JP2007082351A - Power converter - Google Patents

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淳彦 葛巻
Hiroshi Mochikawa
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converter capable of reducing switching loss and heating loss, and capable of reducing its size. <P>SOLUTION: This power converter includes: a cascode element 20 having a power semiconductor switching element 21 in which one of main electrodes is connected to a positive terminal 10, and a MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 22 connected between the other main electrode of the power semiconductor switching element and a negative terminal 11; a high-speed diode 30 in which a cathode electrode is connected to the positive terminal, and an anode electrode is connected to the negative terminal; a power semiconductor switching element drive circuit 60 which is connected between a control terminal and the negative terminal of the power semiconductor switching element and which controls a potential difference between the control terminal and the negative terminal to a predetermined value or less; and a MOSFET drive circuit 70 which is connected between the control terminal and the negative terminal of the MOSFET and which controls the MOSFET. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特にスイッチング損失や発熱損失を低減する技術に関する。   The present invention relates to a power converter, and more particularly to a technique for reducing switching loss and heat loss.

電力変換装置を構成するパワーＭＯＳＦＥＴ（Power Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、以下、単に「ＭＯＳＦＥＴ」という）は、高耐圧で高速動作を実現することができる電力用半導体スイッチング素子である。このようなＭＯＳＦＥＴのうち、例えば、比較的新しいＣＯＯＬＭＯＳ（登録商標）に代表されるスーパージャンクション素子は高性能（低損失）であり、素子耐圧５００Ｖ〜８００Ｖ程度のものが市販されている。   A power MOSFET (Power Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, hereinafter simply referred to as “MOSFET”) constituting a power conversion device is a power semiconductor switching element capable of realizing a high-speed operation with a high breakdown voltage. Among such MOSFETs, for example, a super junction element typified by a relatively new COOLMOS (registered trademark) has high performance (low loss), and an element with a breakdown voltage of about 500 V to 800 V is commercially available.

しかしながら、スーパージャンクション素子の半導体製造工程が複雑なため、高耐圧化（例えば素子耐圧１０００Ｖ以上）は実現されていない。現状では、汎用インバータの電力用半導体スイッチング素子として、三相２００Ｖ入力の装置では素子耐圧６００Ｖの素子が、三相４００Ｖ入力の装置では素子耐圧１２００Ｖの素子がそれぞれ使用されている。三相２００Ｖ入力の汎用インバータには素子耐圧６００Ｖのスーパージャンクション素子を使用できるが、三相４００Ｖ入力の汎用インバータには耐圧１２００Ｖの高性能なスーパージャンクション素子を用いることができない。そこで、このような比較的高耐圧が要求される電力変換装置であっても、高性能なスーパージャンクション素子を使用せずに低損失・高効率化することが望まれている。   However, since the semiconductor manufacturing process of the super junction element is complicated, high breakdown voltage (for example, element breakdown voltage of 1000 V or more) has not been realized. At present, as a power semiconductor switching element of a general-purpose inverter, an element with an element breakdown voltage of 600 V is used in a three-phase 200 V input device, and an element with an element breakdown voltage of 1200 V is used in a three-phase 400 V input apparatus. A super-junction element with a device withstand voltage of 600V can be used for a general-purpose inverter with a three-phase 200V input, but a high-performance super-junction element with a withstand voltage of 1200V cannot be used with a general-purpose inverter with a three-phase 400V input. Therefore, even in such a power conversion device that requires a relatively high breakdown voltage, it is desired to achieve low loss and high efficiency without using a high-performance super junction element.

例えばバイポーラトランジスタは、高電圧および大電流といった大容量の電力変換装置を実現することができる電力用半導体スイッチング素子である。このバイポーラトランジスタは、一般に、ベース電極にベース電流が流れることによりオンする電流制御型の電力用半導体スイッチング素子であり、導通損失が非常に少ないという特徴がある。   For example, a bipolar transistor is a power semiconductor switching element that can realize a power converter having a large capacity such as a high voltage and a large current. This bipolar transistor is generally a current-controlled power semiconductor switching element that is turned on when a base current flows through a base electrode, and has a feature that conduction loss is very small.

しかしながら、ＭＯＳＦＥＴや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）といったゲート電極に電圧が印加されることによりオンする電圧制御型の電力用半導体スイッチング素子と比較すると、電流制御型の電力用半導体スイッチング素子は、ベース電流によってスイッチング素子のオン・オフを制御する必要があるので、取り扱いが難しいという問題があった。また、電圧制御型の電力用半導体スイッチング素子と比較してスイッチング速度が遅く、スイッチング損失が大きいという問題があった。   However, compared with a voltage-controlled power semiconductor switching element that is turned on when a voltage is applied to a gate electrode such as a MOSFET or an insulated gate bipolar transistor (IGBT), the current-controlled power semiconductor switching is performed. The element has a problem that it is difficult to handle because it is necessary to control on / off of the switching element by the base current. In addition, there is a problem that the switching speed is slow and the switching loss is large as compared with the voltage control type power semiconductor switching element.

そこで、このような問題を解消する装置として、特許文献１は、カスコード接続による複合半導体（以下、「カスコード素子」という）を用いた電力用半導体装置を開示している。図７は、特許文献１に開示された電力用半導体装置の構成を示す回路図である。この電力用半導体装置において、カスコード素子２０は、正極端子１０と負極端子１１との間に電気的に直列に接続された電力用半導体スイッチング素子２１およびＭＯＳＦＥＴ２２から構成されている。電力用半導体スイッチング素子２１には、例えば静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ：Static Induction Transistor）が使用されている。   In view of this, Patent Document 1 discloses a power semiconductor device using a cascode-connected composite semiconductor (hereinafter referred to as “cascode element”) as a device for solving such a problem. FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the power semiconductor device disclosed in Patent Document 1. In FIG. In this power semiconductor device, the cascode element 20 includes a power semiconductor switching element 21 and a MOSFET 22 electrically connected in series between the positive terminal 10 and the negative terminal 11. For example, a static induction transistor (SIT) is used as the power semiconductor switching element 21.

ＭＯＳＦＥＴ２２には、そのソース電極とドレイン電極との間にボディダイオード（整流ダイオード）が内蔵されている。以下、このボディダイオードを内蔵ダイオード２２ａという。カスコード素子２０は、負極端子１１から正極端子１０に、内蔵ダイオード２２ａおよび電力用半導体スイッチング素子２１を介して電流を流すこともできる。   MOSFET 22 includes a body diode (rectifier diode) between its source electrode and drain electrode. Hereinafter, this body diode is referred to as a built-in diode 22a. The cascode element 20 can also cause a current to flow from the negative electrode terminal 11 to the positive electrode terminal 10 via the built-in diode 22 a and the power semiconductor switching element 21.

電力用半導体スイッチング素子２１のゲート電極には、電気的に直列にツェナーダイオード６６が接続されている。ツェナーダイオード６６には、電気的に並列にダイオード６５を介在して電源６４が接続されている。ダイオード６５は、電源６４を保護するために設けられている。ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極には、ゲート抵抗５２を介在してＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０は、制御回路７１および電源７４から構成されている。   A Zener diode 66 is electrically connected in series to the gate electrode of the power semiconductor switching element 21. A power source 64 is connected to the Zener diode 66 via a diode 65 in electrical parallel. The diode 65 is provided to protect the power supply 64. A MOSFET drive circuit 70 is connected to the gate electrode of the MOSFET 22 through a gate resistor 52. The MOSFET drive circuit 70 includes a control circuit 71 and a power source 74.

また、上述した問題を解消する他の装置として、特許文献２は、バイポーラトランジスタのオン時の導通損失を低減可能なトランジスタ駆動回路を開示している。このトランジスタ駆動回路は、ＮＰＮ層構造から成るトランジスタを駆動するトランジスタ駆動回路において、トランジスタのコレクタ電位を基準として設けられ、トランジスタのベースへ電流を供給する電源を有する。
特開２００１−２５１８４６号公報 特開平０５−３４３９６９号公報 As another device for solving the above-described problem, Patent Document 2 discloses a transistor drive circuit that can reduce conduction loss when a bipolar transistor is turned on. This transistor drive circuit is a transistor drive circuit for driving a transistor having an NPN layer structure, and has a power supply that is provided with reference to the collector potential of the transistor and supplies current to the base of the transistor.
JP 2001-251846 A JP 05-343969 A

しかしながら、上述した特許文献１に開示された電力用半導体装置おいては、以下の点について配慮がなされていない。すなわち、カスコード素子２０を上下に組んで双方向チョッパ回路として使用したり、またブリッジを組んでインバータとして使用したりする場合、スイッチング動作時に一方のアームのカスコード素子２０がオンすると、他方のアームのＭＯＳＦＥＴ２２の内蔵ダイオード２２ａがオフになる。このとき、オフ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２２の内蔵ダイオード２２ａのＰＮ接合部に生成される空乏層には少数キャリアが蓄積される。空乏層に蓄積された少数キャリアは、逆回復電流としてＭＯＳＦＥＴ２２の内蔵ダイオード２２ａに流れるので、逆回復損失が発生する。逆回復損失はＭＯＳＦＥＴ２２の内蔵ダイオード２２ａのスイッチング損失であり、スイッチング動作毎に発生する。また、この逆回復電流は、オン過渡状態のカスコード素子２０に流れ込み、カスコード素子２０のスイッチング損失の増大を引き起こす。   However, in the power semiconductor device disclosed in Patent Document 1 described above, the following points are not considered. That is, when the cascode element 20 is assembled vertically and used as a bidirectional chopper circuit, or when a bridge is assembled and used as an inverter, when the cascode element 20 of one arm is turned on during the switching operation, The built-in diode 22a of the MOSFET 22 is turned off. At this time, minority carriers are accumulated in the depletion layer generated at the PN junction of the built-in diode 22a of the MOSFET 22 in the off state. Minority carriers accumulated in the depletion layer flow to the built-in diode 22a of the MOSFET 22 as a reverse recovery current, resulting in a reverse recovery loss. The reverse recovery loss is a switching loss of the built-in diode 22a of the MOSFET 22, and occurs every switching operation. The reverse recovery current flows into the cascode element 20 in the on-transition state, and causes an increase in switching loss of the cascode element 20.

また、スイッチング損失の増大は発熱損失の増大になる。このため、大型の冷却用ヒートシンクを使用する必要があるので、電力変換装置が大型になる。なお、このような問題は、電力変換装置において、カスコード素子２０の静電誘導型トランジスタに特有のものではなく、静電誘導型トランジスタを接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ：Junction Field-Effect Transistor）に代えた場合にも同様に発生する。   Also, an increase in switching loss results in an increase in heat loss. For this reason, since it is necessary to use a large cooling heat sink, the power converter becomes large. Such a problem is not peculiar to the electrostatic induction transistor of the cascode element 20 in the power conversion device, and the electrostatic induction transistor is changed to a junction field-effect transistor (JFET). This also occurs in the case of replacement.

さらに、電力用半導体スイッチング素子２１のゲートに電流を供給するための電源６４は、電圧制御型素子用の電源と比較して大型であり、発熱損失も大きい。静電誘導型トランジスタは、例えばゲート電圧０Ｖでオン状態となり、さらにゲートに電流を流すことにより導通損失を低減することができる電力用半導体スイッチング素子である。静電誘導型トランジスタの導通損失を低減させるためにゲートに電流を流すための電源６４が必要であるが、電圧制御型の電力用半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴなど）の駆動回路と比較して、駆動回路の発熱損失が増大し、駆動回路が大型になる。また、電源６４を保護するためにダイオード６５が必要であり、ダイオード６５に電流が流れることによってダイオード６５に導通損失が生じる。また、ＭＯＳＦＥＴ２２を保護するためにツェナーダイオード６６が必要であり、ツェナーダイオード６６に電流が流れることによってツェナーダイオード６６に導通損失が生じる。   Furthermore, the power source 64 for supplying a current to the gate of the power semiconductor switching element 21 is larger than the power source for the voltage control type element and has a large heat loss. An electrostatic induction transistor is a power semiconductor switching element that can be turned on, for example, at a gate voltage of 0 V, and further reduce conduction loss by passing a current through the gate. In order to reduce the conduction loss of the static induction transistor, a power source 64 is required for flowing a current to the gate. Compared with a drive circuit for a voltage-controlled power semiconductor switching element (for example, IGBT), The heat loss of the drive circuit increases and the drive circuit becomes large. In addition, a diode 65 is necessary to protect the power supply 64, and a conduction loss occurs in the diode 65 when a current flows through the diode 65. Further, a Zener diode 66 is necessary to protect the MOSFET 22, and a conduction loss occurs in the Zener diode 66 when a current flows through the Zener diode 66.

また、特許文献２に開示されたトランジスタ駆動回路においては、バイポーラトランジスタのオン時の導通損失を低減可能な回路構成となっているが、スイッチング損失の低減効果はない。   Further, the transistor drive circuit disclosed in Patent Document 2 has a circuit configuration that can reduce conduction loss when the bipolar transistor is on, but there is no effect of reducing switching loss.

本発明は、上述した問題を解消するためになされたものであり、その課題は、スイッチング損失および発熱損失を低減することができ、しかも小型化が可能な電力変換装置を提供することにある。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that can reduce switching loss and heat generation loss and can be reduced in size.

上記第１の目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、主電極の一方が正極端子に接続された電力用半導体スイッチング素子および該電力用半導体スイッチング素子の主電極の他方と負極端子との間に接続されたＭＯＳＦＥＴを備えたカスコード素子と、正極端子にカソード電極が接続され、負極端子にアノード電極が接続された高速ダイオードと、電力用半導体スイッチング素子の制御端子と負極端子との間に接続され、制御端子と負極端子との間を所定値以下の電位差に制御する電力用半導体スイッチング素子駆動回路と、ＭＯＳＦＥＴの制御端子と負極端子との間に接続されて該ＭＯＳＦＥＴを制御するＭＯＳＦＥＴ駆動回路とを備えたことを特徴とする。   In order to achieve the first object, a power conversion device according to the present invention includes a power semiconductor switching element in which one of main electrodes is connected to a positive terminal, and the other and negative electrodes of the main electrode of the power semiconductor switching element. A cascode element including a MOSFET connected between the terminal, a high-speed diode having a cathode electrode connected to the positive terminal and an anode electrode connected to the negative terminal, a control terminal and a negative terminal of the power semiconductor switching element; Is connected between the control terminal and the negative electrode terminal, and is controlled between the control terminal and the negative electrode terminal of the MOSFET, and is connected between the control terminal and the negative electrode terminal of the MOSFET. And a MOSFET driving circuit.

本発明に係る電力変換装置によれば、電力用半導体スイッチング素子とＭＯＳＦＥＴとがカスコード接続されたカスコード素子を用いることにより電力用半導体スイッチング素子のスイッチング速度が早くなりスイッチング損失を低減し、高速ダイオードに流れる逆回復電流に起因するスイッチング損失を低減することができる。また、電力用半導体スイッチング素子の制御端子と負極端子との間を所定値以下の電位差に制御するので、発熱損失を低減することができ、小型化が可能になる。   According to the power conversion device of the present invention, by using a cascode element in which a power semiconductor switching element and a MOSFET are cascode-connected, the switching speed of the power semiconductor switching element is increased, switching loss is reduced, and a high-speed diode is achieved. Switching loss due to the flowing reverse recovery current can be reduced. Further, since the potential difference between the control terminal and the negative electrode terminal of the power semiconductor switching element is controlled to a predetermined value or less, the heat loss can be reduced and the size can be reduced.

以下、本発明の実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各実施例において、同一機能を有する構成要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In each embodiment, components having the same function are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.

図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この電力変換装置は、カスコード素子２０、高速ダイオード３０、ベース抵抗５１、ゲート抵抗５２、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０およびＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０とを備えている。   1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. This power conversion device includes a cascode element 20, a high-speed diode 30, a base resistor 51, a gate resistor 52, a power semiconductor switching element drive circuit 60, and a MOSFET drive circuit 70.

カスコード素子２０は、主電極の一方（コレクタ電極）に正極端子１０が接続された高耐圧を有する電力用半導体スイッチング素子２１と、電力用半導体スイッチング素子２１の主電極の他方（エミッタ電極）と負極端子１１との間に電気的に直列に接続された低耐圧を有するＭＯＳＦＥＴ２２とを備えている。高速ダイオード３０は、カスコード素子２０に電気的に逆並列に接続されている。すなわち、高速ダイオード３０のカソード電極は正極端子１０に接続され、アノード電極は負極端子１１に接続されている。   The cascode element 20 includes a power semiconductor switching element 21 having a high breakdown voltage in which the positive electrode terminal 10 is connected to one of the main electrodes (collector electrode), and the other main electrode (emitter electrode) and the negative electrode of the power semiconductor switching element 21. A MOSFET 22 having a low withstand voltage and electrically connected in series with the terminal 11 is provided. The high speed diode 30 is electrically connected to the cascode element 20 in antiparallel. That is, the cathode electrode of the high speed diode 30 is connected to the positive electrode terminal 10, and the anode electrode is connected to the negative electrode terminal 11.

ベース抵抗５１の一端は、電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極に接続され、他端は電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０に接続されている。電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０の出力側は、ベース抵抗５１の他端と負極端子１１との間に接続されている。電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０は、電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極に電流を供給する機能を備え、出力コンデンサ６１、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２、入力コンデンサ６３および電源６４から構成されている。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２の詳細は、後述する実施例７において説明する。   One end of the base resistor 51 is connected to the base electrode of the power semiconductor switching element 21, and the other end is connected to the power semiconductor switching element drive circuit 60. The output side of the power semiconductor switching element drive circuit 60 is connected between the other end of the base resistor 51 and the negative electrode terminal 11. The power semiconductor switching element drive circuit 60 has a function of supplying a current to the base electrode of the power semiconductor switching element 21, and includes an output capacitor 61, a DC / DC converter 62, an input capacitor 63, and a power source 64. Details of the DC / DC converter 62 will be described in a seventh embodiment to be described later.

ゲート抵抗５２の一端は、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極に接続され、他端はＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０は、ゲート抵抗５２の他端と負極端子１１との間に接続に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０は、ＭＯＳＦＥＴ２２のオン・オフを制御する機能を備え、制御回路７１、入力コンデンサ６３および電源６４から構成されている。入力コンデンサ６３および電源６４は、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０と共通に使用される。   One end of the gate resistor 52 is connected to the gate electrode of the MOSFET 22, and the other end is connected to the MOSFET drive circuit 70. The MOSFET drive circuit 70 is connected between the other end of the gate resistor 52 and the negative terminal 11. The MOSFET drive circuit 70 has a function of controlling the on / off of the MOSFET 22 and includes a control circuit 71, an input capacitor 63, and a power supply 64. The input capacitor 63 and the power source 64 are used in common with the power semiconductor switching element driving circuit 60.

なお、この電力変換装置は、図２に示すように、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０を構成する入力コンデンサ６３および電源６４とは別に、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０に専用の入力コンデンサ７３および電源７４を設けるように構成することもできる。   In addition, as shown in FIG. 2, this power conversion device has a dedicated input capacitor 73 and power supply 74 for the MOSFET drive circuit 70, in addition to the input capacitor 63 and the power supply 64 constituting the power semiconductor switching element drive circuit 60. It can also comprise so that it may provide.

また、図１に示す電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０のＤＣ／ＤＣコンバータ６２のＭＯＳＦＥＴ６２２に代えて、図３に示すように、ダイオード６２５を使用するように構成することもできる。   Further, instead of the MOSFET 622 of the DC / DC converter 62 of the power semiconductor switching element driving circuit 60 shown in FIG. 1, a diode 625 may be used as shown in FIG.

電力用半導体スイッチング素子２１を、例えばバイポーラトランジスタで構成した場合、高電圧、大電力領域において動作する電力変換装置を実現することができる。電力用半導体スイッチング素子２１としてのバイポーラトランジスタとＭＯＳＦＥＴ２２とをカスコード接続することにより、該バイポーラトランジスタはベース接地で動作するので、スイッチング速度は１桁程度大きくなる。スイッチング速度が大きくなることにより、バイポーラトランジスタのスイッチング損失を低減することができる。この電力用半導体スイッチング素子２１としてのバイポーラトランジスタは、ベース電流を例えば０．１〜５Ａ以上流すとオンし、０Ａにおいてはオフする。   When the power semiconductor switching element 21 is formed of, for example, a bipolar transistor, a power conversion device that operates in a high voltage, high power region can be realized. By cascode-connecting the bipolar transistor as the power semiconductor switching element 21 and the MOSFET 22, the bipolar transistor operates at the base ground, so that the switching speed is increased by about one digit. The switching loss of the bipolar transistor can be reduced by increasing the switching speed. The bipolar transistor as the power semiconductor switching element 21 is turned on when a base current of, for example, 0.1 to 5 A or more flows, and turned off at 0 A.

カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２の電流容量は、電力用半導体スイッチング素子２１としてのバイポーラトランジスタと同じであるが、低耐圧、例えば３０Ｖで十分であるので、ＭＯＳＦＥＴ２２のオン抵抗と半導体チップ面積との積は小さくて済む。   The current capacity of the MOSFET 22 of the cascode element 20 is the same as that of the bipolar transistor as the power semiconductor switching element 21, but a low breakdown voltage, for example, 30V is sufficient, so the product of the on-resistance of the MOSFET 22 and the semiconductor chip area is small. I'll do it.

ＭＯＳＦＥＴ２２としては、半導体−絶縁体−金属構造のトランジスタが用いられる。すなわち、実施例１に係る電力変換装置においては、ＭＯＳＦＥＴ２２として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＦＥＴ（Insulated Gate Field Effect Transistor）のいずれかを用いることができる。   As the MOSFET 22, a semiconductor-insulator-metal transistor is used. That is, in the power conversion device according to the first embodiment, the MOSFET 22 is any one of a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), a MISFET (Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor), and an IGFET (Insulated Gate Field Effect Transistor). Can do.

高速ダイオード３０は、カスコード素子２０に逆方向電流が流れることによる素子破壊を防止し、高速ダイオード３０に電流を流すことよって導通損失を低減することを目的に、カスコード素子２０に逆並列に接続されている。実施例１に係る電力変換装置においては、高速ダイオード３０として、ユニポーラダイオードを使用することができる。ユニポーラダイオードには、少数キャリアの蓄積がなく、逆回復電荷が形成されないので、逆回復電流が流れない。また、ユニポーラダイオードは接合容量成分の電荷を蓄積するのみであり、ユニポーラダイオードの逆回復損失は極めて小さい。したがって、ユニポーラダイオードを高速ダイオード３０として使用することにより、高速ダイオード３０における損失を低減することができる。   The high-speed diode 30 is connected in antiparallel to the cascode element 20 for the purpose of preventing element destruction due to reverse current flowing through the cascode element 20 and reducing conduction loss by flowing current through the high-speed diode 30. ing. In the power conversion device according to the first embodiment, a unipolar diode can be used as the high-speed diode 30. In the unipolar diode, there is no accumulation of minority carriers and no reverse recovery charge is formed, and therefore no reverse recovery current flows. Further, the unipolar diode only accumulates the charge of the junction capacitance component, and the reverse recovery loss of the unipolar diode is extremely small. Therefore, the loss in the high speed diode 30 can be reduced by using the unipolar diode as the high speed diode 30.

実施例１に係る電力変換装置においては、ユニポーラダイオードとして、実用的にはショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を使用することができる。シリコン半導体によって構成されるＳＢＤにおいては、例えば２００Ｖ以下の素子耐圧が実用的であるが、ワイドギャップ半導体によって構成されるＳＢＤにおいては、例えば２００Ｖ以上の高耐圧を備えている。また、ユニポーラダイオードとして、ＳＢＤと同等の特性を有する、ジャンクションバリアショットキーダイオード（ＪＢＳ）を使用することもできる。   In the power conversion device according to the first embodiment, a Schottky barrier diode (SBD) can be practically used as the unipolar diode. For example, an element breakdown voltage of 200 V or less is practical in an SBD composed of a silicon semiconductor, whereas an SBD composed of a wide gap semiconductor has a high breakdown voltage of, for example, 200 V or more. As the unipolar diode, a junction barrier Schottky diode (JBS) having the same characteristics as SBD can be used.

なお、実施例１に係る電力変換装置おいては、電力用半導体スイッチング素子２１、ＭＯＳＦＥＴ２２および高速ダイオード３０は、それぞれが１つの半導体チップにより構成され、この半導体チップを１つまたは複数パッケージングするように構成することができる。また、電力用半導体スイッチング素子２１、ＭＯＳＦＥＴ２２および高速ダイオード３０の２つまたは３つを１つにパッケージングするように構成してモジュール化することもできる。   In the power conversion apparatus according to the first embodiment, each of the power semiconductor switching element 21, the MOSFET 22, and the high-speed diode 30 is configured by one semiconductor chip, and one or a plurality of the semiconductor chips are packaged. Can be configured. Further, two or three of the power semiconductor switching element 21, the MOSFET 22 and the high-speed diode 30 can be packaged into one and modularized.

次に、上記のように構成される本発明の実施例１に係る電力変換装置の動作を説明する。まず、オフ状態からオン状態へ移行する動作は以下の通りである。電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０からベース抵抗５１を介在してカスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極と、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電極との間に所定値、例えば２Ｖ、好ましくは１．８Ｖ、さらに好ましくは１．２Ｖ以下の電位差が印加される。この電位差は、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０に接続されたベース抵抗５１→電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極からエミッタ電極→ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン電極からソース電極へと電流を流すために必要な電位差である。   Next, operation | movement of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention comprised as mentioned above is demonstrated. First, the operation for shifting from the off state to the on state is as follows. A predetermined value, for example, 2 V, preferably 1.8 V, is provided between the base electrode of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the source electrode of the MOSFET 22 via the base resistor 51 from the power semiconductor switching element drive circuit 60. More preferably, a potential difference of 1.2 V or less is applied. This potential difference is a potential difference necessary for flowing a current from the base resistor 51 connected to the power semiconductor switching element drive circuit 60 → the base electrode of the power semiconductor switching element 21 to the emitter electrode → the drain electrode to the source electrode of the MOSFET 22. It is.

電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極とエミッタ電極との間の電圧降下は約０．７〜０．８Ｖ程度である。そして、ベース抵抗５１を例えば０．１〜０．２Ωの低抵抗値とする。ＭＯＳＦＥＴ２２における電圧降下、ベース抵抗５１における電圧降下および電力用半導体スイッチング素子２１における電圧降下を合計しても２Ｖ以下である低い電圧によってベース電流を供給する。その結果、電力用半導体スイッチング素子２１をオンさせるために必要なベース電流を供給しながら、ベース抵抗５１に流れる電流による発熱損失を低減することができる。この時点では、ＭＯＳＦＥＴ２２がオンしていないため、電力用半導体スイッチング素子２１のベース電流は流れない。ベース電流が流れていない電力用半導体スイッチング素子２１はオフ状態である。   The voltage drop between the base electrode and the emitter electrode of the power semiconductor switching element 21 is about 0.7 to 0.8V. The base resistance 51 is set to a low resistance value of, for example, 0.1 to 0.2Ω. The base current is supplied by a low voltage of 2 V or less even if the voltage drop in the MOSFET 22, the voltage drop in the base resistor 51, and the voltage drop in the power semiconductor switching element 21 are summed up. As a result, heat loss due to the current flowing through the base resistor 51 can be reduced while supplying the base current required to turn on the power semiconductor switching element 21. At this time, since the MOSFET 22 is not turned on, the base current of the power semiconductor switching element 21 does not flow. The power semiconductor switching element 21 in which the base current does not flow is in an off state.

次に、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０からカスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極とソース電極との間に例えば２Ｖ〜１０Ｖ以上の電位差を印加する。この結果、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン電極とソース電極との間に電位差がなくなる、つまりＭＯＳＦＥＴ２２がオンする。正確には、ドレイン電極とソース電極との間にはオン抵抗のドロップ電圧分（例えば０．０１Ｖ）のみの電位差になる。その結果、電力用半導体スイッチング素子２１のベース電流が、ベース電極からエミッタ電極に流れ、さらにＭＯＳＦＥＴ２２を通して流れる。電力用半導体スイッチング素子２１においてはコレクタ電極とエミッタ電極との電位差がなくなる、つまり電力用半導体スイッチング素子２１はオンする。正確には、コレクタ電極とエミッタ電極との間にはオン抵抗のドロップ電圧分（例えば０．１Ｖ）のみの電位差になる。よって、ＭＯＳＦＥＴ２２がオンすると、電力用半導体スイッチング素子２１もオンし、正極端子１０と負極端子１１との間に電流が流れる。   Next, a potential difference of, for example, 2 V to 10 V or more is applied from the MOSFET drive circuit 70 between the gate electrode and the source electrode of the MOSFET 22 of the cascode element 20. As a result, there is no potential difference between the drain electrode and the source electrode of the MOSFET 22, that is, the MOSFET 22 is turned on. Precisely, there is a potential difference between the drain electrode and the source electrode only for the drop voltage of on-resistance (for example, 0.01 V). As a result, the base current of the power semiconductor switching element 21 flows from the base electrode to the emitter electrode, and further flows through the MOSFET 22. In the power semiconductor switching element 21, the potential difference between the collector electrode and the emitter electrode disappears, that is, the power semiconductor switching element 21 is turned on. Precisely, there is a potential difference between the collector electrode and the emitter electrode only for the on-resistance drop voltage (for example, 0.1 V). Therefore, when the MOSFET 22 is turned on, the power semiconductor switching element 21 is also turned on, and a current flows between the positive terminal 10 and the negative terminal 11.

次に、オン状態からオフ状態へ移行する動作は以下の通りである。ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０からカスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極とソース電極との間を例えば０Ｖの電位差にする。この結果、ＭＯＳＦＥＴ２２はオフになり、ドレイン電極とソース電極との間に、例えば３０Ｖの電位差が発生する。その結果、ＭＯＳＦＥＴ２２がオフすることにより、電力用半導体スイッチング素子２１に流れていたベース電流が遮断される。つまり、電力用半導体スイッチング素子２１がオフになる。   Next, the operation for shifting from the on state to the off state is as follows. A potential difference of, for example, 0 V is set between the gate electrode and the source electrode of the MOSFET 22 of the cascode element 20 from the MOSFET drive circuit 70. As a result, the MOSFET 22 is turned off, and a potential difference of, for example, 30 V is generated between the drain electrode and the source electrode. As a result, when the MOSFET 22 is turned off, the base current flowing in the power semiconductor switching element 21 is cut off. That is, the power semiconductor switching element 21 is turned off.

ここで、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２がオフして電力用半導体スイッチング素子２１がオフするとき、電流は正極端子１０→電力用半導体スイッチング素子２１のコレクタ電極からベース電極→ベース抵抗５１→出力コンデンサ６１に流れる。つまり、ゲイン１でキャリアが引き抜かれるので、高速に電力用半導体スイッチング素子２１をオフすることができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２２がオフすると、電力用半導体スイッチング素子２１もオフし、正極端子１０と負極端子１１との間に流れる電流を遮断することができる。   Here, when the MOSFET 22 of the cascode element 20 is turned off and the power semiconductor switching element 21 is turned off, the current flows from the positive electrode 10 → the collector electrode of the power semiconductor switching element 21 to the base electrode → base resistance 51 → output capacitor 61. Flowing. That is, since the carrier is extracted with a gain of 1, the power semiconductor switching element 21 can be turned off at high speed. That is, when the MOSFET 22 is turned off, the power semiconductor switching element 21 is also turned off, and the current flowing between the positive terminal 10 and the negative terminal 11 can be cut off.

以上説明したように、本発明の実施例１に係る電力変換装置によれば、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１と、電力用半導体スイッチング素子（をカスコード素子とせず）単体とにおける、ベース電流が定常状態に達するまでの時間（スイッチングオン速度）、およびベース電流が０Ａになるまでの時間（スイッチングオフ速度）を比較すると、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１はベース接地で動作するので、スイッチング時間が例えば１桁程度小さく（速度が１桁程度大きく）なる。このようにカスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のスイッチング時間が短い（速度が速い）ため、スイッチング損失を低減できる。ＭＯＳＦＥＴ２２の電流容量は電力用半導体スイッチング素子２１のそれと同じであるが、低耐圧（例えば３０Ｖ）で十分であるので、半導体チップ面積は電力用半導体スイッチング素子２１より小さくて済む。   As described above, according to the power conversion device according to the first embodiment of the present invention, the base in the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the power semiconductor switching element (not a cascode element) alone. Comparing the time until the current reaches a steady state (switching on speed) and the time until the base current reaches 0 A (switching off speed), the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 operates at the base ground. Therefore, for example, the switching time is reduced by about one digit (speed is increased by about one digit). Thus, since the switching time of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is short (the speed is high), the switching loss can be reduced. Although the current capacity of the MOSFET 22 is the same as that of the power semiconductor switching element 21, a low breakdown voltage (for example, 30 V) is sufficient, so that the semiconductor chip area is smaller than that of the power semiconductor switching element 21.

また、電力用半導体スイッチング素子２１の電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０は、ベース抵抗５１を介在してカスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極と、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電極との間に２Ｖ以下の低圧の電位差を印加することにより、電力用半導体スイッチング素子２１にベース電流を供給するので、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０のＤＣ／ＤＣコンバータ６２およびベース抵抗５１における発熱損失を低減することができる。   Further, the power semiconductor switching element drive circuit 60 of the power semiconductor switching element 21 has a base resistance 51 of 2 V between the base electrode of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the source electrode of the MOSFET 22. By applying the following low-voltage potential difference, the base current is supplied to the power semiconductor switching element 21, thereby reducing heat loss in the DC / DC converter 62 and the base resistor 51 of the power semiconductor switching element driving circuit 60. Can do.

また、電力変換装置のカスコード素子２０と高速ダイオード３０を上下に組み込んだ双方向チョッパ回路や、カスコード素子２０と高速ダイオード３０によりブリッジを組んだインバータの場合は、一方のアームのカスコード素子２０がオンし、反対アームにおけるオフ過渡状態にある高速ダイオード３０に逆回復電流が流れ込むことによる損失を低減することができる。つまり、カスコード素子２０のスイッチング損失を低減することができる。   In addition, in the case of a bidirectional chopper circuit in which the cascode element 20 and the high-speed diode 30 of the power conversion device are vertically installed or an inverter in which a bridge is formed by the cascode element 20 and the high-speed diode 30, the cascode element 20 of one arm is turned on. In addition, the loss due to the reverse recovery current flowing into the high-speed diode 30 in the off-transient state in the opposite arm can be reduced. That is, the switching loss of the cascode element 20 can be reduced.

本発明の実施例２に係る電力変換装置は、実施例１に係る電力変換装置において、電力用半導体スイッチング素子２１を、バイポーラトランジスタ、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）またはＧＴＢＴ（Grounded-Trench-MOS structure assisted Bipolar-mode FET）により構成したものである。   The power conversion device according to the second embodiment of the present invention is the same as the power conversion device according to the first embodiment, except that the power semiconductor switching element 21 is a bipolar transistor, a bipolar mode static induction transistor (BSIT) or It is configured by GTBT (Grounded-Trench-MOS structure assisted Bipolar-mode FET).

バイポーラトランジスタ、ＢＳＩＴおよびＧＴＢＴは、高電圧、大電流による大容量の電力変換装置を実現することができる電力用半導体スイッチング素子である。これらの電力用半導体スイッチング素子は、電流制御型の電力用半導体スイッチング素子であり、導通損失が非常に少ないという特徴がある。しかしながら、電流によりスイッチング素子を制御するために、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのような電圧制御型の電力用半導体スイッチング素子に比べて電流を供給するための電源が大型化し、発熱損失が大きくなるという問題がある。   Bipolar transistors, BSIT, and GTBT are power semiconductor switching elements that can realize a large-capacity power conversion device using a high voltage and a large current. These power semiconductor switching elements are current-controlled power semiconductor switching elements, and are characterized by extremely low conduction loss. However, since the switching element is controlled by the current, there is a problem that the power supply for supplying the current becomes larger than the voltage control type power semiconductor switching element such as IGBT or MOSFET, and the heat loss increases. is there.

実施例２に係る電力変換装置においては、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１としてバイポーラトランジスタ、ＢＳＩＴまたはＧＴＢＴを使用することにより、これらがベース接地で動作するので、スイッチング時間が小さく（速度が大きく）なる。特にバイポーラトランジスタの場合はスイッチング時間が１桁程度小さく（速度が１桁程度大きく）なる。カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のスイッチング時間が短い（速度が速い）ため、スイッチング損失を低減できる。   In the power conversion device according to the second embodiment, by using a bipolar transistor, BSIT or GTBT as the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20, since these operate on the base ground, the switching time is small (the speed is low). growing. In particular, in the case of bipolar transistors, the switching time is reduced by an order of magnitude (speed is increased by an order of magnitude). Since the switching time of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is short (high speed), switching loss can be reduced.

以上説明したように、上記のように構成される実施例２に係る電力変換装置によれば、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１の導通損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、電力用半導体スイッチング素子２１をカスコード素子２０として使用することによりスイッチング損失を低減することができる。さらに、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能になる。   As described above, according to the power conversion device according to the second embodiment configured as described above, the conduction loss of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 can be reduced. Moreover, according to this power converter, switching loss can be reduced by using the power semiconductor switching element 21 as the cascode element 20. Furthermore, according to this power converter, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例３に係る電力変換装置は、実施例２の電力用半導体装置において、高速ダイオード３０をユニポーラダイオードにより構成したものである。   The power conversion device according to the third embodiment of the present invention is the power semiconductor device according to the second embodiment, in which the high-speed diode 30 is configured by a unipolar diode.

ユニポーラダイオードとしては、実用的には、ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を使用することができる。シリコン半導体によって構成されるショットキーバリアダイオードにおいては、例えば２００Ｖ以下の素子耐圧が実用的であるが、ワイドギャップ半導体によって構成されるショットキーバリアダイオードにおいては、例えば２００Ｖ以上の高耐圧を備えている。また、ユニポーラダイオードには、ショットキーバリアダイオードと同等の特性を有する、ジャンクションバリアショットキーダイオード（ＪＢＳ）を使用することもできる。   As a unipolar diode, a Schottky barrier diode (SBD) can be practically used. In a Schottky barrier diode composed of a silicon semiconductor, for example, a device breakdown voltage of 200 V or less is practical, but in a Schottky barrier diode composed of a wide gap semiconductor, for example, a high breakdown voltage of 200 V or more is provided. . As the unipolar diode, a junction barrier Schottky diode (JBS) having the same characteristics as the Schottky barrier diode can be used.

次に、上記のように構成される本発明の実施例３に係る電力変換装置の動作を説明する。負極端子１１から正極端子１０へ電流が流れる場合、カスコード素子２０に逆並列に接続された高速ダイオード３０がオンする。高速ダイオード３０がオンからオフになる時、高速ダイオード３０に逆回復電流による逆回復損失が発生する。逆回復損失は高速ダイオードのスイッチング損失であり、反対アームのカスコード素子２０のスイッチング動作毎に発生する。ここで、ユニポーラダイオードは少数キャリアの蓄積がなく逆回復電荷が形成されず、逆回復電流は流れない。ユニポーラダイオードは接合容量成分のみの電荷が充電されるのみであり、逆回復損失が極めて小さい。よって、ユニポーラダイオードを高速ダイオード３０として使用することにより、高速ダイオード３０の逆回復損失を低減することができる。   Next, operation | movement of the power converter device which concerns on Example 3 of this invention comprised as mentioned above is demonstrated. When a current flows from the negative electrode terminal 11 to the positive electrode terminal 10, the high-speed diode 30 connected to the cascode element 20 in antiparallel is turned on. When the high speed diode 30 is turned off from on, reverse recovery loss due to reverse recovery current occurs in the high speed diode 30. The reverse recovery loss is a switching loss of the high-speed diode, and occurs every time the cascode element 20 of the opposite arm is switched. Here, the unipolar diode has no accumulation of minority carriers, no reverse recovery charge is formed, and no reverse recovery current flows. The unipolar diode is only charged with the charge of the junction capacitance component, and has a very small reverse recovery loss. Therefore, the reverse recovery loss of the high speed diode 30 can be reduced by using the unipolar diode as the high speed diode 30.

また、逆回復電流が反対アームのオン過渡状態のカスコード素子２０に流れ込むことがなく、カスコード素子２０のスイッチング損失も低減することができる。   Further, the reverse recovery current does not flow into the cascode element 20 in the on-transition state of the opposite arm, and the switching loss of the cascode element 20 can be reduced.

以上説明したように、実施例３に係る電力変換装置によれば、高速ダイオード３０がユニポーラダイオードにより構成されているので、高速ダイオード３０の逆回復損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、高速ダイオード３０の逆回復電流がカスコード素子２０に流れないため、カスコード素子のスイッチング損失も低減させることができる。さらに、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能になる。   As described above, according to the power conversion device according to the third embodiment, since the high-speed diode 30 is configured by a unipolar diode, the reverse recovery loss of the high-speed diode 30 can be reduced. Moreover, according to this power converter, since the reverse recovery current of the high speed diode 30 does not flow to the cascode element 20, the switching loss of the cascode element can also be reduced. Furthermore, according to this power converter, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例４に係る電力変換装置は、実施例１から実施例３の何れかに係る電力用半導体装置において、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１をワイドギャップ半導体により構成したものである。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   The power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention is a power semiconductor device according to any one of the first to third embodiments, in which the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is configured by a wide gap semiconductor. is there. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

ワイドギャップ半導体を用いて構成される電力用半導体スイッチング素子２１は、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができる。その結果、絶縁破壊耐圧を保持するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くすることができるので、電力用半導体スイッチング素子２１の導通損失を低減することができる。   The power semiconductor switching element 21 configured using a wide gap semiconductor can increase the breakdown electric field strength by an order of magnitude compared to a silicon semiconductor. As a result, the drift layer for maintaining the dielectric breakdown voltage can be reduced to about 1/10, so that the conduction loss of the power semiconductor switching element 21 can be reduced.

また、ワイドギャップ半導体を用いて構成される電力用半導体スイッチング素子２１は、シリコン半導体が用いられた場合に比べて、飽和電子ドリフト速度を２倍程度大きくすることができる。その結果、１０倍程度の高周波化を実現することができ、電力用半導体スイッチング素子２１のスイッチング損失を低減することができる。   Further, the power semiconductor switching element 21 configured using a wide gap semiconductor can increase the saturation electron drift velocity by about twice as compared with the case where a silicon semiconductor is used. As a result, about 10 times higher frequency can be realized, and the switching loss of the power semiconductor switching element 21 can be reduced.

以上説明したように、実施例４に係る電力変換装置によれば、ワイドギャップ半導体で形成された電力用半導体スイッチング素子２１を用いるように構成したので、電力用半導体スイッチング素子２１の導通損失およびスイッチング損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能である。   As described above, according to the power conversion device according to the fourth embodiment, the power semiconductor switching element 21 formed of a wide gap semiconductor is used. Therefore, the conduction loss and switching of the power semiconductor switching element 21 are configured. Loss can be reduced. Moreover, according to this power converter device, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例５に係る電力変換装置は、実施例１から実施例４の何れかに係る電力用半導体装置において、高速ダイオード３０をワイドギャップ半導体により構成したものである。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンド等を用いることができる。   A power conversion device according to a fifth embodiment of the present invention is the power semiconductor device according to any one of the first to fourth embodiments, in which the high-speed diode 30 is formed of a wide gap semiconductor. As the wide gap semiconductor, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like can be used.

ワイドギャップ半導体を用いて構成される高速ダイオード３０は、シリコン半導体を用いたものに比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、高耐圧の高速ダイオード３０を実現できる。例えば、シリコン半導体では高速ダイオード３０にバイポーラダイオードでしか使用できないような高耐圧の高速ダイオードであっても、ワイドギャップ半導体ではユニポーラダイオードを使用できるようになり、高耐圧領域でも実施例３に係る電力変換装置と同様な作用により、逆回復損失を低減させ、高速ダイオード３０の損失を低減できる。また、実施例３に係る電力変換装置と同様な作用により、カスコード素子２０のスイッチング損失を低減することができる。   The high-speed diode 30 configured using a wide gap semiconductor can increase the breakdown electric field strength by an order of magnitude as compared with a high-speed diode 30 using a silicon semiconductor, thereby realizing a high-voltage diode 30 with a high breakdown voltage. For example, even in the case of a silicon semiconductor, a high-voltage high-speed diode that can be used only as a bipolar diode for the high-speed diode 30 can use a unipolar diode in a wide-gap semiconductor. The reverse recovery loss can be reduced and the loss of the high-speed diode 30 can be reduced by the same operation as the conversion device. Moreover, the switching loss of the cascode element 20 can be reduced by the same operation as that of the power conversion device according to the third embodiment.

以上説明したように、実施例５に係る電力変換装置によれば、ワイドギャップ半導体で構成された高速ダイオード３０を用いるように構成したので、高速ダイオードの逆回復損失を低減させることができる。また、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能になる。   As described above, according to the power conversion device according to the fifth embodiment, since the high-speed diode 30 formed of the wide gap semiconductor is used, the reverse recovery loss of the high-speed diode can be reduced. Moreover, according to this power converter, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例６に係る電力変換装置は、実施例１から実施例５の何れかに係る電力変換装置において、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極につながる電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０の出力コンデンサ６１を、導電性高分子電解質により構成したものである。   A power conversion device according to a sixth embodiment of the present invention is the power conversion device according to any one of the first to fifth embodiments. The power semiconductor switching device is connected to the base electrode of the power semiconductor switching device 21 of the cascode device 20. The output capacitor 61 of the drive circuit 60 is composed of a conductive polymer electrolyte.

次に、上記のように構成される本発明の実施例６に係る電力変換装置の動作を説明する。出力コンデンサ６１はＤＣ／ＤＣコンバータ６２から出力される電圧を平滑する機能を有している。カスコード素子２０がオン状態からオフ状態へ移行する場合、ＭＯＳＦＥＴ２２がオフすることにより、電力用半導体スイッチング素子２１に流れていたベース電流が遮断される。そして、電力用半導体スイッチング素子２１がオフになるが、オフ過渡状態では、電力用半導体スイッチング素子２１のコレクタ電極からエミッタ電極に流れていた電流が一瞬だけコレクタ電極からベース電極に流れ、ベース抵抗５１を通って出力コンデンサ６１の抵抗分（等価直列抵抗／ＥＳＲ：Equivalent Series Resistance）に流れる。   Next, the operation of the power conversion apparatus according to Embodiment 6 of the present invention configured as described above will be described. The output capacitor 61 has a function of smoothing the voltage output from the DC / DC converter 62. When the cascode element 20 shifts from the on state to the off state, the MOSFET 22 is turned off, so that the base current flowing through the power semiconductor switching element 21 is cut off. Then, the power semiconductor switching element 21 is turned off, but in the off-transient state, the current flowing from the collector electrode to the emitter electrode of the power semiconductor switching element 21 flows from the collector electrode to the base electrode for a moment, and the base resistance 51 And flows to the resistance of the output capacitor 61 (Equivalent Series Resistance / ESR).

したがって、カスコード素子２０のスイッチング動作毎に出力コンデンサ６１に発熱損失が発生する。ここで、導電性高分子により形成された出力コンデンサ６１は、一般的に使用されているアルミ電解コンデンサに比べて高周波特性に優れ、出力コンデンサ６１の抵抗分に流れる電流による発熱損失を低減することができる。また、出力コンデンサ６１に流れこむ電流により充電されたエネルギーは、電力用半導体スイッチング素子２１を駆動するためのベース電流源として利用される。   Therefore, a heat loss occurs in the output capacitor 61 for each switching operation of the cascode element 20. Here, the output capacitor 61 formed of a conductive polymer is superior in high frequency characteristics compared to a commonly used aluminum electrolytic capacitor, and reduces heat loss due to the current flowing through the resistance of the output capacitor 61. Can do. The energy charged by the current flowing into the output capacitor 61 is used as a base current source for driving the power semiconductor switching element 21.

抵抗値の低いベース抵抗５１と高周波特性に優れた出力コンデンサ６１により、図７に示す従来の電力変換装置におけるダイオード６５のように電源を保護するためのダイオードを必要とせず、電力用半導体スイッチング素子２１にベース電流を供給するときに保護用ダイオードに電流が流れることに起因する発熱損失をなくすことができるので、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０を小型化できる。   The base resistance 51 having a low resistance value and the output capacitor 61 excellent in high frequency characteristics eliminate the need for a diode for protecting the power supply like the diode 65 in the conventional power converter shown in FIG. Since the heat loss caused by the current flowing through the protective diode when the base current is supplied to the power supply 21 can be eliminated, the power semiconductor switching element driving circuit 60 can be downsized.

また、図７に示す従来の電力変換装置におけるツェナーダイオード６６のようにＭＯＳＦＥＴ２２を保護するためのツェナーダイオードを必要とせず、電力用半導体スイッチング素子２１にベース電流を供給するときにツェナーダイオードに電流が流れることに起因する発熱損失をなくすことができ、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０を小型化できる。その結果、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０の発熱損失を低減することができる。   Further, unlike the Zener diode 66 in the conventional power converter shown in FIG. 7, a Zener diode for protecting the MOSFET 22 is not required, and when a base current is supplied to the power semiconductor switching element 21, a current flows through the Zener diode. The heat loss caused by the flow can be eliminated, and the power semiconductor switching element drive circuit 60 can be downsized. As a result, the heat loss of the power semiconductor switching element drive circuit 60 can be reduced.

以上説明したように、実施例６に係る電力変換装置によれば、カスコード素子２０のスイッチング動作毎に出力コンデンサ６１に流れる電流による発熱損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能である。   As described above, according to the power conversion device according to the sixth embodiment, it is possible to reduce the heat loss due to the current flowing through the output capacitor 61 for each switching operation of the cascode element 20. Moreover, according to this power converter device, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例７に係る電力変換装置は、実施例６に係る電力変換装置において、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極につながる電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０を、同期整流により制御されたＤＣ／ＤＣコンバータ６２により構成したものである。   The power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention is the same as the power conversion device according to the sixth embodiment, in which the power semiconductor switching element driving circuit 60 connected to the base electrode of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is synchronously rectified. This is constituted by the DC / DC converter 62 controlled by the above.

ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２１、ＭＯＳＦＥＴ６２２、一方の端子がＭＯＳＦＥＴ６２１のソース電極およびＭＯＳＦＥＴ６２２のドレイン電極に接続されるとともに、他方の端子が出力コンデンサ６１およびベース抵抗５１に接続された直流リアクトル６２３、ならびに、ＭＯＳＦＥＴ６２１およびＭＯＳＦＥＴ６２２に制御信号ＳＷ１およびＳＷ２をそれぞれ供給する制御回路６２４から構成されている。   As shown in FIG. 1, the DC / DC converter 62 has a MOSFET 621 and a MOSFET 622, one terminal connected to the source electrode of the MOSFET 621 and the drain electrode of the MOSFET 622, and the other terminal connected to the output capacitor 61 and the base resistor 51. And a control circuit 624 for supplying control signals SW1 and SW2 to the MOSFET 621 and the MOSFET 622, respectively.

次に、上記のように構成される本発明の実施例７に係る電力変換装置の動作を、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０のＤＣ／ＤＣコンバータ６２の動作を中心に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は、入力コンデンサ６３および電源６４から出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する機能を有している。   Next, the operation of the power conversion apparatus according to the seventh embodiment of the present invention configured as described above will be described focusing on the operation of the DC / DC converter 62 of the power semiconductor switching element driving circuit 60. FIG. The DC / DC converter 62 has a function of converting a DC voltage output from the input capacitor 63 and the power source 64 into a predetermined DC voltage.

制御回路６２４は、高速でオン／オフする制御信号ＳＷ１およびＳＷ２を出力する。制御信号ＳＷ１はＭＯＳＦＥＴ６２１へ、制御信号ＳＷ２はＭＯＳＦＥＴ６２２へそれぞれ供給される。図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２１および６２２は、制御信号ＳＷ１およびＳＷ２に応じて交互にオンとなる。上下短絡を防止するために、ＭＯＳＦＥＴ６２１とＭＯＳＦＥＴ６２２とが同時にオンとなる期間はなく、何れか片方のみがオンとなる。なお、他方がオンする前にはＭＯＳＦＥＴ６２１とＭＯＳＦＥＴ６２２とが同時にオフとなる期間（デッドタイム）がある。   The control circuit 624 outputs control signals SW1 and SW2 that are turned on / off at high speed. The control signal SW1 is supplied to the MOSFET 621, and the control signal SW2 is supplied to the MOSFET 622. As shown in FIG. 4, MOSFETs 621 and 622 are alternately turned on in response to control signals SW1 and SW2. In order to prevent the vertical short circuit, there is no period in which the MOSFET 621 and the MOSFET 622 are simultaneously turned on, and only one of them is turned on. Note that there is a period (dead time) in which the MOSFET 621 and the MOSFET 622 are simultaneously turned off before the other is turned on.

カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２がオンしている場合のＤＣ／ＤＣコンバータ６２の動作を説明する。電源６４の電圧（例えば１０Ｖ）をＤＣ／ＤＣコンバータ６２により２Ｖ（実施例１参照）以下に変換する場合、ＭＯＳＦＥＴ６２１がオンになると、ＭＯＳＦＥＴ６２１のドレイン電極からソース電極→直流リアクトル６２３→ベース抵抗５１→電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極という経路で電流が流れる。これにより、直流リアクトル６２３に直流起電力が蓄積される。ＭＯＳＦＥＴ６２１のオン期間が短いほど直流リアクトル６２３に蓄積される直流電力は小さくなり、出力コンデンサ６１に充電される電圧も小さくなる。   The operation of the DC / DC converter 62 when the MOSFET 22 of the cascode element 20 is on will be described. When the voltage (for example, 10V) of the power supply 64 is converted to 2V (see the first embodiment) or less by the DC / DC converter 62, when the MOSFET 621 is turned on, the source electrode → DC reactor 623 → base resistor 51 → A current flows through a path called a base electrode of the power semiconductor switching element 21. As a result, the DC electromotive force is accumulated in the DC reactor 623. The shorter the ON period of the MOSFET 621, the smaller the DC power stored in the DC reactor 623, and the smaller the voltage charged in the output capacitor 61.

次に、ＭＯＳＦＥＴ６２１がオフになると、ＭＯＳＦＥＴ６２２のソース電極からドレイン電極→直流リアクトル６３３→ベース抵抗５１→電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極という経路で電流が流れる。このとき出力コンデンサ６１に充電される電圧は、直流リアクトル６２３に蓄積された直流電力による起電力分のみである。したがって、電源６４の電圧より出力コンデンサ６１に発生する電圧が小さくなり、降圧される。   Next, when the MOSFET 621 is turned off, a current flows from the source electrode of the MOSFET 622 to the drain electrode → the DC reactor 633 → the base resistor 51 → the base electrode of the power semiconductor switching element 21. At this time, the voltage charged in the output capacitor 61 is only the electromotive force generated by the DC power accumulated in the DC reactor 623. Therefore, the voltage generated in the output capacitor 61 becomes smaller than the voltage of the power supply 64 and is stepped down.

ここで、ＭＯＳＦＥＴ６２１がオフの期間、ＭＯＳＦＥＴ６２２をオンすることにより、発熱損失の大きいＭＯＳＦＥＴ６２２の内臓ダイオードに電流を流さず、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ同期整流となり、発熱損失を低減することができる。   Here, by turning on the MOSFET 622 while the MOSFET 621 is off, current does not flow through the built-in diode of the MOSFET 622 having a large heat loss, and as shown in FIG. 5, MOSFET synchronous rectification is performed, and the heat loss can be reduced. .

一方、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２がオフしている場合、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１にベース電流が流れない。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２の制御回路６２４は制御信号ＳＷ１およびＳＷ２を出力するが、ＭＯＳＦＥＴ６２１および６２２には電流は流れず、電流による発熱損失は発生しない。その結果、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０の発熱損失を低減することができる。   On the other hand, when the MOSFET 22 of the cascode element 20 is off, the base current does not flow through the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20. Therefore, the control circuit 624 of the DC / DC converter 62 outputs the control signals SW1 and SW2, but no current flows through the MOSFETs 621 and 622, and no heat loss due to the current occurs. As a result, the heat loss of the power semiconductor switching element drive circuit 60 can be reduced.

以上説明したように、上記のように構成される実施例７に係る電力変換装置によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２のスイッチング動作毎のＭＯＳＦＥＴ６２２の内蔵ダイオードに流れる電流による発熱損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能である。   As described above, according to the power conversion device according to the seventh embodiment configured as described above, it is possible to reduce the heat loss due to the current flowing through the built-in diode of the MOSFET 622 for each switching operation of the DC / DC converter 62. it can. Moreover, according to this power converter device, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明の実施例８に係る電力変換装置は、実施例７に係る電力変換装置において、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極につながるＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０を、負極端子１１から正極端子１０に電流が流れるときに、ＭＯＳＦＥＴ２２をオフするように制御する制御回路７１によって構成したものである。   In the power conversion device according to the eighth embodiment of the present invention, in the power conversion device according to the seventh embodiment, a current flows from the negative electrode terminal 11 to the positive electrode terminal 10 through the MOSFET drive circuit 70 connected to the gate electrode of the MOSFET 22 of the cascode element 20. In some cases, the control circuit 71 is configured to control the MOSFET 22 to be turned off.

次に、上記のように構成される本発明の実施例８に係る電力変換装置の動作を、ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０の制御回路７１の動作を中心に説明する。制御回路７１は、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２をオン・オフさせる機能を有し、実施例１に係る電力変換装置の動作と同様に、正極端子１０から負極端子１１との間に流れる電流を遮断することができる。   Next, the operation of the power conversion apparatus according to the eighth embodiment of the present invention configured as described above will be described focusing on the operation of the control circuit 71 of the MOSFET drive circuit 70. The control circuit 71 has a function of turning on and off the MOSFET 22 of the cascode element 20 and cuts off a current flowing between the positive terminal 10 and the negative terminal 11 in the same manner as the operation of the power conversion apparatus according to the first embodiment. be able to.

ＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０の制御回路７１は、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２を動作させるために、高速でオン／オフする制御信号を生成し、ゲート抵抗５２を経由してＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電極に送る。正極端子１０から負極端子１１に電流が流れる場合を「正」、負極端子１１から正極端子１０へ電流が流れる場合を「負」とし、例えば図６（ａ）に示すような電流が電力変換装置に流れた場合、従来のＭＯＳＦＥＴ駆動回路７０の制御回路７１は、図６（ｂ）に示すように動作する。   The control circuit 71 of the MOSFET drive circuit 70 generates a control signal that is turned on / off at high speed to operate the MOSFET 22 of the cascode element 20, and sends the control signal to the gate electrode of the MOSFET 22 via the gate resistor 52. The case where current flows from the positive terminal 10 to the negative terminal 11 is “positive”, and the case where current flows from the negative terminal 11 to the positive terminal 10 is “negative”. For example, a current as shown in FIG. The control circuit 71 of the conventional MOSFET drive circuit 70 operates as shown in FIG.

負極端子１１から正極端子１０へ電流が流れる場合は、高速ダイオード３０を通って電流が流れる。しかしながら、カスコード素子２０のＭＯＳＦＥＴ２２がオンするので、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電極にベース電流が流れてしまう。ここで、図６（ｃ）に示すように、ＯＦＦ期間を設けるように制御回路７１を動作させることにより、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のベース電流を流さないようにすることができる。   When current flows from the negative terminal 11 to the positive terminal 10, the current flows through the high speed diode 30. However, since the MOSFET 22 of the cascode element 20 is turned on, a base current flows through the base electrode of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20. Here, as shown in FIG. 6C, by operating the control circuit 71 so as to provide an OFF period, the base current of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 can be prevented from flowing. .

電力用半導体スイッチング素子２１のベース電流が流れないことにより、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０のＤＣ／ＤＣコンバータ６２に流れる電流による発熱損失を低減することができる。また、ベース抵抗５１に流れる電流による発熱損失を低減することができる。さらに、電力用半導体スイッチング素子２１に流れるベース電流による発熱損失を低減することができる。その結果、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０の発熱損失を低減することができる。   Since the base current of the power semiconductor switching element 21 does not flow, heat loss due to the current flowing through the DC / DC converter 62 of the power semiconductor switching element drive circuit 60 can be reduced. Further, heat loss due to current flowing through the base resistor 51 can be reduced. Furthermore, heat loss due to the base current flowing in the power semiconductor switching element 21 can be reduced. As a result, the heat loss of the power semiconductor switching element drive circuit 60 can be reduced.

以上説明したように、上記のように構成される実施例８に係る電力変換装置によれば、電力用半導体スイッチング素子駆動回路６０のＤＣ／ＤＣコンバータ６２に流れる電流による発熱損失を低減することができる。また、この電力変換装置によれば、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１に流れるベース電流による発熱損失を低減することができる。さらに、この電力変換装置によれば、発熱損失を低減することができ、小型化が可能である。   As described above, according to the power conversion device according to the eighth embodiment configured as described above, it is possible to reduce the heat loss due to the current flowing through the DC / DC converter 62 of the power semiconductor switching element driving circuit 60. it can. Moreover, according to this power converter, the heat loss due to the base current flowing in the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 can be reduced. Furthermore, according to this power converter, heat loss can be reduced, and downsizing is possible.

本発明に係る電力変換装置は、高電圧、大電力領域において低損失が要求される装置、例えば産業用インバータ、汎用インバータ、無停電電源装置等に利用可能である。   The power conversion device according to the present invention can be used for devices that require low loss in a high voltage and high power region, such as industrial inverters, general-purpose inverters, uninterruptible power supply devices, and the like.

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る電力変換装置の他の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other structure of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る電力変換装置で使用されるＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other structure of the DC / DC converter used with the power converter device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例７に係る電力変換装置の電力用半導体スイッチング素子駆動回路で使用されるＭＯＳＦＥＴの制御信号の供給タイミングを示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the supply timing of the control signal of MOSFET used with the semiconductor switching element drive circuit for electric power of the power converter device which concerns on Example 7 of this invention. 本発明の実施例７に係る電力変換装置の電力用半導体スイッチング素子駆動回路に使用されるＭＯＳＦＥＴの電流−電圧特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the current-voltage characteristic of MOSFET used for the semiconductor switching element drive circuit for electric power of the power converter device which concerns on Example 7 of this invention. 本発明の実施例８に係る電力変換装置の出力電流およびＭＯＳＦＥＴのゲート電圧波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the output current of the power converter device which concerns on Example 8 of this invention, and the gate voltage waveform of MOSFET. 従来の電力変換装置を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional power converter device.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 正極端子
１１ 負極端子
２０ カスコード素子
２１ 電力用半導体スイッチング素子
２２ ＭＯＳＦＥＴ
３０ 高速ダイオード
５１ ベース抵抗
５２ ゲート抵抗
６０ 電力用半導体スイッチング素子駆動回路
６１ 出力コンデンサ
６２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６３ 入力コンデンサ
６４ 電源
７０ ＭＯＳＦＥＴ駆動回路
７１ 制御回路
７３ 入力コンデンサ
７４ 電源
６２１、６２２ ＭＯＳＦＥＴ
６２３ 直流リアクトル
６２４ 制御回路
６２５ ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Positive terminal 11 Negative terminal 20 Cascode element 21 Power semiconductor switching element 22 MOSFET
30 High-speed diode 51 Base resistor 52 Gate resistor 60 Power semiconductor switching element drive circuit 61 Output capacitor 62 DC / DC converter 63 Input capacitor 64 Power supply 70 MOSFET drive circuit 71 Control circuit 73 Input capacitor 74 Power supply 621, 622 MOSFET
623 DC reactor 624 Control circuit 625 Diode

Claims (10)

主電極の一方が正極端子に接続された電力用半導体スイッチング素子および該電力用半導体スイッチング素子の主電極の他方と負極端子との間に接続されたＭＯＳＦＥＴを備えたカスコード素子と、
前記正極端子にカソード電極が接続され、前記負極端子にアノード電極が接続された高速ダイオードと、
前記電力用半導体スイッチング素子の制御端子と前記負極端子との間に接続され、前記制御端子と前記負極端子と間を所定値以下の電位差に制御する電力用半導体スイッチング素子駆動回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴの制御端子と前記負極端子との間に接続されて該ＭＯＳＦＥＴを制御するＭＯＳＦＥＴ駆動回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 A cascode element including a power semiconductor switching element in which one of the main electrodes is connected to the positive electrode terminal and a MOSFET connected between the other main electrode of the power semiconductor switching element and the negative electrode terminal;
A high-speed diode having a cathode electrode connected to the positive electrode terminal and an anode electrode connected to the negative electrode terminal;
A power semiconductor switching element drive circuit connected between the control terminal of the power semiconductor switching element and the negative electrode terminal, and controlling the potential difference between the control terminal and the negative electrode terminal to a predetermined value or less;
A MOSFET drive circuit connected between the control terminal of the MOSFET and the negative terminal to control the MOSFET;
A power conversion device comprising: 前記電力用半導体スイッチング素子は、バイポーラトランジスタ、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）またはＧＴＢＴ（Grounded-Trench-MOS structure assisted Bipolar-mode FET）から成ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。   The power semiconductor switching element comprises a bipolar transistor, a bipolar mode static induction transistor (BSIT) or a grounded-trench-MOS structure assisted bipolar mode FET (GTBT). 1. The power conversion device according to 1. 前記高速ダイオードは、ユニポーラダイオードから成ることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 1, wherein the high-speed diode is a unipolar diode. 前記ユニポーラダイオードは、ショットキーバリアダイオードまたはジャンクションバリアショットキーダイオードから成ることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 3, wherein the unipolar diode is a Schottky barrier diode or a junction barrier Schottky diode. 前記電力用半導体スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体により構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電力変換装置。   5. The power conversion device according to claim 1, wherein the power semiconductor switching element is formed of a wide gap semiconductor. 6. 前記高速ダイオードは、ワイドギャップ半導体により構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 1, wherein the high-speed diode is formed of a wide gap semiconductor. 前記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項５または請求項６記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 5 or 6, wherein the wide gap semiconductor is made of SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or diamond. 電力用半導体スイッチング素子駆動回路は、
前記電力用半導体スイッチング素子の制御端子に接続された抵抗と前記負極端子との間に接続された導電性高分子により構成された出力コンデンサと、
前記出力コンデンサに並列に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータに並列に接続された入力コンデンサと、
前記入力コンデンサと並列に接続された電源と、
を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の電力変換装置。 The power semiconductor switching element drive circuit is
An output capacitor composed of a conductive polymer connected between the resistor connected to the control terminal of the power semiconductor switching element and the negative electrode terminal;
A DC / DC converter connected in parallel to the output capacitor;
An input capacitor connected in parallel to the DC / DC converter;
A power supply connected in parallel with the input capacitor;
The power converter according to any one of claims 1 to 7, further comprising: 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、同期整流により制御されることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 8, wherein the DC / DC converter is controlled by synchronous rectification. 前記ＭＯＳＦＥＴ駆動回路は、前記負極端子から前記正極端子に電流が流れるとき、前記ＭＯＳＦＥＴをオフするように制御されることを特徴とする請求項８または請求項９記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 8 or 9, wherein the MOSFET driving circuit is controlled to turn off the MOSFET when a current flows from the negative terminal to the positive terminal.
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