給できる最低の電圧を示す。

【００７１】ここで、定電流源の詳細な回路を図３に示
す。図３における３２７〜３３１のＰＮＰトランジスタ
は、図１，図２の電流源３２７〜３３１の各々に相当す
る。図３の電流源回路は一般的なカレントミラー回路で
あり、基本電流Ｔ₁ は下記の数式１７で決まる。

【００７２】

【数１７】

【００７３】なお、ＶＥＢ３５０はトランジスタ３５０
のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、ＶＥＢ３５１はト
ランジスタ３５１のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、
Ｒ３５２は抵抗３５２の抵抗値である。図３において、
電流Ｉ₁ がトランジスタ３５０のコレクタ電流として流
れ、トランジスタ３２７〜３３１はそれぞれ基本電流Ｉ
₁ をミラーして出力する。トランジスタ３２７〜３３１
の出力する電流値は、バイポーラＩＣの同一チップ上で
回路を構成する場合において、トランジスタ３５０とト
ランジスタ３２７〜３３２に同一素子を用いれば各トラ
ンジスタの出力電流はほぼ基本電流Ｉ₁ と同一電流とな
る。本実施例における電流源３２７〜３３０は同一電流
値の電流源とし、電流源３３１の電流源はパワートラン
ジスタ５のベース電流を供給するために他の電流源３２
７〜３３０の電流に比べ、数十倍の電流値としている。
これはトランジスタ３５０の素子面積に対し、トランジ
スタ３３１の素子面積を大きくするか、あるいはトラン
ジスタ３５０と同一素子を並列に何個か接続することに
より容易に達成できる。

【００７４】次に出力回路について説明する。出力回路
はオペアンプ４００，５００と抵抗２１〜２５，コンデ
ンサ２０で構成されている。この出力回路はブリッジ回
路から流量に相関を持った電圧信号として電圧ＶＭをオ
ペアンプ５００の非反転入力端子に入力し、下記の数式
１８で表わされる出力電圧Ｖｏｕｔを出力するよう作用
する。なお、抵抗２１〜２５の抵抗値をＲ２１〜Ｒ２５
として表わし、電圧ＶＲは下記の数式１９で表わされ
る。

【００７５】

【数１８】

【００７６】

【数１９】

【００７７】上記の数式１８に示されるように、出力回
路は、電圧増幅作用を有する。また、数式１８のＶＲ及
びＲ２２／Ｒ２３を調整することにより、個々の製品に
固有のＶＭ特性値の違いを同一特性値に合わせ込むこと
ができる。これにより、出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換
するＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換可能範囲にあわせた出力
電圧を出力することができ、Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換
可能範囲をむだなく使って、Ａ／Ｄ変換時のビット誤差
を小さくできる。また、出力電圧Ｖｏｕｔの信号電圧
と、外部から重畳するノイズ電圧とのＳ／Ｎを大きくと
ることができ、ノイズに強くすることができる。

【００７８】以上の様にパワートランジスタ５のベース
電流を定電流源３３１より供給することにより、流量を
計測できるバッテリー電圧ＶＢの最低電圧値は、上記の
数式１６で示される電圧になる。ところで、従来の装置
では、パワートランジスタのベース電流は、オペアンプ
の出力トランジスタから与えられるのが通常であった。
従来のオペアンプの出力トランジスタには、ダーリント
ン接続のトランジスタが用いられるのが一般的であっ
た。このため、流量を計測できる最低電圧には、オペア
ンプの出力トランジスタの電圧降下も含む必要があっ
た。下記の数式２０は本実施例による最低電圧と、従来
装置の最低電圧との差を示している。この数式２０で
は、すべてのトランジスタのベース−エミッタ間電圧降
下を等しくみなして、ＶＢＥとしている。

【００７９】

【数２０】

【００８０】但し、Ｖ１ ，Ｖ２ ，ＶＣＥ（ＭＩＮ）
は従来装置と本実施例装置とで同じと仮定した。この数
式２０において、左辺第１項は本実施例の最低電圧を示
す数式１６に等しく、左辺第２項はダーリントン接続の
トランジスタからパワートランジスタにベース電流を供
給する従来技術の最低電圧を示す。そして、ダーリント
ン接続のトランジスタの電圧降下をＶＢＥ３，ＶＢＥ４
としている。従って、本実施例装置は従来装置に比べ２
ＶＢＥ（約１．４Ｖ）低いバッテリー電圧まで流量を計
測できる。

【００８１】図４は第２実施例の回路図である。図４は
定電流源の回路構成を示す。上述の第１実施例では、図
３の定電流源回路を用いたが、図４の定電流源回路を用
いてもよい。図３の回路では基本電流Ｉ₁ が電源の電圧
ＶＢ１によって変化するのに対し、図４基本電流ｉ₂ は
電源ＶＢ１の電圧に影響されない回路となっている。こ
の図４の回路では、抵抗器３５３，ダイオード３４７，
トランジスタ３５０により起動を構成している。そし
て、トランジスタ３４２，３４３，３４９，３５１，３
５２，ダイオード３４６，抵抗器３４５，３４８からな
る回路により電源電圧ＶＢ１の変化を補償して基本電流
ｉ₂を作っている。この図４の回路で作られる基本電流
ｉ₂ は、ＶＢ１の電圧に依存せず、また抵抗３４８，３
４５の抵抗値を選定することにより温度にもほとんど依
存しない基本電流とすることができる。

【００８２】図５は第３実施例の回路図である。図５は
最低作動電圧を低下させるための回路構成を示す。図５
においては、図１，図２とほぼ同等の機能を達成する構
成には同一の符号を付した。この図５に示される実施例
は、第１実施例に比べて大幅に簡単な構成である。

【００８３】図５の実施例において、回路は、差動増幅
部６００，反転増幅部７００，出力部８００および出力
回路９００を備える。そして、出力部８００はエミッタ
ホロワのトランジスタと定電流源とを備える。そして、
ダーリントン接続されたトランジスタ５のベース電流
は、この出力部８００の定電流源から供給される。従っ
てこの実施例においても、図１，図２に示す実施例と同
様に、流量計測が可能な最低作動電圧を下げることがで
きる。この実施例でも、図１，図２の実施例と同様に約
１．４（Ｖ）の低下が可能である。

【００８４】なお、この実施例では電源電圧ＶＢが変動
したときに、帰還制御の遅れにより感温抵抗体７，８に
印加される電圧が一時的に変動する。また、この実施例
では、電源電圧印加時の起動のために特別のトリガ信号
を入力して帰還ループを起動してもよく、出力部８００
のエミッタホロワ回路と定電流源とを複数段設けて起動
してもよい。

【００８５】図６は第４実施例を示す回路図である。図
６は単一のオペアンプで制御回路を構成した回路図であ
る。図６においては、図１、図２とほぼ同等の機能を達
成する構成には同一の符号を付した。この第４実施例は
第１実施例に比べて大幅に簡単な構成である。

【００８６】図６の実施例において、オペアンプ１５０
の電圧増幅回路に電圧を供給する定電圧電源回路１２０
が設けられている。この定電圧電源回路１２０は、図
１、図２の定電圧電源回路と同様である。オペアンプ１
５０は、差動増幅部、電圧反転増幅部、出力部からな
る。差動増幅部は、入力抵抗１５１、１５２、一対の入
力トランジスタ１５３、１５４、一対のトランジスタ１
５５、１５６、一対のトランジスタ１５７、１５８、お
よび定電流源１５９、１６０、１６１を備える。電圧反
転増幅部はトランジスタ１６２、１６５、１６７、コン
デンサ１６３、抵抗器１６６、および定電流源１６４、
１６８を備える。前記電流源１５９，１６０，１６１，
１６４，１６８は、電源電圧（ＶＢ）の変化に依存しな
い一定電流を供給する電流源である。出力部は５段のエ
ミッタホロワ回路からなり、トランジスタ１６９、１７
０、１７１、１７２、１７３と、定電流源１７４、１７
５、１７６、１７７、１７８を備える。

【００８７】この実施例では、感温抵抗体７と抵抗器９
との接続点の電圧が流量を示す電圧として出力される。
この実施例では、下記の数式２１で示されるブリッジ平
衡条件式が成立するようオペアンプ１５０により帰還制
御が行われる。

【００８８】

【数２１】ＲＨ／Ｒ９＝（ＲＫ＋Ｒ１７）／Ｒ１８ この実施例では、感温抵抗体７、８への通電量を帰還制
御するオペアンプ１５０は、作動増幅部と電圧反転増幅
部とのふたつの電圧増幅回路を備える。そして、これら
のすべての電圧増幅回路には定電圧電源１２０から電源
が供給される。このため、バッテリ１の電圧に変化があ
っても、トランジスタ５のエミッタ端子の電圧、ひいて
はブリッジ回路のｂ点の電圧が変動することが防止され
る。

【００８９】また、この実施例では、第１実施例と同様
に、トランジスタ５のエミッタ端子の電圧が所定の最大
電圧と、最小電圧との間に制限される。このため、感温
抵抗体７、８に過大な電圧が印加されることがない。

【００９０】また、この実施例では、第１実施例と同様
に、流量を計測できる最低の電源電圧が低いので、低い
電源電圧のときにも流量計測が可能である。図７は第５
実施例を示す回路図である。図７は帰還制御ループの起
動のためのエミッタホロワ回路の構成例を示す。図７に
おいては、図１、図２とほぼ同等の機能を達成する構成
には同一の符号を付した。この第５実施例は、第１実施
例に比べて大幅に簡単な構成である。

【００９１】図７において、感温抵抗体７、８を含むブ
リッジ回路のＢ点とＣ点との電圧はオペアンプ２５０に
入力される。なお、この図７には、第１実施例などでは
図示を省略した電源スイッチ２６０が図示されている。

【００９２】この実施例ではオペアンプ２５０の出力に
３段のエミッタホロワ回路が設けられている。この回路
では、ダーリントン接続のトランジスタ５のベース−エ
ミッタ間電圧降下は２×ＶＢＥとなり、３段のエミッタ
ホロワ回路のベース−エミッタ間電圧降下は３×ＶＢＥ
となる。このため、トランジスタ５のベース電圧は、ト
ランジスタ１個分だけ高くなる。このため、電源スイッ
チ２６０が閉じられた直後に確実にトランジスタ５を導
通させ、帰還制御ループが起動される。

【００９３】また、この実施例では、第１実施例と同様
に、流量を計測できる最低の電源電圧が低いので、低い
電源電圧のときにも流量計測が可能である。図８は第６
実施例を示す回路図である。図８は帰還制御ループの起
動のための回路をダイオードで構成した例を示す。図８
においては、図１、図２とほぼ同等の機能を達成する構
成には同一の符号を付した。この第６実施例は、第１実
施例に比べて大幅に簡単な構成である。

【００９４】図８において、感温抵抗体７、８を含むブ
リッジ回路のＢ点とＣ点との電圧はオペアンプ２５０に
入力される。オペアンプ２５０の出力にはダイオード２
７０、２８０、２９０の直列回路が設けられる。これら
のダイオードは、アノード側が定電流源３３１に接続さ
れ、このアノード側はトランジスタ５のベース端子にも
接続される。なお、この図８には、第１実施例などでは
図示を省略した電源スイッチ２６０が図示されている。

【００９５】この回路では、ダーリントン接続のトラン
ジスタ５のベース−エミッタ間電圧降下は２×ＶＢＥと
なり、３個のダイオード直列回路の順方向電圧降下は３
×ＶＤとなる。一般にトランジスタのベース−エミッタ
間電圧降下ＶＢＥと、ダイオードの順方向電圧降下ＶＤ
はほぼ等しいから、トランジスタ５のベース電圧は、ダ
イオード１個の順方向電圧降下分だけ高くなる。このた
め、電源スイッチ２６０が閉じられた直後に確実にトラ
ンジスタ５を導通させ、帰還制御ループが起動される。
また、この実施例では、ダイオード直列回路のアノード
側に定電流源３３１を設け、トランジスタ５のベース電
流を定電流源３３１から供給している。このため、トラ
ンジスタ５を導通させブリッジ回路を作動させるための
電圧には、オペアンプ２５０内の出力回路の電圧降下が
含まれない。従って、流量を計測できる最低の電源電圧
が低くでき、低い電源電圧のときにも流量計測が可能で
ある。

【００９６】

【発明の効果】以上述べたように本発明によると、熱線
式流量計の最低作動電圧を下げることができ、低い電源
電圧においても流量の計測が可能になるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。

【図２】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。

【図３】定電流回路を示す回路図である。

【図４】第２実施例の定電流回路を示す回路図である。

【図５】第３実施例の回路を示す回路図である。

【図６】第４実施例の回路を示す回路図である。

【図７】第５実施例の回路を示す回路図である。

【図８】第６実施例の回路を示す回路図である。

【図９】従来技術による回路を示す回路図である。

【図１０】従来技術による回路の演算増幅器の出力部を
示す回路図である。

【符号の説明】

１ バッテリ ５ パワートランジスタ ７ 第１の感温抵抗体 ８ 第２の感温抵抗体 １００ モノリッシクＩＣの範囲 ２００ 演算増幅器（オペアンプ） ３００ オペアンプ ４００ オペアンプ ５００ オペアンプ ６００ 差動増幅部 ７００ 反転増幅部 ８００ 出力部 ９００ 出力回路 １５０ オペアンプ ２５０ オペアンプ ２６０ 電源スイッチ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 流体流路中に設置される感温抵抗体と、 前記感温抵抗体と直列に設けられ、前記感温抵抗体に供
   給される電力を調節するトランジスタと、 前記感温抵抗体を所定温度にするように前記感温抵抗体
   への印加電力を調節する調節信号を出力する制御回路
   と、 定電流源回路と前記定電流源回路から供給される定電流
   を分流し、前記調節信号に応じた前記トランジスタのベ
   ース電流を供給する電流調節回路とを備えたことを特徴
   とする熱線式流量計。