JP2006020405A - Semiconductor switch circuit - Google Patents
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Abstract
Description
この発明はインバータなどの電力変換装置のスイッチング手段として用いられる半導体スイッチ回路に関する。 The present invention relates to a semiconductor switch circuit used as a switching means of a power converter such as an inverter.
図１は、この種の電力変換装置として代表的な単相ブリッジインバータの主回路構成である。図１において、1は直流電源、2はインバータ主回路、3は負荷を示し、インバータ主回路2はスナバコンデンサ10と半導体スイッチ回路11〜14とから構成され、半導体スイッチ回路11〜14はそれぞれブリッジ構成に接続されている。これらの半導体スイッチ回路は互いに連係して個々にオン・オフすることにより、直流電源1の電圧が所定の交流電圧に変換され、この交流電圧が負荷3に供給される。 FIG. 1 shows a main circuit configuration of a typical single-phase bridge inverter as a power converter of this type. In FIG. 1, 1 is a DC power source, 2 is an inverter main circuit, 3 is a load, the inverter main circuit 2 is composed of a snubber capacitor 10 and semiconductor switch circuits 11 to 14, and the semiconductor switch circuits 11 to 14 are bridges, respectively. Connected to the configuration. These semiconductor switch circuits are linked to each other and individually turned on and off, whereby the voltage of the DC power supply 1 is converted into a predetermined AC voltage, and this AC voltage is supplied to the load 3.
この半導体スイッチ回路は一般に同一回路構成である。図２は、図１に示した半導体スイッチ回路11〜14それぞれの従来例を示す回路構成図である。図２において、20は半導体自己消弧形デバイス、30は該自己消弧形デバイスに逆並列接続された還流ダイオードである。直流電源1の電圧が100〜200V以上の場合、半導体自己消弧形デバイス20としては、一般には、耐電圧600V以上の絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ（以下単にIGBTと称する）が使われ、特別な高周波動作が必要な場合にはMOS電界効果トランジスタ（以下単にMOSFETと称する）や静電誘導型トランジスタ（以下単にSITと称する）が使われる。一方、還流ダイオード30としては、一般には、pn接合ダイオードやショットキーダイオードが使われる。また、MOSFETを自己消弧形デバイスとして使用する場合には、MOSFETに内蔵されたダイオードを還流ダイオードとして使用することもある。 This semiconductor switch circuit generally has the same circuit configuration. FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a conventional example of each of the semiconductor switch circuits 11 to 14 shown in FIG. In FIG. 2, 20 is a semiconductor self-extinguishing device, and 30 is a free-wheeling diode connected in reverse parallel to the self-extinguishing device. When the voltage of the DC power source 1 is 100 to 200 V or higher, an insulated gate bipolar transistor (hereinafter simply referred to as IGBT) having a withstand voltage of 600 V or higher is generally used as the semiconductor self-extinguishing device 20 and has a special high frequency. When operation is required, a MOS field effect transistor (hereinafter simply referred to as MOSFET) or a static induction transistor (hereinafter simply referred to as SIT) is used. On the other hand, as the free wheel diode 30, a pn junction diode or a Schottky diode is generally used. When the MOSFET is used as a self-extinguishing device, a diode built in the MOSFET may be used as a free-wheeling diode.
図１の電力変換装置（単相ブリッジインバータ）では、半導体スイッチ回路11と14の自己消弧形デバイスがともにオンのとき負荷3に一方方向の電圧が、また、半導体スイッチ回路12と13の自己消弧形デバイスがともにオンのとき負荷3に反対方向の電圧がそれぞれ印加され、直流電源1の直流から交流電圧が負荷3に供給される。このとき、半導体スイッチ回路11と14の自己消弧形デバイスのオン指令信号に対して、半導体スイッチ回路12と13の自己消弧形デバイスのオン指令信号の位相差を変えることで負荷3に流れる電流を調整する。また、対アームの半導体スイッチ回路（例えば、回路11に対して回路12）の自己消弧形デバイスが同時にオンになると、両デバイスを貫通する大きな短絡電流が流れるので、これを防止するため自己消弧形デバイスのオン指令信号にはデッドタイムと呼ばれる時間差が設けられる。 In the power conversion device (single-phase bridge inverter) in FIG. 1, when both self-extinguishing devices of the semiconductor switch circuits 11 and 14 are on, a voltage in one direction is applied to the load 3 and the self-extinguishing of the semiconductor switch circuits 12 and 13 When both the arc extinguishing devices are on, voltages in opposite directions are applied to the load 3, and an AC voltage is supplied from the DC of the DC power supply 1 to the load 3. At this time, the on-command signal of the self-extinguishing device of the semiconductor switch circuits 11 and 14 flows to the load 3 by changing the phase difference of the on-command signal of the self-extinguishing device of the semiconductor switch circuits 12 and 13. Adjust the current. In addition, when the self-extinguishing device of the semiconductor switch circuit of the pair arm (for example, circuit 12 with respect to circuit 11) is turned on at the same time, a large short-circuit current passing through both devices flows. A time difference called dead time is provided in the ON command signal of the arc device.
この電力変換装置において、負荷3が誘導性負荷のときには、それぞれの半導体スイッチ回路の還流ダイオード21に負荷電流が流れる期間がある。例えば、半導体スイッチ回路11の自己消弧形スイッチ20がオン状態からオフ状態に切り替わった直後には、誘導性負荷3に蓄積されたエネルギーによって負荷3には切り替わる前と同じ方向の電流が流れるが、この電流は対アームの半導体スイッチ回路12の還流ダイオード21を通って流れ、負荷3の電流が同じ半導体スイッチ回路12の自己消弧形デバイスに転流するまでの期間通電するのである。なお、この種の装置として関連するものには例えば非特許文献１に記載がある。 In this power converter, when the load 3 is an inductive load, there is a period during which a load current flows through the free wheel diode 21 of each semiconductor switch circuit. For example, immediately after the self-extinguishing switch 20 of the semiconductor switch circuit 11 is switched from the on state to the off state, the current in the same direction as that before the switch flows due to the energy accumulated in the inductive load 3 flows. This current flows through the freewheeling diode 21 of the semiconductor switch circuit 12 of the pair arm, and is energized for a period until the current of the load 3 is commutated to the self-extinguishing device of the same semiconductor switch circuit 12. For example, Non-Patent Document 1 discloses a device related to this type of device.
上述の単相ブリッジインバータなどの電力変換装置を構成する半導体スイッチ回路のスイッチング動作は、一般にキャリア周波数を数kHzから十数kHz程度としたパルス幅変調（PWM）された駆動信号に基づいて行われ、半導体スイッチ回路の自己消弧形デバイスのみならず還流ダイオードのスイッチング動作におけるスイッチング損失が装置の変換効率に影響する。 The switching operation of the semiconductor switch circuit constituting the power conversion device such as the single-phase bridge inverter described above is generally performed based on a pulse width modulated (PWM) drive signal whose carrier frequency is about several kHz to several tens of kHz. In addition, not only the self-extinguishing device of the semiconductor switch circuit but also the switching loss in the switching operation of the freewheeling diode affects the conversion efficiency of the device.
電力変換装置の変換効率は、半導体スイッチ回路を構成する自己消弧形デバイスと還流ダイオードの導通損失およびスイッチング損失に強く依存し、自己消弧形デバイスのみならず還流ダイオードの損失が効率を低下させている。
半導体自己消弧形デバイスの性能の進歩が著しいなかで、還流ダイオードの低損失化が大きな課題になっている。特に、従来のシリコンに代わり性能向上が期待できるシリコンカーバイド（以下単にSiCと称する）を素材としたパワー半導体デバイスを使用する場合にSiCの還流ダイオードの通電損失の増大が問題である。すなわち、バンドギャップの大きいSiCのpn接合ダイオードが順方向に通電するためには、2.5V〜3.0V以上の堰層電圧を超える順バイアスを必要とし、その結果、順電圧降下がシリコンに比べて著しく大きくなるからである。そのため、SiCではショットキーダイオードが整流ダイオードとして使用される。SiCショットキーダイオードはリカバリー電流が無いので、高い周波数での動作にも優れている。しかしながら、SiCショットキーダイオードでもSiCとショットキー金属間のショットキー障壁があり、順方向の通電にはキャリアがこの障壁を超えるだけの約1.0Vの堰層電圧以上のバイアスが必要であり、順方向の通電損失の減少には限界がある。また、逆電圧阻止状態にはショットキー障壁を超えて流れる漏れ電流が特に、高温において大きくなり、シリコンに比して高温動作が可能であるというSiCデバイスの特徴が失われるという問題もある。 Amid the remarkable progress in performance of semiconductor self-extinguishing devices, the reduction of free-wheeling diode loss has become a major issue. In particular, when a power semiconductor device made of silicon carbide (hereinafter simply referred to as SiC), which can be expected to improve performance in place of conventional silicon, is used, there is a problem of increased conduction loss of the SiC free-wheeling diode. In other words, in order for a SiC pn junction diode with a large band gap to conduct in the forward direction, a forward bias exceeding the weir layer voltage of 2.5 V to 3.0 V or more is required, and as a result, the forward voltage drop is lower than that of silicon. It is because it becomes remarkably large. Therefore, a Schottky diode is used as a rectifier diode in SiC. SiC Schottky diodes have no recovery current, so they are excellent at high frequency operation. However, even a SiC Schottky diode has a Schottky barrier between SiC and a Schottky metal.For forward energization, a bias higher than the weir layer voltage of about 1.0 V is required to allow carriers to cross this barrier. There is a limit to reducing the conduction loss in the direction. Further, in the reverse voltage blocking state, there is a problem that the leakage current flowing beyond the Schottky barrier becomes large especially at a high temperature, and the characteristics of the SiC device that the high temperature operation is possible compared with silicon are lost.
以上のように、SiCを素材とする還流ダイオードを使用した従来の半導体スイッチ回路において、ダイオードの損失が増大するため、この電力変換装置の変換効率を低下させ冷却装置が大型になり、電力変換装置が大型化するという問題があった。 As described above, in the conventional semiconductor switch circuit using the free-wheeling diode made of SiC, the loss of the diode increases, so the conversion efficiency of the power conversion device is lowered, the cooling device becomes large, and the power conversion device There was a problem of increasing the size.
この発明の目的は、上記の問題を解決し、電力変換装置の変換効率の低下を防止することができる半導体スイッチ回路を提供することである。
この発明の他の目的は、上記の半導体スイッチ回路に好適な半導体デバイス構造を提供することである。
An object of the present invention is to provide a semiconductor switch circuit that can solve the above-described problems and prevent a reduction in conversion efficiency of a power converter.
Another object of the present invention is to provide a semiconductor device structure suitable for the semiconductor switch circuit described above.
本発明は、電力変換装置のスイッチング手段として用いられる半導体スイッチ回路において、前記半導体スイッチ回路は自己消弧形デバイスを主スイッチ素子とし、主スイッチ素子に並列接続されたSiCを素材としたユニポーラ型自己消弧形デバイスを補助スイッチ素子とし、補助スイッチ素子のオン・オフのタイミングを主スイッチ素子に同期させる。 The present invention relates to a semiconductor switch circuit used as a switching means of a power converter, wherein the semiconductor switch circuit has a self-extinguishing device as a main switch element, and a unipolar self-made material made of SiC connected in parallel to the main switch element. The arc extinguishing device is used as an auxiliary switch element, and the on / off timing of the auxiliary switch element is synchronized with the main switch element.
また、本発明は、前記補助スイッチ素子としてSiC-SITとする。
また、本発明は、前記補助スイッチ素子として逆並列ダイオードを一体化したSiC-SITとする。
In the present invention, the auxiliary switch element is SiC-SIT.
Further, the present invention is a SiC-SIT in which an antiparallel diode is integrated as the auxiliary switch element.
また、本発明は、前記主スイッチ素子としてSiC-SITとし、オン・オフのタイミングを対アームの半導体スイッチ回路に同期させることにより前記補助スイッチ素子としても使用する。 Further, the present invention uses SiC-SIT as the main switch element, and is also used as the auxiliary switch element by synchronizing the on / off timing with the semiconductor switch circuit of the opposite arm.
また、本発明は、前記主スイッチ素子とするSiC-SITに逆並列ダイオードを一体化する。 In the present invention, an antiparallel diode is integrated with the SiC-SIT used as the main switch element.
さらに、本発明は、前記半導体スイッチ回路を全波整流回路の整流タイオードとして使用する。 Furthermore, the present invention uses the semiconductor switch circuit as a rectifier diode of a full-wave rectifier circuit.
本発明によれば、前記半導体スイッチ回路において、前記補助スイッチ素子として前記主スイッチ素子に並列にSiC-SITを接続し、かつ、そのオン・オフのタイミングを後述のごとく前記主スイッチ素子に同期させることにより、半導体スイッチ回路の発生損失を低減し、電力変換装置の変換効率を高くすることができる。 According to the present invention, in the semiconductor switch circuit, an SiC-SIT is connected in parallel to the main switch element as the auxiliary switch element, and the on / off timing is synchronized with the main switch element as described later. Thereby, the generation | occurrence | production loss of a semiconductor switch circuit can be reduced and the conversion efficiency of a power converter device can be made high.
この発明によれば、電力変換装置のスイッチング手段として用いられる半導体スイッチ回路において、IGBT、MOSFET、SITなどの自己消弧形デバイスによる主スイッチ素子と並列に、pn接合ダイオード、ショットキーダイオードなどの還流ダイオートおよび補助スイッチ素子としてSiCを素材として作成されたSITを接続し、該補助スイッチ素子のオン・オフ制御を前記主スイッチ素子に同期させることにより、あるいは、前記還流ダイオードに並列接続された前記SiC-SITを主スイッチ素子だけでなく補助スイッチ素子としても動作させることにより、上述の如くこの電力変換装置のダイオード部分の損失を低減でき、その結果、該電力変換装置の変換効率を高く、装置の小型化ができる効果がある。 According to the present invention, in a semiconductor switch circuit used as a switching means of a power conversion device, a pn junction diode, a Schottky diode, or the like is returned in parallel with a main switch element by a self-extinguishing device such as an IGBT, MOSFET, or SIT. By connecting SIT made of SiC as a die auto and auxiliary switch element, and synchronizing the on / off control of the auxiliary switch element with the main switch element, or the SiC connected in parallel to the free wheel diode -By operating the SIT not only as a main switch element but also as an auxiliary switch element, the loss of the diode part of the power converter can be reduced as described above. As a result, the conversion efficiency of the power converter is increased, There is an effect that the size can be reduced.
さらに、この発明によれば、電力変換装置の全波整流回路の整流手段として用いられる半導体スイッチ回路において、還流ダイオードと並列にSiCを素材として作成されたSITからなるスイッチ素子を接続し、それを還流ダイオードの導通に同期してオン・オフ制御することにより、電力変換装置の変換効率を高くできる効果がある。 Furthermore, according to the present invention, in the semiconductor switch circuit used as the rectifying means of the full-wave rectifier circuit of the power converter, the switch element made of SIT made of SiC as a material is connected in parallel with the free wheel diode, By performing on / off control in synchronization with the conduction of the freewheeling diode, there is an effect that the conversion efficiency of the power conversion device can be increased.
図３は、この発明の第１の実施例を示す半導体スイッチ回路の回路構成図であり、図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11〜14それぞれに対応するものである。図３において、21は主スイッチ素子としてのSiを素材とするIGBT（以下単にSi-IGBTと称する）、30はpn接合ダイオードまたはショットキーダイオード、40は補助スイッチ素子としてのSiCを素材とするSITである。 FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the semiconductor switch circuit according to the first embodiment of the present invention, which corresponds to each of the semiconductor switch circuits 11 to 14 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. . In FIG. 3, 21 is an IGBT made of Si as a main switch element (hereinafter simply referred to as Si-IGBT), 30 is a pn junction diode or Schottky diode, and 40 is a SIT made of SiC as an auxiliary switch element. It is.
この半導体スイッチ回路の補助スイッチ素子としてのSiC-SIT 40のターンオン、ターンオフは該SITのゲート端子G40からのゲート信号によって制御されるが、ターンオン時のタイミングは、前記主スイッチ素子としてのSi-IGBTのゲート端子G21に対するゲート信号と同期させるものである。すなわち、例えば、この半導体スイッチ回路が図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11に対応するとすれば、インバータ動作において主スイッチ素子21は、対アームとなる半導体スイッチ回路12の主スイッチ素子がターンオフしたあとデッドタイムTdの時間遅れのあとターンオンするようなタイミングでゲート信号が投入されるが、これとほぼ同じタイミングで補助スイッチ素子40をターンオンさせる。補助スイッチ素子40のターンオンのタイミングは、上下アームのスイッチ素子の同時オンによる電源短絡を防止するために、主スイッチ素子21のターンオンより以前にターンオンするのを避けなければならないが、主スイッチ素子21のターンオンと完全に一致させる必要はなく、わずかな時間差（遅れ）があっても良い。 The turn-on and turn-off of the SiC-SIT 40 as an auxiliary switch element of this semiconductor switch circuit are controlled by the gate signal from the gate terminal G40 of the SIT. The timing at the turn-on is the Si-IGBT as the main switch element. This is synchronized with the gate signal for the gate terminal G21. That is, for example, if this semiconductor switch circuit corresponds to the semiconductor switch circuit 11 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. 1, in the inverter operation, the main switch element 21 is connected to the semiconductor switch circuit 12 serving as a pair arm. After the main switch element is turned off, a gate signal is input at a timing at which the gate switch is turned on after a delay of the dead time Td, but the auxiliary switch element 40 is turned on at substantially the same timing. The auxiliary switch element 40 must be turned on before the main switch element 21 is turned on in order to prevent a power supply short circuit due to simultaneous turn-on of the upper and lower arm switch elements. It is not necessary to make it completely coincide with the turn-on, and there may be a slight time difference (delay).
このようなタイミングで補助スイッチ素子40をターンオンさせると、対アームの半導体スイッチ回路12の主スイッチ素子がオフ状態に移行したあと負荷電流は、はじめダイオード30を通ってＢからＡに向けて流れるが、補助スイッチ素子であるSiC-SIT 40がターンオンした後は、主としてこの補助スイッチ素子に流れる。SiC-SITの順方向特性にはpn接合ダイオードに見られる堰層電圧がないので、オン電圧降下をpn接合ダイオードより著しく小さく出来るからである。BからＡの向きに流れていた負荷電流は、その後、主スイッチ素子21を通ってAからＢの向きに流れを逆転する。以上のような転流動作が半導体スイッチ回路11〜14にわたって順番に繰り返されてインバータ動作が遂行される。 When the auxiliary switch element 40 is turned on at such timing, the load current flows from the B to the A through the diode 30 first after the main switch element of the semiconductor switch circuit 12 of the opposite arm shifts to the OFF state. After the SiC-SIT 40, which is an auxiliary switch element, is turned on, it mainly flows through this auxiliary switch element. This is because the forward characteristics of SiC-SIT do not have the weir layer voltage found in pn junction diodes, so the on-voltage drop can be made significantly smaller than that of pn junction diodes. The load current flowing in the direction from B to A then reverses the flow in the direction from A to B through the main switch element 21. The commutation operation as described above is sequentially repeated over the semiconductor switch circuits 11 to 14 to perform the inverter operation.
この実施例に示すように、本発明によってインバータ動作時の半導体スイッチ回路における素子内部の損失は、はじめオン電圧降下の比較的大きな還流ダイオードに通電するが、その通電期間はデッドタイム（通常0.1〜0.2μs程度）のきわめて短時間なので損失の大きさとしては小さく、その後、オン抵抗の小さなSiC-SITでの導通損失のみとなり、全体としての発生損失を大幅に小さくできる。 As shown in this embodiment, the internal loss in the semiconductor switch circuit during inverter operation according to the present invention is initially applied to a free-wheeling diode with a relatively large on-voltage drop. The loss is small because it is an extremely short time (approximately 0.2 μs). After that, only the conduction loss in SiC-SIT with low on-resistance is achieved, and the overall loss can be greatly reduced.
図４は、この発明の第２の実施例を示す半導体スイッチ回路の構成図であり、図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11〜14のそれぞれに対応するものである。図４において、21は主スイッチ素子としてのIGBT、50は補助スイッチ素子としてのSiC-SITである。この実施例の先の第１の実施例と相違するところは、補助スイッチ素子50が補助スイッチ素子としてのSiC-SIT41に還流ダイオード31（図示の破線のダイオード）が内蔵されている点である。補助スイッチ素子として還流ダイオードとSiC-SITを一体化することにより、半導体スイッチ回路としての構成の簡単化かつ小型化が容易になる。 FIG. 4 is a block diagram of a semiconductor switch circuit showing a second embodiment of the present invention, which corresponds to each of the semiconductor switch circuits 11 to 14 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. . In FIG. 4, 21 is an IGBT as a main switch element, and 50 is an SiC-SIT as an auxiliary switch element. The difference of this embodiment from the first embodiment is that the auxiliary switch element 50 includes a free-wheeling diode 31 (broken-line diode in the drawing) in the SiC-SIT 41 as the auxiliary switch element. By integrating the reflux diode and SiC-SIT as auxiliary switch elements, the configuration as a semiconductor switch circuit can be simplified and miniaturized easily.
上述したこの発明の第１および第２の実施例において、半導体スイッチ回路を構成する主スイッチ素子21としてSi-IGBTを使った例を示したが、図２の説明で述べたように、これがSi-IGBTに限られることは無く、MOSFETやSITであってもよい。 In the first and second embodiments of the present invention described above, an example in which Si-IGBT is used as the main switch element 21 constituting the semiconductor switch circuit is shown. As described in the explanation of FIG. -It is not limited to IGBT, and may be MOSFET or SIT.
図５は、この発明の第３実施例を示す半導体スイッチ回路の構成図であり、図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11〜14のそれぞれに対応するものである。図５において、22は主スイッチ素子ならびに補助スイッチ素子としてのSiC-SIT、30は並列接続されるpn接合ダイオードまたはショットキーダイオードである。この実施例が先の第１の実施例と相違するところは、主スイッチ素子と補助スイッチ素子を同じSiC-SITとし、かつ、両者の役割を１つのSiC-SITで動作する点である。すなわち、例えば、この半導体スイッチ回路が図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11に対応するとすれば、インバータ動作においてスイッチ素子SiC-SIT 22は、対アームとなる半導体スイッチ回路12のスイッチ素子がターンオフしたあとデッドタイムTdの時間遅れのあとターンオンするようなタイミングでゲート信号が投入される。負荷の電流は、はじめ還流ダイオード30を通ってＢからＡに向けて流れるが、スイッチ素子SiC-SIT 22がターンオンした後は、主としてこのスイッチ素子に流れる。SiC-SITの順方向特性にはpn接合ダイオードに見られる堰層電圧がないので、オン電圧降下をpn接合ダイオードより著しく小さく出来るからである。BからＡの向きに流れていた負荷の電流は、その後、同じスイッチ素子22を通ってAからＢの向きに流れを逆転することになる。SITでは電流の通電出来る方向がドレインからソースの方向へ、また、逆にソースからドレインの方向への双方向であるというユニポーラ型デバイスの特徴を生かしたものであり、半導体スイッチ回路としての損失の減少は前述した通りである。 FIG. 5 is a block diagram of a semiconductor switch circuit showing a third embodiment of the present invention, which corresponds to each of the semiconductor switch circuits 11 to 14 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. In FIG. 5, 22 is a SiC-SIT as a main switch element and an auxiliary switch element, and 30 is a pn junction diode or Schottky diode connected in parallel. This embodiment is different from the first embodiment in that the main switch element and the auxiliary switch element are the same SiC-SIT, and the roles of both are operated by one SiC-SIT. That is, for example, if this semiconductor switch circuit corresponds to the semiconductor switch circuit 11 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. 1, in the inverter operation, the switch element SiC-SIT 22 is a semiconductor switch circuit serving as a pair arm. After the 12 switch elements are turned off, the gate signal is input at such a timing as to turn on after a delay of the dead time Td. The load current first flows from the B to the A through the freewheeling diode 30. After the switch element SiC-SIT 22 is turned on, the load current flows mainly to the switch element. This is because the forward characteristics of SiC-SIT do not have the weir layer voltage found in pn junction diodes, so the on-voltage drop can be made significantly smaller than that of pn junction diodes. The load current that was flowing from B to A then reverses the flow from A to B through the same switch element 22. SIT takes advantage of the characteristics of a unipolar device that the current can be passed from the drain to the source, and vice versa, from the source to the drain. The decrease is as described above.
この実施例のように半導体スイッチ回路の主スイッチ素子と補助スイッチ素子の動作を同じスイッチ素子で兼務させながら、導通時の損失を従来より低減できるのは、オン電圧降下がpn接合ダイオードやショットキーダイオードより小さくできるSiCを素材として作成されたSITがスイッチ素子として使用したからである。 As in this embodiment, the operation of the main switch element and the auxiliary switch element of the semiconductor switch circuit can be shared by the same switch element, and the loss during conduction can be reduced compared to the conventional case. This is because SIT made of SiC, which can be made smaller than a diode, was used as a switch element.
図６は、この発明の第４の実施例を示す半導体スイッチ回路の構成図であり、図１に示した単相ブリッジインバータの主回路の半導体スイッチ回路11〜14のそれぞれに対応するものである。図６において、22は主スイッチ素子ならびに補助スイッチ素子としてのSiC-SIT、32は並列接続される還流ダイオードである。この実施例が先の第３の実施例と相違するところは、還流ダイオード32（図示の破線のダイオード）がスイッチ素子22に内蔵されている点である。還流ダイオードとSiC-SITを一体化する（52）ことにより、半導体スイッチ回路としての構成の簡単化かつ小型化が容易になる。 FIG. 6 is a block diagram of a semiconductor switch circuit showing a fourth embodiment of the present invention, which corresponds to each of the semiconductor switch circuits 11 to 14 of the main circuit of the single-phase bridge inverter shown in FIG. . In FIG. 6, 22 is a SiC-SIT as a main switch element and an auxiliary switch element, and 32 is a reflux diode connected in parallel. This embodiment is different from the third embodiment in that a freewheeling diode 32 (broken-line diode in the drawing) is built in the switch element 22. By integrating the free-wheeling diode and SiC-SIT (52), the configuration as a semiconductor switch circuit can be simplified and reduced in size easily.
図７は、この発明の半導体スイッチ回路の他の応用を示す全波整流回路である。図７において、100は交流電源、200は整流器主回路、300は負荷を示し、整流器主回路200は平滑コンデンサ400と半導体スイッチ回路101〜104とから構成され、半導体スイッチ回路101〜104はそれぞれブリッジ構成に接続されている。これらの半導体スイッチ回路には、この発明の第３または第４の実施例で示した半導体スイッチ回路51または52が用いられる。 FIG. 7 is a full-wave rectifier circuit showing another application of the semiconductor switch circuit of the present invention. In FIG. 7, 100 is an AC power source, 200 is a rectifier main circuit, 300 is a load, the rectifier main circuit 200 is composed of a smoothing capacitor 400 and semiconductor switch circuits 101 to 104, and the semiconductor switch circuits 101 to 104 are bridges, respectively. Connected to the configuration. For these semiconductor switch circuits, the semiconductor switch circuit 51 or 52 shown in the third or fourth embodiment of the present invention is used.
これらの半導体スイッチ回路は互いに同期連係して個々にオン・オフすることにより、交流電源100の電圧が所定の直流電圧に変換され、この直流電圧が負荷3に供給される。すなわち、例えば、図６の実施例で示した半導体スイッチ回路52が図７に示した全波整流回路の整流器主回路200の半導体スイッチ回路101に対応するとすれば、整流動作においてスイッチ素子22は、内蔵されたダイオードに順方向の電流が流れる向きの電圧が印加される期間において同期的にオン信号が供給され、導通状態を維持するように制御される。このとき、対アームとなる半導体スイッチ回路102のスイッチ素子がターンオフしたあとデッドタイムTdの時間遅れのあとターンオンさせることによって、交流電源からの短絡電流の発生を防止する。 These semiconductor switch circuits are turned on and off individually in synchronization with each other, whereby the voltage of the AC power supply 100 is converted into a predetermined DC voltage, and this DC voltage is supplied to the load 3. That is, for example, if the semiconductor switch circuit 52 shown in the embodiment of FIG. 6 corresponds to the semiconductor switch circuit 101 of the rectifier main circuit 200 of the full-wave rectifier circuit shown in FIG. An ON signal is supplied synchronously during a period in which a voltage in a direction in which a forward current flows is applied to the built-in diode, and control is performed so as to maintain a conductive state. At this time, the switch element of the semiconductor switch circuit 102 as a pair arm is turned off and then turned on after a delay of the dead time Td, thereby preventing the occurrence of a short-circuit current from the AC power supply.
このようなタイミングで半導体スイッチ回路101のスイッチ素子22をターンオンさせると、はじめ内蔵ダイオード32に流れる負荷電流はスイッチ素子22に転流して同じ方向に流れるようになる。これは、前述した通りスイッチ素子22のSiC-SITの順方向特性にはpn接合ダイオードやショットキーダイオードに見られる堰層電圧がないので、オン電圧降下をpn接合ダイオードより著しく小さく出来るからである。以上のような転流動作がそれぞれの半導体スイッチ回路101〜104にわたって順番に繰り返されて全波整流動作が遂行される。その結果、整流器主回路の全体としての発生損失を大幅に小さくできる。 When the switch element 22 of the semiconductor switch circuit 101 is turned on at such timing, the load current flowing through the built-in diode 32 first commutates to the switch element 22 and flows in the same direction. This is because, as described above, the forward characteristics of the SiC-SIT of the switch element 22 do not have the weir layer voltage found in pn junction diodes and Schottky diodes, so the on-voltage drop can be significantly smaller than that of the pn junction diode. . The commutation operation as described above is sequentially repeated over the respective semiconductor switch circuits 101 to 104 to perform the full-wave rectification operation. As a result, the generated loss of the rectifier main circuit as a whole can be significantly reduced.
さらに、この発明の第３または第４の実施例で示した半導体スイッチ回路51または52およびその同期整流制御は、図１で示した単相ブリッジインバータや図７で示した全波整流回路など電力変換装置の半導体スイッチ回路への応用のみならず、一般の電力変換回路における通常の整流ダイオードに代わって広く使用することができ、ダイオードの発生損失の低減によって電力変換回路の損失低減、変換効率の向上、さらに、変換装置の小型化に役立つことができる。 Further, the semiconductor switch circuit 51 or 52 and the synchronous rectification control thereof shown in the third or fourth embodiment of the present invention are applied to power such as the single-phase bridge inverter shown in FIG. 1 and the full-wave rectification circuit shown in FIG. It can be widely used in place of ordinary rectifier diodes in general power conversion circuits as well as application to semiconductor switch circuits of converters. Reduction of diode generation loss reduces power conversion circuit loss and conversion efficiency. This can be used for improvement and further miniaturization of the conversion device.
1:直流電源
2:インバータ主回路
3,300:負荷
10,400:コンデンサ
11〜14,101〜104:半導体スイッチ回路
100:交流電源
200:整流器主回路
20:自己消弧形デバイス
30,31,32:還流ダイオード
21:Si-IGBT
22,40,41:SiC-SIT
1: DC power supply
2: Inverter main circuit
3,300: Load
10,400: Capacitor
11-14, 101-104: Semiconductor switch circuit
100: AC power supply
200: Rectifier main circuit
20: Self-extinguishing device
30, 31, 32: Freewheeling diode
21: Si-IGBT
22,40,41: SiC-SIT
Claims (8)
8. The semiconductor switch circuit according to claim 7, wherein an anti-parallel pn junction diode or Schottky diode is integrated and built in the electrostatic induction transistor made of SiC.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004194675A JP2006020405A (en) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | Semiconductor switch circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2004194675A JP2006020405A (en) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | Semiconductor switch circuit |
Publications (1)
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|---|---|
| JP2006020405A true JP2006020405A (en) | 2006-01-19 |
Family
ID=35794133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004194675A Pending JP2006020405A (en) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | Semiconductor switch circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2006020405A (en) |
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| A977 | Report on retrieval |
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|
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|
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|
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