JP2005524378A - 同期および双方向可変周波数電力変換システム - Google Patents

Abstract

可変電圧可変周波数電力管理システムを必要とする可変速度駆動などの広い可変周波数システムまたは能動負荷に好適な同期双方向能動電力調整システム（１１）を開示する。個々にＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣに使用できる、または可変電圧および／または広い可変周波数電力管理システムに好適なＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換用にまとめてカスケード接続できる共通パワーエレクトロニクス基本構成要素（１００、２００）（ハードウェアとソフトウェアの両方のモジュールブロック）を提示する。共通制御ソフトウェア基本構成要素（２、５）は、デジタル環境内で開発され実装されるデジタル制御戦略／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループの方法および装置を含み、共通パワーパスモジュール型パワーエレクトロニクス基本構成要素（１００、２００）のスイッチング要素（３、６）のゲーティングパターンを提供する。

Description

本出願は、参照により内容全体が本明細書に特に組み込まれている、２００２年４月３０日に出願された米国仮出願第６０／３７６５７２号の３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）の優先権を主張する。

本発明は、電力変換に関するものであり、より具体的には、同期および双方向可変周波数（ＶＦ）電力変換システムに関するものである。
本明細書には新しい制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループが提示される。本発明は、定常状態および動的性能が優れている２つのそのようなユニットをカスケード接続することにより能動整流（ＡＣ−ＤＣ）または電力変換（ＤＣ−ＡＣ）またはＡＣ−ＡＣ電力変換のいずれかのための電力潮流の双方向制御を行う。その結果得られる電力調整機器は、標準化されたパワーエレクトロニクスの基本要素および制御構造／アルゴリズムを導入した結果、拡張可能、再構成可能であって、効率がよく、コスト、重量、およびサイズを実質的に低減して、容易に組み込むことができる。主要な特徴として以下のものがある。

３２０〜８００Ｈｚと広い周波数でＶＦ発電／利用のため電力を調整する電力変換機器。
デジタル電力変換および／または負荷調整を行うＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ、またはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ用の双方向同期能動整流器／インバータ。

従来単一または複数の受動整流ユニットにより得られていた高いＤＣバス電圧を供給するＤＣ電圧ブーストおよび調整。
電力源および／または負荷ＡＣ側（入力または出力）で得られる力率。

受動型フロントエンドフィルタおよびバックエンドフィルタのサイズを縮小し、ＤＣリンクバスのサイズを小さくする能動フィルタリング。

電力は、従来、固定周波数（ＦＦ）で発電され、航空宇宙産業およびその他の産業ではさまざまな種類の線形および非線形負荷に印加される。可変速度駆動は、駆動システムの速度制御用に可変電圧−可変周波数（ＶＶＶＦ）調整電力を供給するのに電力調整が必要になる代わりに、軽い負荷条件により節電と高い効率を実現する。公益事業および一般産業では、電力の配給に５０／６０Ｈｚの電気系統を使用しているが、航空宇宙産業では、軍事および商業用途に４００Ｈｚの電気系統を使用してきた。最近、これらの旧来の固定周波数（ＦＦ、つまり、４００Ｈｚ）発電機は、３２０から８００Ｈｚの間の周波数の電力を供給する可変周波数（ＶＦ）発電機に徐々に置き換えられつつある。可変周波数に移行する理由に挙げられるのは、効率、重量、および経済性である。一定の周波数を維持するには、交流発電機の速度が一定に保たれなければならない。これは、発電機が航空機のエンジンのシャフトに付いている場合は容易な作業ではない。一定周波数を維持するには、重く、高価なサブシステムを追加する必要があり、電力システムの全体的な効率が下がる。代わりに、航空宇宙産業向けの可変周波数電源が使用される場合がある。しかし、このアプローチでは、ある種の負荷は供給周波数の変動に敏感であるため基本的問題を課す。

能動的、受動的を問わずさまざまな種類の負荷は、供給周波数および電圧量の変動に敏感である。このような負荷の一例として、航空宇宙用ポンプ／ファンの用途がある。航空宇宙用の可変周波数（ＶＦ）電力システムでは、周波数の変動は２：１以上の比になる場合がある。代表的なファン／ポンプ負荷用の電力は周波数の立方に比例するので、このＶＦ電力システムでは、負荷は、定格の８倍となる電力需要に晒され、その結果損傷する。さらに、電源の電圧量が低下すると、負荷側では、電力が一定に保たれている場合、より多くの電流を引き込もうとする。このため、負荷が過熱し、最後の破損に至る可能性がある。したがって、これらの敏感な負荷に対する可変電圧可変周波数電源の悪影響を緩和するために、入力側で可変電圧および可変周波数ＡＣ電力または無調整ＤＣ電力を受け取ることができる高度な電力変換機器が必要であり、これにより、航空宇宙およびその他の産業用途のために多数の高性能の「数多くの電気的負荷」に必要なように同期固定または可変周波数調整電力を供給する。

最初にＶＦ入力電力を中間ＤＣ電力に変換し、次にインバータを使用し、オン／オフ制御モードまたは可変速度／周波数システムにおける負荷の要求条件に応じて所望の固定または可変周波数に合わせてＤＣ電力を調整することにより、ＶＦ電力への特定の負荷の周波数感度に関連する問題を緩和するさまざまな電力変換ソリューションが技術文献に掲載されている。これらのシステムの例として以下のものがある。

受動フィルタと併用する６パルス受動整流
高調波抑制用に２、３、または４個の受動３相整流器を多相オートトランスおよび追加フィルタと併用する１２、１８、および２４パルス整流器
単一チャネル能動整流
多チャネル能動整流
可変周波数システムでは、ほとんどの従来技術は、ＡＣ−ＤＣ電力変換に単純な３相受動ダイオード整流を使用して、旧来の能動整流器の複雑な実装を回避している。航空宇宙産業およびその他の産業の用途に能動整流を使用しようとしても、これらのシステムの設計が複雑であったり、内在する故障モード、および過大なコストのせいで使用できなかった。最近、航空宇宙産業用途に能動整流器ソリューションが提案されている。特に、Ｄ．Ｅ．Ｂａｋｅｒにより開発された米国特許第６０３８１５２号で開示されている手法には、以下の問題がある。

この制御方法では、安定化されたＤＣバス電圧が得られない。
この制御方法は、通常の３相ダイオード整流レベルよりも高い値を出すためには使用できない。

提案されている方法では、固定４パルスゲーティングパターンを使用するが、高いダイナミック性能を持ち、スイッチング周波数が非常に低いため実時間でＡＣシステム電圧の基本波成分を制御できる閉ループゲーティングパターン制御を活かすことができない。したがって、この方法は、可変速度駆動などの高ダイナミック性能のＤＣ−ＡＣ負荷には適していない。

メモリベースのゲーティングパターンの実装は、フィードフォワード事前計算スイッチングパターンに基づいており、想定されたシステムモデルから逸脱した場合はリアルタイムでの誤り訂正が可能でない。

さらに、この引用文献では、ＶＦシステムに対し航空宇宙産業が課している電力品質要件を満たすスイッチング周波数が１０ｋＨｚである能動整流器の実装は、電力損失が過大であるため実用的ではなく、実現できないことを示唆している。

電力品質条件を満たし、固定周波数ＡＣ電力システムアプリケーション用のデジタル能動整流器を提案するさまざまな種類のＡＣ−ＤＣコンバータ用の従来技術による能動整流技術には、いくつかの欠点がある。具体的にいうと、制御構造／アルゴリズムは複雑であり、コントローラパラメータのチューニングはわかりにくく、その実装はデジタル信号処理の高いスループットを要求するため、費用効果が劣るという点である。さらに、制御されるデバイスに対し２０ｋＨｚと非常に高いスイッチング周波数であるため、フィルタコンポーネントを大きくし、過剰な熱管理を行う必要があり、その結果、システム全体のコストと重量が著しく増大する。

航空宇宙産業の可変周波数システムの３２０〜８００Ｈｚと広い変動範囲に好適な堅牢な制御方法および適切な同期を欠いているため、従来技術による能動整流器／インバータを航空宇宙産業の大電力変換／利用アプリケーションの実現可能なソリューションとして受け入れることは困難であった。これらの従来の電力変換システムは、信頼性が劣り、コストが過剰に要求され、また重量もあり、電力密度も低い。従来技術による電力変換機器は、電力密度、信頼性、および最小熱管理の要件がかなり改善されている費用効果のある次世代型電力変換機器用にモジュール型基本構成要素をサポートしようにも簡単に拡張できなかったり、柔軟でなかったり、構成可能でなかったりする。最後に、既存の電力変換機器の大半の梱包、製造、および保守は、単調な作業であり、時間もかかり、費用もかかる。

制御構造／アルゴリズムの最適化された実装では、システムの可変周波数を測定し、電力調整機器と電源（ＡＣ−ＤＣ）または負荷（ＤＣ−ＡＣ）またはその両方（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ）との同期を正常にとるために、正確で実装しやすい位相ロックループ（ＰＬＬ）を必要とする。システム周波数が測定された後、技術文献においてよく知られているように、リアルタイム回転基準フレーム角度が計算され、その後これは標準回転ベクトル（ａｂｃからアルファ／ベータへ）および静止時間不変基準フレーム（アルファ／ベータからｄ／ｑへ）変換およびその逆の変換（つまり、ａｂｃからｄ−ｑ静止基準フレームへの逆変換）に使用される。これらの変換は、電力調整システム（つまり、ＡＣ−ＤＣ能動整流器またはＤＣ−ＡＣインバータ）の制御されるデバイスのゲーティングパターンの生成およびＤＣバス電圧および力率補正などのシステム変数の適切な調整および閉ループ制御に必要である。

パワーエレクトロニクスベースのシステムでは、ＰＬＬの出力はクロック信号であり、これにより、ＡＣ側の周波数（ｆ）が変化するときにＡ／Ｄ変換システムのサンプリング周波数をリアルタイムで調整することができる。さらに、回転ベクトルから静止基準フレームへの変換およびその逆の変換には、リアルタイム位相角情報が必要である。ほとんどのＰＬＬでは、リアルタイム位相遅延角度は、時間について角周波数（２Πｆ）を積分することにより得られる。

パワーエレクトロニクスシステム用にさまざまな種類のアナログおよびデジタルＰＬＬシステムが提案され、使用されている。アナログＰＬＬは、これまでに、連続時間領域において明確に定義されたモデルから始めて、線形制御理論によりうまくモデル化され開発されてきた。しかし、パワーエレクトロニクスシステムは、サンプリングされるデータシステムであり、非線形である。線形制御理論およびモデリングは、非常に高いサンプリングレートでしか使用することができない。スイッチング周波数が高いと、デジタル信号処理スループットも高い必要があり、実装費用が高くつき、過剰なスイッチング周波数損失のため効率が落ちる。これには、かさばる、高価な熱管理システムが必要である。実用上の理由から、非常に高いスイッチング周波数は、こうした問題があること、さらに主に電力調整システムに使用されるＩＧＢＴなどの現行の高出力半導体デバイスは２０ｋＨｚを遥かに下回るスイッチング周波数に制限されるという事実により、手ごろであるとはいえない。非線形デジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）システムの開発および実装は、非線形および離散制御理論が複雑であるため、パワーエレクトロニクスシステムに対しては実現されていない。

従来技術のＰＬＬは、以下の理由により、幅広い可変周波数電力システムには適当でない。
周波数追跡機能が限られている
ループフィルタを設計し、必要なコントローラ（ほとんどの場合、比例積分、つまりＰＩコントローラ）のパラメータをチューニングするのは困難である
安定解析および実装は、測定時間遅延があること、また非線形システムは二次システムとしてモデル化されるだけだという事実から、簡単ではない
さらに、アナログＰＬＬの従来技術の実装は、ＯＰアンプのオフセット、ドリフト、およびパラメータ変動に左右される。デジタルＰＬＬは、高サンプリングレートを必要とし、何回ものオンライン計算を必要とし、さらに実装が困難である。

モータ制御アプリケーション向けに電力変換システムを構成するのに必要なコンポーネント、デバイス、機器、およびシステムは多い。スタンドアロンのモータコントローラは、関連するすべての制御装置、保護回路、熱管理、入力および出力コネクタを備えるインバータを含み、シャーシ内に適切に収納されている。モータコントローラのコスト、重量、サイズ、効率、および信頼性は、電力定格、デューティサイクル、冷媒、環境要件の複雑な関数として表され、またそれらの主要サブアセンブリ／機能の実現の仕方および相互に関する分割の仕方、製造および保守を容易にするパッケージへのまとめ方に大きく影響される。

従来のパワーエレクトロニクスベースのモータコントローラは、以下の主要サブアセンブリ／機能を備える。
論理回路用電源
パワーエレクトロニクスコントローラ
制御戦略／アルゴリズム
パワーパスインバータ（およびＡＣ−ＤＣ−ＡＣの場合は整流器）デバイス／モジュール
信号測定（電流、電圧、温度、速度など）および絶縁
ゲートドライバ
電源相互接続
論理相互接続
パワーシーケンス、保護調整、およびフォルトトレランス回路
入力および出力用のＥＭＩおよび電力品質フィルタ
熱管理
ＤＣリンクコンデンサ
モータ駆動のタイプとサイズ（ＤＣ装置、誘導機、ＰＭＳＭ、巻き磁界ＳＭ、ＳＲＭなど）
制御装置Ｉ／Ｏ
シャーシ。

以下の要件／考慮事項も、モータコントローラの設計および製造に大きな影響を及ぼすであろう。
速度制御の方法（ホール効果／リゾルバまたはセンサレス方式）
電気機械システム（モータ／発電機）との統合のレベル
一括集中制御回路と分散制御回路
環境要件
従来の航空宇宙用モータコントローラの操作は非常に精密である。しかし、これらの電力変換技術は、以下の点で問題があるため、将来の商用輸送用途にはイネーブルに使用できない。

重すぎるため電力密度が非常に低い
カスタムメードの部品およびアプローチであるためコスト高である
コンポーネント点数が多すぎ、またヘルスモニタリングおよび保護調整を欠いているため信頼性が低い
パワーエレクトロニクスデバイスおよび関連するフィルタにおける電力損失が多すぎるため効率が低い
機能ブロックの分割が多すぎ、また設計の分割／統合がまずいのでサイズが大きくなっている
このような「従来の」モータ制御装置技術がこうした問題に悩まされる理由のいくつかを以下に示す。

「論理回路電源」が別々であり、多くの電圧レベルが利用される
「一括集中制御装置」概念が複数の制御基板および論理回路／電源相互接続で使用され、これにより、主にアナログ回路または最適化されていないカスタムメードのデジタル回路を双方向および広い可変周波数電力システム用に最適化されていない比較的低いデジタル信号処理スループットの制御構造／アルゴリズムと併用してモータを制御する。

離散デバイスにより実現されたパワーパスインバータはカスタムメードであり非常に高価である
かさばるセンサおよび費用のかかる方法が信号測定（電流、電圧、温度、速度など）および高電圧信号絶縁に使用される
ゲートドライバ回路設計は、用途毎にカスタムメードであり、デバイスレベルで障害モードを効果的に処理するのに必要なすべての保護機能および診断機能を備えているわけではない。

かさばる高価な電源相互接続の広範な使用（例えば、バスバー）
１１５Ｖ、４００Ｈｚの２７０ＶＤＣおよびＡＣ電圧のＤＣバス。主要な制限は、ＤＣバスは自然な３相ダイオード整流により得られ、著しく低いまたは高い場合があるという事実であり、ＡＣシステムは４００Ｈｚ固定周波数でなければならない。

高価で脆い論理回路相互接続が広範に使用される
ＢＩＴは制限され、包括的なパワーシーケンス（ソフトスタート／ストップ、およびライドスルーなど）保護調整機能、ヘルスモニタリングおよび予後診断およびフォルトトレランス回路を欠いているため、機能性能および／または信頼性が低い
入力および出力用のかさばり、高価なＥＭＩおよび電力品質フィルタ
かさばり、高価なカスタムメードの熱管理機能
エネルギー密度が低い高電圧コンデンサは、カスタムメードであり、バルク「ＤＣリンク」コンデンサとして使用される。これらは、温度に依存しており、コストが高く、パッケージングが困難である。

開発されたモータ制御装置は、異なるタイプおよびサイズのモータ駆動（誘導機、永久磁石同期装置（ＰＭＳＭ）、および巻き磁界ＳＭ）を収められるほどの柔軟性はない。
電力密度が低いためシャーシを大型にする必要があり、また異なるサブアセンブリをパッケージングするために過剰な体積が必要である

本発明では、航空宇宙産業およびその他の産業において可変周波数電源および／または可変速度モータ制御装置用の双方向同期電力変換システムを実現するための新しい制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループが提示される。上記の識別されたモータ制御装置の欠陥の解消に取り組み、さらに組み込みを容易にし、次世代の航空宇宙および一般産業用途向けの電力調整システム全体のコストを下げ重量を減らす、モータ制御装置用の従来技術による電力変換機器のさらなる改良と精密化を提示する。

さらに、本発明では、航空宇宙産業および一般産業において可変周波数電源および／または可変速度モータ制御装置用の双方向同期電力変換システムを実現するためのデジタル位相ロックループおよび制御戦略／アルゴリズムを提示する。

したがって、本発明では、可変周波数電力変換システムで使用する同期および双方向電力変換モジュールを提示し、電力変換モジュールはＡＣおよびＤＣ電圧および電流センサから信号を受け取り、電力スイッチングデバイスへのゲーティング信号を発生し、電力スイッチングデバイスのＡＣ側とＤＣ側との間の電力潮流を制御するデジタルコントローラを備え、デジタルコントローラはルックアップテーブルに基づきフィードフォワード予測システムを使用してシステム可変周波数を追跡するデジタル位相ロックループを備える。

さらに、可変周波数電力変換システム用のデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）を実装するための方法および装置も提示される。この方法および装置は、３相電圧可変周波数入力の基準位相角および推定位相角に基づいて基準位相角誤り信号を決定することを含む。可変周波数入力の測定された周波数は、位相角誤り信号に基づいて決定される。測定された周波数は、位相角ステップ、サンプリング周波数、および位相角遅延を生成するルックアップテーブルへの入力として使用され、推定位相角は、位相角ステップおよび推定位相角の事前値を使用して離散積分器により生成され、補正された位相角は、推定位相角および位相角遅延を使用して生成される。

さらに、組み込みを容易にし、次世代の航空宇宙および他の産業用途向けの電力調整システム全体のコストを下げ重量を減らす、モータ制御装置用の従来技術による電力変換機器のさらなる改良と精密化も提示される。

本発明およびその利点の詳細な内容は、付属の図面と併せて以下の説明を読むと明らかになるであろう。

本発明のいくつかの態様は、付属の図に関して随伴する説明の中で開示されている。
好ましい実施形態では、新しい制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループおよびパワーエレクトロニクス設計、高電圧および電流信号の感知および絶縁、制御アーキテクチャおよび制御アルゴリズムの複数の態様を、可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）ＡＣ電力または入力側のＤＣ電源から入力電力を受け取り、任意の種類の線形／非線形、受動、または能動負荷を作動させるのに必要に応じて制御固定周波数またはＶＶＶＦ電力を出力に送ることができる一般化された電力変換機器のデジタル制御装置の実装、パワーシーケンシング、保護、診断監視およびオペレーションとともに開示する。特に、開示されている共通電力変換機器モジュール（ＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ、またはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ用）は、最高の電力密度、最高の信頼性を持ち、電力変換機器全体の製造および保守の熱管理、パッケージング、容易さを著しく改善する、費用効果の高い次世代（ＮＧ）電力変換機器の拡張性の高い、柔軟な、構成可能モジュール型基本構成要素を実現する。

これらの共通電力変換機器技術は、以下のような多くの航空宇宙および地上業務用途のための次世代（ＮＧ）の集積ユーティリティ／制御装置を実現する際に使用される。
電力システム（ＥＰＳ）可変周波数発電および配電システム
次世代型環境制御システム（ＥＣＳ）（Ｂｌｅｅｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ／ＴｕｒｂｏＧｅｎおよびＶＣＳシステム）
「Ｍｏｒｅ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ａｉｒｃｒａｆｔ」（ＭＥＡ）および「Ｐｏｗｅｒ Ｂｙ Ｗｉｒｅ」イニシャティブをサポートする油圧、空気圧、およびユーティリティシステム用の電力変換機器および／またはモータ（誘導、同期、またはＢＬＤＧまたはスイッチトリラクタンスモータ）コントローラ
ＮＧデジタル電力変換／デジタル負荷管理および利用
ＮＧギャレー冷却モータ制御
ＮＧ ＡＰＵ始動およびノーブリード主エンジン始動
磁気ベアリング制御装置
能動フィルタ
電気式スラストリバーサ
電気自動車推進力（地上、海上、空中）

本発明は、対象となる航空宇宙および産業用途向けの電力密度、信頼性、および費用効果の高い電力変換機器を実現し、ほぼ正弦波の入力および／または出力波形を持ち、最軽量のフィルタコンポーネントを備え、能動または受動負荷との間の双方向電力潮流の供給および制御を行う同期ＡＣ−ＤＣおよび／またはＤＣ−ＡＣ電力変換機能を含む。本発明は、航空宇宙可変周波数電力システム（３２０〜８００Ｈｚと広い周波数）に好適である。実施形態は、高度な可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）同期能動フロントエンド整流器を含み、この整流器は、ＡＣ電源から得られる自然な電圧整流よりも高いＤＣリンク電圧ブースト、デジタル電力変換、デジタル負荷管理、能動フィルタリングおよび／または減衰、リアルタイム力率（ＰＦ）補正、および航空宇宙仕様に準拠する電力品質（例えば、通常５ないし８％のある限界よりも下の電圧および電流全高調波歪み（ＴＨＤ））などの特徴を持つ。

追加実施形態としては、誘導モータ、同期装置、またはブラシレスＤＣ（ＢＬＤＧ）モータ、またはその他の受動負荷などの能動モータ負荷を含む任意の種類の負荷に電力を供給するＶＶＶＦまたは固定周波数／電圧出力を備える高度なインバータを含む。システムインテグレーション機能は、１つの回路カードアセンブリに収めた電源、ゲートドライバ、感知、信号絶縁および調整の機能、「ＡＣシステムのサグ」および／または電気の瞬断に耐えられるライドスルー機能、および電力変換システムからの一時的自由電流／電圧を入力および出力のところで供給する効率のよいソフトスタート方式をすべて集積化したものである。

電力瞬断の直面した場合、ライドスルー機能により電力変換システムは、著しい過渡電流または時間遅延（速度が０まで降下するのを待つのに必要）なしにオペレーションを適切に再開でき、これは、通常「コールドスタート」と呼ばれる。従来の電力変換機器／モータコントローラシステムでは、電力瞬断が生じた場合、保護機能がせいぜい電力システムの問題を検出し、システムをシャットダウンするだけである。モータ／負荷は、電気機械式負荷の速度から生じる著しい問題および他の種類の能動負荷の逆起電力のせいで通常生じる同期問題のため、電力が復旧した直後には再度通電することはできない。モータ制御装置の場合、速度を障害前の状態に戻す前に時間遅延を入れるコールドスタートが必要である。いくつかの用途では、これらの時間遅延および厄介なトリップは許容できない。

図１Ａは、本発明による同期および双方向可変周波数ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換システム１１のモジュールの上位レベルのブロック図を示しており、これにより電力変換機器は安全かつ制御可能な方法で回生できる。フロントエンド１００は、入力フィルタ１、入力スイッチ３（例えば、ダイオード、ＳＣＲ、ＩＧＢＴ、ＭＣＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＰＭなど）および関連する入力制御装置２を含む。フロントエンド１００は、ＤＣ電力を出力セクション２００に供給する、ＤＣリンクコンデンサ４を備える。出力スイッチ６（例えば、ＳＣＲ，ＩＧＢＴ、ＭＣＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＰＭなど）は、ＤＣリンク４に結合され、出力制御装置５により制御されるとおりオペレーションモードに応じてＤＣリンク４から電流を引き込み、かつ／またはそれに電流を供給する。出力フィルタ７では、負荷（例えば、モータ）に／負荷から渡されるスイッチングされた電力の調整を行う。双方向システム内の電力（つまり、回生）は、負荷の中に流れるとともに負荷から流れ出る。したがって、当業者であれば、出力および入力のラベルは規約によるものであり、モジュールの機能を制約するものでないことを理解するであろう。システム内の他のモジュールは、制御装置２、５、制御インターフェース８、ゲートドライバなどに電力を供給する電源９を含む。制御インターフェース８は、入力および出力制御装置と上位レベルの制御システム（例えば、中央制御コンピュータ）とのインターフェースのために使用される。ヒートシンク１０は、電子コンポーネント、特に、スイッチングデバイス内の電力スイッチング損失が高いため著しい熱を発生する入力スイッチ３および出力スイッチ６を冷却する。以下では、これらのモジュールの特定の態様について説明する。

図１Ｂは、出力／インバータモジュール２００および関連する相互接続コンポーネントのブロック図である。もう一度、出力という用語はオペレーションモードに関係しており、出力モジュール２００のオペレーションを制限するものではない。モジュール２００は、高電圧および大電流で動作するＤＣリンク４に結合されている。ＤＣリンク４は、オペレーションモードに応じて電力を供給または受け取ることができる。２８ＶＤＣ入力はさらに、制御／論理回路電源電圧を発生するためにも供給される。しかし、電源はモジュール２００の内部要求条件に合わせて電圧を発生するので、制御電圧はシステム仕様にかなっているものであればどのようなものでもよいが、これについては以下で詳述する。システムフィードバック／感知機能は、ＤＣリンクからのＤＣ電圧および電流信号、負荷２０４（例えば、モータ）の３相電圧および電流を含み、また制御されるデバイスの閉ループオペレーションまたは電子コミュテーションに対し負荷２０４からの位置／速度フィードバックも含むことができる。電力スイッチ２０２（例えば、接触器、回路遮断器など）を使用して、負荷２０４を絶縁することができる。電力スイッチ２０２は、出力モジュール２０２から制御される。最後に、オペレータインターフェース／システムコントローラ２０６は、（例えば、シリアル通信、パラレル通信、ディスクリート制御線などで）出力モジュール２００に接続されて動作し、モータ速度、位置コマンドなどの情報を出力コントローラとの間でやり取りすることができる。

さまざまなオペレーションモードにおいて、システムはＡＣ−ＤＣ電力変換（モードＩ）、ＤＣ−ＡＣ電力変換（モードＩＩ）、およびＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換（モードＩＩＩ）の機能を備える。図１Ｂに例示されているように、出力モジュールがモードＩＩで動作している場合、ＤＣリンクは電力を供給し、出力モジュール２００はそれをＶＶＶＦ３相電力に変換し、負荷２０４に供給する。それとは逆に、モードＩでは（例えば、直接ＡＣ−ＤＣ電力変換または回生制動）、電力は３相ＶＶＶＦ電源／負荷からＤＣリンク４に流れる。出力モジュール２００の電力スイッチは、負荷２０４からの電力を変換し、電力をＤＣリンクに供給する。モードＩでは、ＤＣリンクは出力モジュール２００から電流を受け取る。

図１Ｃは、フロントエンド／入力モジュール１００および関連するコンポーネントの詳細図を例示している。３相ＶＶＶＦ電源／負荷１０１は、電力をモードＩのフロントエンドモジュールに供給する。電圧および電流感知回路１０２は、フロントエンド入力で電圧および電流を測定し、対応する出力信号を発生する。これらの信号およびＤＣ電圧／電流感知回路１２０からの信号は、コントローラ２を高電圧から絶縁し、コントローラ２で使用するのに必要なだけ信号をスケーリングする信号絶縁および調整回路１０４に通される。コントローラ２は、適切なゲーティング信号を発生し、双方向電力潮流を供給する電力変換ブリッジ３のスイッチングを制御する。ＤＣリンク４は、ＤＣバス１０７の間に接続されているリンクコンデンサ１０９およびソフトスタート回路１０８を含む。当業者であれば、フロントエンド／入力モジュール１００が出力モジュール２００のオペレーションをミラー化することを理解するであろう。特に、モードＩでは、フロントエンド／入力モジュール１００は、電源１０１からＡＣ電力を受け取り、ＤＣに変換して、ＤＣリンク４に供給する。同様に、モードＩＩでは、ＤＣリンク４は電流をフロントエンド／入力モジュール１００に供給し、このモジュールはそれを変換して、電流をＡＣ電源１０１に送り返す。モジュールは独立動作が可能であるが、組み合わせた場合（例えば、図１Ａ）、モードＩＩＩのオペレーションが実行でき、電力は両方向でＡＣからＤＣに、そしてＡＣに変換される。

図２は、電力変換システムの一実施形態の詳細システムブロック図を例示している。電力変換システムは、整流器／入力側またはインバータ／出力側のいずれにも使用できる。図２は、さらに、標準化された電力変換システムの構成に対する構造化された層別化アプローチを例示している。それぞれの層は、システムハードウェア／ソフトウェアの統合を円滑にするモジュール方式で取り扱われる電源変換システムのいくつかの態様を表す。これらの層の中の要素の大半は、すでに、図１Ａ〜Ｃに関して説明されており、したがって、ここではさらに詳しくは説明しない。制御電源９は独立動作し、ＰＣＥで必要な制御／論理回路供給電圧レベル（例えば、５Ｖ、１５Ｖ）を供給する。制御電源９は、単一の外部電圧（例えば、２８Ｖ）を使用して、適切な制御電圧を電力変換システムに供給するのに必要なすべての変換／スケーリングを実行する。例示されている次の層は、駆動電源および制御基板であり、これは、インテリジェント型パワーモジュール（ＩＰＭ）ドライバ電源５０およびデジタルコントローラ２、５（例えば、ＤＳＰ）を含む。絶縁および感知層は、信号絶縁および調整回路１０４を含む。パワーパス層は、電力スイッチング回路３、６および集積ＤＣリンク４およびソフトスタート回路１０８を備える。フィルタ層は、ＡＣ負荷／電源２５０への／からの電力を調整する入力／出力フィルタ１／７を形成する誘導性および容量性素子を含む。センサ層は、集積ＡＣセンサ１０２およびＤＣリンクセンサ１２０を含む。センサは、信号絶縁および調整回路１０４を介してコントローラ２、５にフィードバックを供給する。センサからのフィードバックにより、報告、データ収集が可能であり、コントローラは電力スイッチング回路３、６用の適切なゲーティング／スイッチングパターンを決定することにより電力潮流を双方向で調整することができる。それぞれのモジュールは、モードＩまたはモードＩＩのいずれかで動作し、ＤＣリンク４およびＡＣ電源２５０へ／から電力を引き込む／供給することができる。さらに、２つのモジュールを組み合わせることができ、コントローラ２、５を組み合わせで動作し完全なモードＩＩＩシステムを実現するように構成することができる。コントローラはデジタル式でありインテリジェント型であるため、制御ソフトウェアは、整流器またはインバータレギュレータのいずれかとして動作するように簡単に構成することができる。用途に応じて、追加信号（例えば、モータ制御での速度／位置フィードバック）を使用して、電力スイッチング回路３、６のコントローラ２、５およびゲーティングのオペレーションを決定する。しかし、これらの信号は、絶縁および調整回路および制御ソフトウェアを介してモジュールに容易に組み込まれる。

図３は、電源９の詳細図である。例示されている実施形態では、２８Ｖ電源はＤＣ／ＤＣコンバータ９０で５Ｖ制御電力に変換される。５Ｖ制御電源を使用して、追加ＤＣ／ＤＣコンバータ９２および９４に電力を供給し、この制御／論理回路電源設計の主要な態様の１つである分散方式でＰＣＥモジュール上の各サブシステムについて他の供給電圧から絶縁／他の供給電圧に変換する。例えば、５Ｖから５ＶへのＤＣ／ＤＣコンバータ９２は、信号絶縁および調整回路への５Ｖ電力の絶縁および供給を行うのに使用できる。さらに、５Ｖから１５ＶへのＤＣ／ＤＣコンバータ９４を使用して、共通５Ｖ電源の１５Ｖへの絶縁および変換を行い、使用時点で１５Ｖ電力をゲートドライバに供給する。電圧および配電方式は、説明のみを目的として示されており、本発明は図に示されている構成に限られない。当業者であれば、説明されている電源が集積化された分散電源を示しており、例示されているように、外部電源レベルを１つだけ使用し、したがって、外部システムからの複数の電源（例えば、２８Ｖ、１５Ｖ、５Ｖなど）を必要としない。したがって、別々の外部電源は不要であり、低電圧電源バスが取り除かれ、それらのバス接続は１つだけにまとめられる。さらに、集積電源では、絶縁、制御、およびモジュールに必要な電源のモジュールへの組み込みを行える。したがって、モジュールの交換性および設計柔軟性が高められる。例えば、ＩＰＭを使用するモジュールは、ディスクリートＩＧＢＴをスイッチングデバイスとして使用するモジュールとは異なる電圧条件を持つことがある。しかし、必要な電圧は使用時に分散方式で集積電源９で内部的に発生するため、いずれのモジュールも、電源電圧（例えば、２８Ｖ）を変えずに使用することが可能である。

図４は、本発明の一実施形態による電流および電圧感知回路を例示している。高精度分流器１０２２は、それらの抵抗器間に発生する電圧を使用してＶＶＶＦ電源／負荷１０１の電流を検出する。この電圧は、絶縁および信号調整回路１０４に送られ、そこで、信号の絶縁、フィルタ、およびスケーリングが行われる。当業でよく知られている他の種類の電流感知も使用できる、絶縁および信号調整器回路１０４からの絶縁されスケーリングされた電源／負荷１０１の電流信号は、コントローラ２、５の集積Ａ／Ｄコンバータに供給され、コンバータは信号をデジタルコントローラ２、５により使用可能なデジタル形式に変換する。同様に、集積分圧器１０２４は、ＶＶＶＦ電源／負荷１０１の電圧に比例する電圧を供給する。分圧器１０２４からの電圧信号は、信号調整回路１０４内で絶縁され、フィルタ／スケーリングされる。絶縁および信号調整器回路１０４からの絶縁されスケーリングされた電源／負荷１０１の電圧信号は、コントローラ２、５の集積Ａ／Ｄコンバータに供給され、コンバータは信号をデジタルコントローラ２、５により使用可能なデジタル形式に変換する。その後、コントローラ２、５は、追加センサまたはコンポーネントなしで、電圧および電流信号から追加情報（例えば、位相、力率（ＰＦ）など）を導くことができる。

コスト低減、重量削減、信頼性向上の著しいこの設計の主要な態様の１つは、多数の複雑なハードウェア機能／コンポーネントが１つの回路カードアセンブリ８４（図８）に集積化されるという事実であり、この回路カードアセンブリは、
３相ＡＣ電流およびＡＣ電圧のすべての感知機能、
ＤＣリンク電流および電圧のすべての感知機能、
感知されたすべての信号の信号調整および絶縁回路、
インテリジェント型パワーモジュール（ＩＰＭ）のオン／オフ制御を行い、ＩＰＭの動作状態を監視するすべての保護／状態信号を送るためのすべてのゲートドライバ回路の信号絶縁、
ＩＰＭモジュールのＤＣリンク端子のすぐ近くの分散ＤＣリンクスナバコンデンサ、
集積化された分散制御／論理回路電源、
ソフトスタート回路および関連制御装置、
すべての論理回路／制御装置相互接続、
すべてのパワーパスバスバーを含む。

図５Ａは、本発明の一実施形態によるＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ電力変換機器の入力または出力フィルタに使用することができる一般的な意味における共通の基本構成要素のフィルタ構成を例示している。フロントエンド電力変換フィルタ機能に使用した場合、この入力フィルタ構成は、ＶＶＶＦ電源の１つの相で１つのリードにそれぞれ接続される３本の導線１１０２の第１の集まりを持ち、他のリードはＹ接続コンデンサ１１０４の集まりと導線１１０６の第２の集まりに接続される。３本の導線からなる第２の集まりは、ブーストインダクタとして動作し、ＡＣ−ＤＣ能動整流器の入力側の他のリードに接続され、３相ＶＶＶＦ電力をコンバータブリッジに供給する。コンデンサ１１０４はそれぞれ、電力の一方の相に接続され、コンデンサ１１０４の他のリードは、共通接続となる。逆電力潮流モードでは、このフィルタ構成は、インバータの出力への出力フィルタ機能を持ち、正弦波に近い波形を負荷に供給する。この一般化されたフィルタ構成の変更形態も、用途に応じて可能であり、入力／出力フィルタの必要なコンポーネントは、電力品質および以下のＥＭＩ要求条件および制限に基づいて選択し、定格を設定することができる。

全高調波歪み（通常、５ないし８％）、
個々の高調波の最大許容可能な大きさ、
伝導性および放射エミッション。これらのフィルタの構成要素は必要なものである。

本発明の一実施形態では、後述の新しい最適制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループは１０ｋＨｚ（航空宇宙ＶＦ用途）とかなり低いスイッチング周波数で動作し、すべてのオペレーションモードの下で高速なダイナミック応答および安定した／予測可能な無共振性能を示す。このため、設計者は、このフィルタの交差周波数を類似の用途に対し同じ構成をとる従来のフィルタと比べてかなり高い値に設定することができる。本発明のこの態様では、最小のフィルタ要求条件および少ない熱管理の双方向および同期および広帯域可変周波数動作用の共通電力変換機器を実現し、その結果、電力調整機器全体のコスト、重量、およびサイズは著しく低減される。

図５Ｂは、それぞれインバータブリッジ／電力スイッチングデバイスの一方の相と１つのリードで接続される３本の導線１７０２からなる第１の集まりを持つフィルタ構成を例示しており、他のリードはコンデンサ１７０４の集まりおよび負荷に接続されている。コンデンサ１７０４はそれぞれ、電力の一方の相に接続され、コンデンサ１７０４の他のリードは、共通接続となる。当業者であれば、図５Ｂは導線の第２の集まりがハイパスされる同じ一般的な「Ｔ」フィルタ構成を反映していることを理解するであろう。したがって、フィルタ１および７は、上述のように、電力変換システムの入力および出力側の両方でシステムの高調波歪みを低減するのに役立つように設計することができる。

図６は、本発明の一実施形態による共通基本構成要素のデジタルコントローラのブロック図である。例示されている構成では、コントローラ２、５はプロセッサ１２０２（例えば、マイクロコントローラ、ＤＳＰなど）を含む。Ａ／Ｄコンバータ１２０６は、外部アナログ入力を受け取って変換し、その後、デジタル形式でプロセッサ１２０２に送る。デジタルシグナルプロセッサ１２０２は、Ｉ／Ｏインターフェース１２０４を介して、ディスクリートＩ／Ｏと外部システムおよびモジュール上の他のコンポーネントとのインターフェースをとることができる。フロントＡＣ−ＤＣ電力変換またはバックエンドＤＣ−ＡＣ逆変換用の空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶ＿ＰＷＭ）は、当業ではよく知られている。例えば、空間ベクトルパルス幅変調については、Ｚｈｏｕ，Ｇ．Ｙ．、Ｋｏｊｏｒｉ，Ｈ．、およびＷｕ，Ｂ．による論文「Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ （ＰＷＭ） Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｅｒｏｓｐａｃｅ Ｌｏａｄ Ｐｏｗｅｒ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（航空負荷電力管理アプリケーション用のパルス幅変調技術の比較）」、Ｈｏｎｅｙｗｅｌｌ ２００２−０１−３１８３で説明されており、参照によりその全体が本明細書に組み込まれている。したがって、ＳＶ＿ＰＷＭについては本明細書で詳述しない。

ＳＶ＿ＰＷＭは、共通論理回路電源電圧でデジタルシグナルプロセッサ１２０２からのゲーティング信号へゲート制御信号を発生するために使用され、後で電力インターフェース基板８４上で調整され絶縁され、その後、ＩＰＭに適用され、正しい電圧および電流レベルの適切なゲート信号を供給し、個々の電力スイッチングデバイスのゲートを駆動する。実装を簡単にするため、モータコントローラ専用設計のカスタムＤＳＰが使用され、図６に示されている機能すべてがＤＳＰに組み込まれるという主な利点がある。図６に例示されているコントローラアーキテクチャは、入力コントローラ２または出力コントローラ３として両方の動作が可能である。プロセッサ１２０２はソフトウェアにより容易に再構成することができ、またすべての信号変換／インターフェースデバイスはコントローラに組み込まれるため、コントローラは、所望の機能を実装するように容易に適合させることができる。

図７は、本発明の一実施形態による集積／分散ＤＣリンクおよびスナバコンデンサ基板を例示している。プラス端子４０２およびマイナス端子４０４は、電力スイッチングデバイスに接続する。プラス端子４０６およびマイナス端子４０８は、外部デバイスまたは他のモジュールのＤＣリンク端子に接続する。ＤＣリンク基板４１０は、ＤＣバスのインダクタンスが最小になるように積層板になっている。費用効果のある形で集積コンデンサを大きくするために必要に応じて、コンデンサンスがかなり小さい複数の低損失薄膜コンデンサ４１２をＤＣバス間に並列に接続する。このアプローチは、内部等価インダクタンスを低減し、熱損失をより均等に多数の小さなコンデンサに分散し冷却効果を高めるという利点をさらに持つ。それとは別に、複数のスナバコンデンサを電力インターフェース基板８４上で直接使用し、正しいコンデンサンスの外部バルクコンデンサを使用してＤＣリンクを構成することができる。電力インターフェース基板８４に加えてＤＣリンク基板８６を必要とする第１のアプローチが好ましいが、それは、コストが高くつくのと引き換えにリードの等価コンデンサンスをかなり小さくできるからである。ＤＣバスのプラス側は、プラス端子４０２および４０６に接続し、ＤＣバスのマイナス側はマイナス端子４０４および４０８に接続する。コンデンサ４１２は、ＤＣバスへのライドスルーおよびフィルタリングの両方のエネルギー貯蔵機能を果たし、電力スイッチングデバイスのスイッチングによるリップルを低減する。

本発明の他の態様では、「電圧ブースト」が可能であるためかなり高いＤＣリンク電圧（２７０ＶＤＣのバイポーラ型配置で３５０ＶＤＣまたは５４０ＶＤＣ、つまり±２７０ＶＤＣ）を実現する。したがって、ＤＣリンクコンデンサのサイズは著しく縮小される。同じ電力定格では、ＤＣリンク電圧が高くなるほど必要な電流は少なくなるため、電力変換機器内の伝導電力損失が低減される。これら２つの要因の組み合わせが、システム全体のサイズ、重量、およびコストの削減に寄与する。

図８は、システムハードウェア層の上面図である。層８０はヒントシークである。電源および電力スイッチングデバイスは、層８２上に配置されている。インターフェース基板は、層８４に配置されている。分散ＤＣリンクコンデンサバンクは、層８６に配置され、デジタルコントローラ基板は、層８８に配置されている。システムハードウェア層は、ヒートシンクへの熱伝達を最適にし、物理的占有面積および高さプロフィールを小さくして、電力および体積密度を高くするように構成されている。

本発明のいくつかの態様を、従来の電力変換システムの電源トポロジ、オペレーションモード、制御構造および制御アルゴリズムに関して以下の節で説明する。
電源トポロジ
固定周波数（ＦＦ）または可変周波数電源からＡＣ／ＤＣまたはＤＣ／ＡＣ電力変換のための同期および双方向電力変換システムの簡略化された最上位レベルのシステムブロック図が図９Ａに示されている。３相「ＡＣ電源」９０１は、同期双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ９０２に接続され、ＤＣ電力を負荷９０３に供給する。電力潮流は、ＡＣ電源９０１からＤＣ負荷９０３へ、左から右へである。ＡＣ／ＤＣコンバータ９０２は、６個の能動デバイス（ＩＧＢＴなど）と６個の逆ダイオードが１つのインテリジェント型パワーモジュール（ＩＰＭ）内に集積化された標準電圧源インバータ（ＶＳＩ）である。ＩＰＭ技術により、内部ゲーティング絶縁機能、ゲーティング電源、短絡保護回路、デバイス電源不足電圧保護機能、および過電圧保護機能を備えるフォールトトレラント型の集積電圧源インバータが実現される。ＩＰＭ技術は、電圧源インバータのパワーパスセクションの実装および保護機能を著しく簡素化し、またＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ電力変換のための共通基本構成要素として使用される。図９Ｂは、モードＩおよびモードＩＩの電力潮流を例示している。

図９Ｃは、同期ＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ電力調整機器の双方向機能を示す簡略化されたブロック図を示している。電力潮流は、ＡＣ−ＤＣコンバータ内で左から右とすることができるが、同じ回路を使用して、電力潮流が右から左へであるＤＣ−ＡＣ電力変換を実現することも可能である。「負荷」９０１は、３相フィルタ９０４を通じて同期双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ９０２に接続される。コンバータ９０２は、ＤＣリンクコンデンサ９０５を通じてＤＣ安定化ＤＣ電力をＤＣバスに供給するか、または逆電力潮流モードで、ＤＣ電源９０５から電力を受け取り、３相フィルタ９０４を通じて調整されたＡＣ電力を負荷９０１に供給する。２つのこのようなシステムが互いにカスケード接続されている場合、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換機器の電源トポロジは、図９Ａおよび９Ｂに示されている共通電源電子回路基本構成要素に基づいて得られる。

以下の節では、この共通電子回路基本構成要素および新しい制御アルゴリズム（ＣＡ）およびデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）のオペレーションモードについて詳述する。
オペレーションモード
図１に示されている同期電力変換機器のオペレーションモードは３種類ある。
モードＩ：同期ＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）
モードＩＩ：同期ＤＣ−ＡＣ電力変換機器
モードＩＩＩ：同期ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換機器
モードＩ：同期ＡＣ−ＤＣ電力変換機器
モードＩでは、図９Ｃに示されているように、電力変換システムは、３相可変電圧、可変周波数入力（ＶＶＶＦ）９０１を単位入力力率（ＰＦ）で調整された一定のＤＣ出力９０５に変換し、それと同時に現在の全高調波歪み（ＴＨＤ）を最小にする。このモードでは、電力潮流の方向はＡＣ側からＤＣ側（左から右）である。
モードＩＩ．同期ＤＣ−ＡＣ電力変換機器
モードＩＩでは、電力変換システムは、最小の電流全高調波歪み（ＴＨＤ）の場合に必要に応じてＤＣリンク入力９０５を３相可変／固定電圧および可変／固定周波数出力９０１に変換する。このモードでは、電力潮流の方向はＤＣ側からＡＣ側（右から左）である。
モードＩＩＩ．ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換機器
システムでは、２つの提示されているシステムを共通内部ＤＣリンクに接続するモードＩおよびモードＩＩのＰＣＥを使用し、図１に例示されているようにＡＣ−ＡＣコンバータを形成するが、全般的に、３相可変／固定電圧および／または可変／固定周波数入力を３相可変／固定電圧および可変／固定周波数出力に変換する。このモードでは、電力は左から右、または右から左とすることができる。

以下の節では、制御構造について説明する。制御構造は、上で説明したオペレーションモードのそれぞれ（つまり、モードＩ、モードＩＩ、およびモードＩＩＩ）についてそれぞれの電力変換機器にコマンドおよび制御信号を伝達する方法を記述する。

図９Ｄは、モードＩの制御構造例示している。ＡＣ／ＤＣ ＰＣＥシステムコントローラ９１０は、オペレーションに対する命令を送り、ＡＣ／ＤＣ ＰＣＥシステムコントローラ９１２からステータス情報を受け取る中央システムコントローラ９１２に接続されている。モードＩＩでは、図９Ｅに示されているように、ＤＣ／ＡＣ ＰＣＥシステムコントローラ９５０は、オペレーションに対する命令を送り、ＤＣ／ＡＣ ＰＣＥシステムコントローラ９５０からステータス情報を受け取る中央システムコントローラ９１２に接続されている。図９Ｆでは、モードＩＩＩのオペレーションが示されている。ＡＣ／ＤＣ ＰＣＥコントローラ９１０およびＤＣ／ＡＣ ＰＣＥコントローラ９５０は、オペレーションに対する命令を送り、ＰＣＥシステムコントローラ９１０および９５０からステータス情報を受け取る中央システムコントローラ９１２に接続されている。テストおよびデバッグ時に、３つのオペレーションモードに対するＰＣＥは、実際のシステム内の該当する中央コントローラの代わりにスタンドアロンＰＣに接続することができる。

図１０は、モードＩとモードＩＩの両方のＰＣＥに適用可能な制御戦略／アルゴリズムの詳細な共通ブロック図を例示している。制御戦略／アルゴリズムの新しい態様は以下のものを含む。

すべてのオペレーションモードに対する共通制御戦略、
オペレーションモード毎にＰＣＥの同期する広い周波数にわたるオペレーションを可能にする新しいデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）、
簡略化された定常状態モデルのみを使用する従来のモデルとは異なり、実際の動的ＰＣＥ電気系統モデルに基づいて能動整流または逆変換を行う共通制御アルゴリズム、
ＡＣシステムの自然のダイオード整流よりもかなり高い値までのＤＣリンク電圧ブースト（例えば、１１５Ｖ ＦＦまたはＶＦ電力システムで、±２７０ＶＤＣ）、
電源または負荷側の力率補正、
新しい最適な制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループは、１０ｋＨｚとかなり低いスイッチング周波数で動作し（航空宇宙用途では３２０〜８００Ｈｚと広い可変周波数）、その結果、フィルタコンポーネントおよびＩＰＭに対する熱管理要求条件は緩和される。

すべてのオペレーションモードで（ＶＦ用途の）双方向および同期電力変換のデッドビート発振が生じる従来技術とは異なり、安定した、発振のない高速なダイナミック応答、
電圧および電流の能動整流器（ＡＣ−ＤＣモードＩの電力変換）の直流および直交成分（９１３および９１８のｄ−ｑ成分）に、１００Ｈｚとかなり低い遮断周波数を持つローパスフィルタを使用するのは、本発明の共通ブロック制御戦略／アルゴリズムの他の主要な態様の１つである。これによりさらに、システムの小／大信号のダイナミック性能が向上し、大きなフィルタを使用しなくても電源品質性能を高められる。

このため、設計者は、入力／出力フィルタの交差周波数を類似の用途に対し同じ構成をとる従来のフィルタと比べてかなり高い値に設定することができる。
前記の機能を使用することにより本発明は、最小のフィルタ要求条件および少ない熱管理の双方向および同期および広帯域可変周波数動作用の共通電力変換機器を実現し、その結果、電力調整機器全体のコスト、重量、およびサイズは著しく低減される。

制御戦略ブロックおよび関連する内部制御アルゴリズムは、図６に示され、またすでに説明されているように、デジタルシグナルプロセッサで実装される。モードＩ ＰＣＥ（つまり、ＡＣ−ＤＣ能動整流）では、本発明の一実施形態による制御戦略／アルゴリズム９１０は、感知されたすべてのアナログ信号、つまり、３相入力ＡＣ電流（９１７の入力）、３層ＡＣ側電圧（９１２の入力）、ＤＣリンク電圧（Ｚ^＊、９１１の入力）を受け取り、ＤＳＰ（図６）を使用し、リアルタイムＳＶ＿ＰＷＭ ９１４実装を使ってＩＰＭの個々のデバイスに対するゲーティングパターンを計算する。サンプリング周波数は、ＤＰＬＬブロックで内部的に調整され、サンプリング周期（Ｔ＿ｓ）が、その結果生成され、内部デジタルシグナルプロセッサおよびＡ／Ｄコンバータのために更新され使用される。

セクション９１１は、ＤＣ電圧を安定化する能動電力制御セクションを例示している。セクション９１２は、３相電圧信号を２相電圧ＶαおよびＶβに変換する。セクション９１３は、ＶαおよびＶβを受け取って、それらをＶｄおよびＶｑに変換し、基準信号Ｖｄ＿ｒｅｆおよびＶｑ＿ｒｅｆをセクション９１４に供給する。セクション９１４は、空間ベクトル変調を使用してゲーティング制御信号を供給するＰＷＭ電圧安定化セクションである。セクション９１５は、ＶαおよびＶβを受け取り、デジタルＰＬＬに渡される位相角θを計算するＡＣ位相ロックループである。以下では、デジタルＰＬＬ実装を詳述する。セッション９１６は、力率制御ブロックである。セクション９１７は、同期補正を実行する。セクション９１８では、３相電流信号を２相電流信号ＩαおよびＩβに変換し、その後、ＩｄおよびＩｑに変換する。セクション９１９は、ＩｑおよびＩｄ信号をフィルタし、Ｉｑ信号を力率制御ブロック９１６に、ＩｑおよびＩｄ信号をセクション９１３に供給してフィードフォワード計算を行う電流減結合ブロックである。

図１０は、さらに、ＤＣ−ＡＣ電力変換についても当てはまり、また制御戦略／アルゴリズムに関する同じ説明は、ＤＣバス電圧または速度または位置などの他の出力変数（ブロック９１１の入力にＺ^＊として示されている）の調整の代わりに閉ループ方式で制御できる点を除き、モードＩＩ ＰＣＥにも当てはまる。モードＩＩのオペレーションに対する同期電気機械負荷などの能動負荷については、従来、速度または位置（ホール効果またはリゾルバ）センサを使用して、インバータ（ＰＣＥ）と負荷との適切な同期をとっている。通常、同期信号は、他の補助回路から導かれ、図１０には、ブロック９１２への測定され調整された信号入力として示されている。このタイプのセンサベースの制御方法を実行する補助回路の詳細は、従来技術でよく知られており、したがってここでは示さない。

図１１は、本発明の一実施形態による一般的なコントローラ構造９１０を例示しており、速度（ω）は入力Ｚ^＊として使用される。セクション９５１は、能動電力制御（例えば、速度／トルク／電流安定化）を実行する。セクション９５２は、３相電圧信号を２相電圧ＶαおよびＶβに変換する。セクション９５３は、ＶαおよびＶβを受け取って、それらをＶｄおよびＶｑに変換し、フィードフォワード基準信号Ｖｄ＿ｒｅｆおよびＶｑ＿ｒｅｆをセクション９５４に供給する。セクション９５４は、空間ベクトル変調を使用してゲーティング制御信号を供給するＰＷＭ電圧安定化セクションである。セクション９５５は、位置センサ／推定器である。センサが使用される場合、位相角θは、電気機械デバイス（例えば、リゾルバ、符号器など）からのフィードバックにより決定される。それとは別に、位置推定器を使用すると、電気機械式センサを使用する必要がなくなるが、追加ソフトウェアを必要とする。セクション９５６〜９５９は、機能については図１０に関して説明されたセクション９１６〜９１９に類似しているためここでは繰り返さない。

他の好ましい実施形態では、図１１は、モータ逆起電力（ブロック９５２への入力電圧）または線電流（ブロック９５５へのアルファ−ベータ電流）などの容易に利用可能な端子電気的情報を使用することにより能動電気機械負荷に位置／速度センサレス制御法が可能であることを示している。

図１２は、本発明の一実施形態によるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力システムのシステムソフトウェアおよび通信の代表的ブロック図である。整流器／入力側ソフトウェア９１０およびインバータ／出力側ソフトウェア９５０は、同期通信プロトコルを介して通信する。同期通信プロトコルにより、コントローラのリアルタイム調整が可能である。インバータソフトウェアは、さらに、第２の非同期プロトコルを介してシステムコントローラ９０２と通信する。システムコントローラ９０２は、さらに、同期通信プロトコルを介して整流器ソフトウェア９１０と通信する。制御およびスイッチング機能に加えて、整流器９０２およびインバータ９５０ソフトウェアシステムは、さらに、ＰＣＥのデジタルパワーシーケンシング、診断、監視、およびオペレーションのルーチンも備える。

整流器／入力側ソフトウェア９１０構造は、ＡＣ電源の可変入力周波数で動作するように設計されているＰＬＬモジュールを含む。以下では、ＰＬＬモジュールについて詳述する。同期通信モジュールは、シリアルポートの割り込みを使ってシリアルポートで実装される。Ａ／Ｄ変換モジュールは、Ａ／Ｄコンバータ、ＤＣ／ＡＣ電圧、およびＡＣ電流感知、条件および較正の設定を含む。パワーシーケンスモジュールは、適切にオペレーションが実行されるように電源スイッチオン／オフ手順を制御し、さらに、障害検出および保護機能も含む。以下では、パワーシーケンスモジュールについて詳述する。主ルーチンは、整流器のオペレーションの通常ループである。ＰＷＭ割り込みルーチンは、制御アルゴリズムおよびＰＷＭ生成用の主割り込みルーチンである。この割り込みサイクルは、スイッチング周波数に関係している。

インバータ／出力側ソフトウェア構造９５０は、シリアルポート割り込みを使用してシリアルポート上に実装される同期通信モジュールおよびホスト／システムコントローラ９０２と通信するため他のシリアルポート上に実装されるＵＡＲＴ（非同期）通信モジュールを含む。Ａ／Ｄ変換モジュールは、Ａ／Ｄコンバータ、ＤＣ／ＡＣ電圧、および電流感知、条件および較正の設定を含む。パワーシーケンスモジュールは、適切にオペレーションが実行されるように電源スイッチオン／オフ手順を制御し、さらに、障害検出および保護機能も含む。主ルーチンは、インバータのオペレーションの通常ループである。ＰＷＭ割り込みルーチンは、制御アルゴリズムおよびＰＷＭ生成用の主割り込みルーチンである。この割り込みサイクルは、スイッチング周波数に関係している。制御戦略およびアルゴリズムは、前記の節で概要を述べたようにいくつかの違いがある。主要な違いの１つは、ローパスフィルタとその遮断周波数、さらに、能動整流器では電源の周波数はデジタルＰＬＬにより追跡されるという事実である。モードＩＩのオペレーションでは、コントローラはインバータの出力電圧の周波数を制御し、能動電気機械負荷の逆起電力との同期をとることができる。しかし、他の用途では、位置制御または単に可変電圧可変周波数電源を使用することができ、これは、インバータ出力電圧／電流の電圧および周波数を独立に制御することにより達成できる。図１２の前記の説明および詳細は、単に説明を目的としているだけであり、当業者であれば、多数の他の通信方式を実装できることを理解するであろう。

図１３は、ＰＣＥ １００、２００とシステムコントローラ９１２とのインターフェースを例示している。例示されているように、電源／負荷のＡＣ電圧および電流およびＤＣリンクのＤＣ電圧および電流は、Ａ／Ｄコンバータにより取得され、ＡＣ電圧、電流、および周波数、ＤＣ電圧などのそれらの信号から導出される情報はシステムコントローラ９０２に供給される。追加制御およびステータス信号は、ＰＣＥ １００、２００とシステムコントローラ９０２との間でやり取りされる。スタート、ストップ、および速度コマンド（ＰＣ＿Ｓｐｅｅｄ）などの制御信号は、システムコントローラ９１２を介してユーザからＰＣＥ １００、２００モジュールに伝達することができる。システムステータス、アラーム、および障害信号も、ＰＣＥ １００、２００内で、例示されているようにシステムコントローラ９０２に伝達される。追加信号（例えば、温度およびラン／デバッグ）も、システムコントローラ９１２とＰＣＥとの間で伝達することができる。図１３の前記の説明および詳細は、単に説明を目的としているだけであり、当業者であれば、多数の他の構成を実装できることを理解するであろう。

図１４は、本発明の一実施形態によるオペレータインターフェースの例を示している。制御、ステータス、障害、およびアラーム情報は、例示されているように、機能に関してグループにまとめられている。グループ１４０１は、制御ボタンを示す。グループ１４０２は、システムパラメータを示す。グループ１４０３は、システムステータスインジケータを示す。グループ１４０４は、アラームステータスインジケータを示す。グループ１４０５は、障害ステータスインジケータを示し、グループ１４０６は、通信ビット表示を示す。当業者であれば、例示されているすべての信号が必要なわけではなく、また本発明が例示されている信号に限定されないことを理解するであろう。信号は、必要に応じて、ＰＣＥおよびＰＣＥが使用されるシステムに関連する限り、追加または削除することができる。したがって、信号およびグループは、単に、説明のために用意されており、本発明を制限することを目的としているわけではない。

図１５は、本発明の一実施形態による電力変換システムのパワーシーケンシングおよび監視の全体的な制御流れ図を例示している。この包括的パワーシーケンシングおよび管理システムを使用すると、システムコントローラ／ユーザ９１２から電力変換システムへコマンド／制御信号を伝達し、電力システム全体のステータスおよびその適切なオペレーションを監視し、報告として送り返すことができる。このルーチンは、ステップ１５００でウォッチドッグタイマーの起動および設定を行う。システムコントローラからの通信はステップ１５１０で受信される。ステップ１５２０で、Ａ／Ｄコンバータが起動され、値が読み取られる。ステップ１５３０で、デジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）のソフトウェアが実行され、ロックステータスのチェックがステップ１５４０で行われる。システムがロックに失敗すると、プロセスは、ステップ１５４５でウォッチドッグタイマーがタイムアウトになったかどうかをチェックする。タイマーがタイムアウトでなければ、システムはステップ１５３５で再びＰＬＬのステータスをチェックする。タイマーがタイムアウトになった場合、ステップ１５５５でＰＬＬエラーがログに記録される。ステップ１５４０で、ロックが設定されている場合、同期フレームの周波数および角度は、ステップ１５５０で決定される。その後、ステップ１５６０で、モード選択が、パワーシーケンスに基づいて決定される。ステップ１５７０で、選択されたモードは作用する（例えば、ＡＣからＤＣへの電力潮流）。ステップ１５８０で、ＰＣＥはシステムコントローラステータス、アラーム、システムパラメータなどに再び通信する。最後に、ステップ１５９０で、ウォッチドッグタイマーのクリアが行われる。

図１６は、本発明の一実施形態による電力変換機器のパワーシーケンスの流れ図である。制御アルゴリズムが起動し、ステップ１６０５でシステムのイネーブルステータスをチェックする。システムがイネーブルになっていない場合、システムはステップ１６１０でストップモードに入り／そこに留まる。システムがイネーブルになっていると仮定して、システムは、障害にフラグが立てられているかどうかステップ１６１５で調べる。システム障害が示された場合、システムはステップ１６２０の障害モードに入る。ステップ１６２０でシステム障害が示されていない場合、ステップ１６２５でアラームステータスがチェックされる。アラームが示された場合、システムはステップ１６３０でアラームモードに入る。アラームが示されていない場合、ステップ１６３５で電力中断状態のチェックが行われる。電力中断した場合（例えば、回路遮断器が開く）、システムはステップ１６４０で電力中断モードに入る。電力中断状態が負であれば、システムはステップ１６５０でランモードに入る。どのような状態に遭遇しようと（例えば、ストップ、アラーム、電力中断、およびラン）、システムステータスはステップ１６６０で更新される。当業者であれば、本発明は図１６に例示されている一般化された流れ図のシーケンスに限られず、図に示されている特定のステップに限られないことを理解するであろう。例えば、複数のアラームおよび障害レベルを含めることも可能である。したがって、図１６および関連する図１７〜１９の流れ図は、単に説明のみを目的として提示されており、制限することを目的として提示されているわけではない。

図１７は、障害モードの一般的流れ図である。ステップ１６２１で、障害モードがセットされる。ステップ１６２２で、他のモードインジケータがクリアされる。ステップ１６２３で、障害テーブル情報は更新され、示された障害情報が保管される。駆動イネーブルはステップ１６２４でクリアされ、プロセスは図１６に示されているように戻り、システムステータスを更新する。

図１８は、アラームモードの一般的流れ図である。ステップ１６３１で、アラームモードがセットされる。ステップ１６３２で、他のモードインジケータがクリアされる。ステップ１６３３で、アラームテーブル情報は更新され、示されたアラーム情報が保管される。システムはアラームモードで動作できるため、駆動部を操作するために必要な制御オペレーションは、ステップ１６３４から１６３６で起動される。駆動部はステップ１６３７でイネーブルにされ、プロセスは図１６に示されているように戻り、システムステータスを更新する。図１９は、電力中断モードの一般的流れ図である。ステップ１６４１で、電力中断モードがセットされる。ステップ１６４２で、他のモードインジケータがクリアされる。システムは電力中断モードで動作できるため、駆動部を操作するために必要な制御オペレーションは、ステップ１６４３から１６４５で起動される。回路遮断器、ソフトスタータ、およびＰＷＭはステップ１６４６でイネーブルにされ、プロセスは図１６に示されているように戻り、システムステータスを更新する。

図２０は、本発明の一実施形態によるデジタルＰＬＬの流れ図である。ステップ２０１０で、未処理の角度θが計算される。ステップ２０２０で、角度誤差が計算される。角度誤差は、許容可能ロック誤差と比較される。角度誤差が大きい場合、ステップ２０３５でＰＬＬ＿ｌｏｃｋインジケータはクリアされ、大きくない場合、ステップ２０４０でＰＬＬ＿ｌｏｃｋインジケータはセットされる。ＰＬＬロックが確定した後、ステップ２０５０で周波数が計算され、ステップ２０６０で周波数ベースのルックアップテーブルがアクセスされる。ルックアップテーブルから取り出された値を使用し、ステップ２０７０で位相ステップ、位相補正、およびサンプリング時間を決定する。ステップ２０８０で、ＰＬＬ角度は位相ステップおよび位相補正値を使用して更新される。デジタルＰＬＬの詳細な説明は以下のとおりである。

パワーエレクトロニクスベースのシステムでは、Ａ／Ｄ変換システムのサンプリング周波数に対するクロック信号は、ＡＣ側の周波数が変化するのに合わせて調整する必要がある。広い周波数変動のある可変周波数システムでは（航空宇宙用ＶＦシステムの場合のように２：１またはそれ以上）、これにより、ＤＰＬＬのループフィルタおよび安定したオペレーションの実装に際して問題が生じる。

本発明の一態様は、システムの基本周波数が変化するとともにリアルタイムサンプリング周波数およびその結果のサンプリング時間間隔を推定し調整することを目的として提示されている。さらに、電力調整機器のスイッチング周波数は一定に保たれる。さらに１つのシステム基本周期におけるサンプルの総数は、適切な安定したオペレーションとデッドビート発振の防止のため偶数として常に保たれる。

非線形ＤＰＬＬ法のリアルタイム実装は自明ではない。図２１Ａは、入力と出力を示すＤＰＬＬ ９１５（図１０に例示されているような）の簡略化された最上位レベルのブロック図表現である。ＤＰＬＬへの入力は、図１０のブロック９１２からのＡＣ側システム電圧のアルファ／ベータ成分である。これらは、ＡＣ側電圧（２１１０、２１１１、２１１２）を測定し、Ｄ／Ａコンバータを通じてデジタルワードに変換することにより得られる。図２１Ｂを参照すると、本発明の一態様では、３次元ルックアップテーブル２１２２を作成することにより非線形ＤＰＬＬ ９１５の何回もの複雑な計算を簡略化している。ルックアップテーブル２１２２は、事前に計算され、フィードフォワード予測方式で実装される。ルックアップテーブル２１２２への入力は測定された周波数２１２１であり、出力は、サンプリング周波数／周期２１２４、デジタル実装の補正のための位相角遅延２１２５のリアルタイム測定値、およびデジタル積分の実装のための増分位相角ステップ測定２１２３に対する事前計算された推定値である。ルックアップテーブル２１２２のこれらの出力を決定する方法は、当業ではよく知られており、したがって、本明細書では詳述しない。

ＤＰＬＬの簡略化されたブロック図表現は、図２１Ｂに示されている。ＤＰＬＬは、固定周波数または可変周波数電源／負荷を同期方式で能動電力変換機器に接続する。＊記号は、サンプリングデータシステムで参照されているように、サンプルおよびゼロ次ホールドの後のサンプリングされたデータ値を表す。第１に、３相中性電圧（Ｖａ、Ｖｂ、およびＶｃ）２１１０が測定され、これら３つのアナログ信号は、サンプル＆ホールドおよびＡ／Ｄコンバータを通じてデジタル信号に変換される（それぞれ、２１１１、２１１２、および２１１３）。その後、標準ａｂｃ−アルファ／ベータ変換２１１４を使用して、同期回転基準フレームが確定される。Ｖ＿ａｌｐｈａ（Ｖα）２１１５およびＶ＿ｂｅｔａ（Ｖβ）２１１６から、逆タンジェント２１１７をとることで基準角度を計算する。ブロック２１１７および加算ブロック２１１９は、位相角誤差信号（ｔｈｅｔａ＿ｅｒｒｏｒ）を決定する入力セクションを形成し、この信号はディスクリートＰＩコントローラ２１２０に送られてｆ＊２１２１を供給し、さらにこれは可変周波数（基本成分）のリアルタイムサンプリングデータ値である。この可変周波数２１２１は、３次元ルックアップテーブル２１２２に供給される。ｆ^＊入力毎に、３つの値、デルタ（シータ）２１２３として示されている位相角ステップ、およびサンプリング周波数２１２４、およびシータ遅延２１２５が得られる。このルックアップテーブル２１２２は、リアルタイム計算を簡素化するため所望の分解能で所望の範囲のいくつかの周波数について事前に計算される（例えば、システム要求条件およびルックアップテーブルに使用されるメモリに応じて１Ｈｚから４０Ｈｚまでの間隔）。これにより、非線形ＤＰＬＬの実装が著しく簡素化される。ブロック２１２７および２１２８は、推定位相角の離散積分を実行する離散積分器を形成する。サンプル＆ホールド制御信号は、以下の２つの設計基準を満たすようにリアルタイムで調整される、サンプリング周波数２１２４により生成される。

１．１０ｋＨｚ程度と低いスイッチング周波数、
２．偶数のサンプリング間隔Ｎ（つまり、Ｔ＿ｓを１／ｆで除算した値は偶数でなければならない）。

例えば、ＶＦシステムの基本周波数が３２０から７８０Ｈｚの範囲で変化する場合、Ｎの値はそれぞれ３２から１４まで変化する。最後に、正確な角度計算は、デジタル実装に内在する時間遅延を説明するために位相角遅延（ｔｈｅｔａ＿ｄｅｌａｙ＊）２１２５を推定位相角（ｔｈｅｔａ＿ＰＬＬ＊）２１３５に組み込むことにより得られる（この場合１．５×Ｔ＿ｓ）。

ＤＰＬＬは、制御アルゴリズムの実装に使用され、時間変動成分（回転基準フレーム内のアルファおよびベータ成分）を時間不変成分（静止基準フレーム内のｄ−ｑ成分）に変換するために、またその逆の変換にも使用される、角度のリアルタイム測定を正確に行う。

デジタルＰＬＬの構造は、図２１Ａおよび２１Ｂに例示されている。上述のように、ルックアップテーブル２１２２の出力は、サンプリング周波数、位相角遅延、および位相角ステップを含む。サンプリング周波数／時間は、デジタル位相ロックを使用する電流コントローラのサイクル時間である。これは、周波数に基づくルックアップテーブル２１２２内の事前計算された値に基づいて制御ステップ毎に更新される。

位相角遅延は、１つの制御サイクルにおける実際の角度と遅延角度との間の遅延時間である。これは、電流制御電圧源インバータで使用される電流コントローラに対する電圧角度と電流角度との間の遅延時間として解釈することもできる。角度遅延は、デジタル実装により生じ、デジタルサンプリング、信号調整でのローパスフィルタリングなどの要因を含む。これは、周波数に基づくルックアップテーブル２１２２内の事前計算された値に基づいて制御ステップ毎に更新される。

位相角ステップは、前の推定ＰＬＬ角度（θ_ＰＬＬ（ｎ−１））と現在の推定ＰＬＬ角度（θ_ＰＬＬ（ｎ））との間の積分ステップである。これは、元々の積分の概念からの周波数倍数サンプリング時間として解釈することもできる。位相角ステップは、周波数に基づくルックアップテーブル２１２２内の事前計算された値に基づいて制御ステップ毎に更新される。

以下の表は、デジタルＰＬＬのさまざまなモジュールの機能についてまとめたものである。各表は、各モジュールの出力を確定するために使用される入力および計算を記述している。角度基準計算器２１１８は以下のように定義される。

Ｖα（ｎ）およびＶβ（ｎ）は、前述の説明で述べられているようにＡＣ電圧入力から生成される。ＰＬＬ ＰＩコントローラ２１２０は以下のように定義される。

Ｋ_ＰＬＬは、比例利得定数を表し、ＳＴ_ＰＬＬは、ラプラス変換複素周波数変数ＳとＰＬＬ ＰＩコントローラ２１２０の積分器時定数Ｔ_ＰＬＬとの乗算を表す。ブロック２１２７および２１２８により形成される離散積分器は以下のように定義される。

ルックアップテーブル２１２２は以下のように定義される。

位相角補正２１３０は以下のように決定される。

本発明の一態様として上述の可変周波数電力調整機器用に開発されたＤＰＬＬは以下の点で従来技術と異なる。
システム可変周波数を追跡するためにルックアップテーブルに基づくフィードフォワード予測法が使用される。

ルックアップテーブルへの入力は、測定されたシステム周波数であり、以下の３つの出力がある。
１．サンプリング周波数および間隔
２．デジタル実装の補正のための位相遅延のリアルタイム測定
３．デルタ角度測定
電力調整機器用に、スイッチング周波数は一定に保たれる。

１つのシステム基本周期内のサンプル総数が連続的に監視され、偶数として保たれるため、デッドビート発振を防止することにより２：１の広い周波数範囲にわたり適切な安定したオペレーションが行われる。

実装位相遅延の補正は組み込まれており、対応する誤差はサンプル点毎に補償される。
ＤＰＬＬの閉ループ制御は、最小の遅延時間で、増分位相遅延角度の予測積分を通じて適切なダイナミック応答により達成される。

値の事前計算により複雑な数値計算を回避し、それらの記憶には、実装を容易にする３次元ルックアップテーブルが使用される。
全可変周波数範囲にわたってこのＤＰＬＬのダイナミック性能が優れ、安定しているため、これを用いないとパワーエレクトロニクスシステムのパワーパスセクション内に大きなフィルタコンポーネントを必要とする従来技術の安定性問題が緩和される。

本発明の前記の説明から、当業者であれば、本発明が多くの態様において従来技術を改良することを理解するであろう。これらの改良の一部は以下のようにまとめられる。
同期双方向能動電力調整システムは、共通パワーエレクトロニクス基本構成要素（パワーパス）として設計されており、ＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣに個々に使用したり、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換のためまとめてカスケード接続することが可能である。システムは以下を備える。

可変周波数システムの能動整流（モードＩオペレーション）用の電力変換機器、
ＤＣ電源からの可変電圧可変周波数電力管理システム（モードＩＩオペレーション）を必要とする可変速度駆動などの能動負荷用の電力変換機器、
可変電圧可変周波数電力管理システム（モードＩＩオペレーション）を必要とする可変速度駆動などの能動負荷用の電力変換機器。

航空宇宙産業およびその他の産業の広い可変周波数システムのデジタル位相ロックループの方法および装置は、以下の際立った特徴を持つ。
オペレーションモード毎にＰＣＥの同期する広い周波数にわたるオペレーションを可能にするデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）、
システム可変周波数を追跡するためにルックアップテーブルに基づくフィードフォワード予測法が使用される。

電力調整機器用に、スイッチング周波数は実質的に一定に保たれる。
デッドビート発振を防止することにより２：１以上と広い周波数範囲にわたって適切な安定したオペレーションが行われる。１つのシステム基本周期内のサンプルの総数は、連続的に監視され、偶数として保たれる。

実装位相遅延の補正は組み込まれており、対応する誤差はサンプル点毎に補償される。
ＤＰＬＬの閉ループ制御は、最小の遅延時間で、増分位相遅延角度の予測積分を通じて適切なダイナミック応答により達成される。

値の事前計算により複雑な数値計算を回避し、それらの記憶には、実装を容易にする３次元ルックアップテーブルが使用される。
全可変周波数範囲にわたってＤＰＬＬのダイナミック性能が優れ、安定しているため、これを用いないとパワーエレクトロニクスシステムのパワーパスセクション内に大きなフィルタコンポーネントを必要とする従来技術の安定性問題が緩和される。

能動整流または逆変換を行う共通制御アルゴリズムは、簡略化された定常状態モデルのみを使用する従来のモデルとは異なり、実際の動的ＰＣＥ電気系統モデルに基づいている。制御アルゴリズムは以下を行う。

ＡＣシステムの自然のダイオード整流よりもかなり高い値までのＤＣリンク電圧ブースト（例えば、１１５Ｖ ＦＦまたはＶＦ電力システムで、±２７０ＶＤＣ）、
必要に応じて、電源または負荷側の力率補正、
新しい最適な制御構造／アルゴリズムおよびデジタル位相ロックループは、１０ｋＨｚとかなり低いスイッチング周波数で動作する。（航空宇宙産業向けの３２０から８００Ｈｚと広い周波数範囲の場合）フィルタコンポーネントおよびＩＰＭの熱管理要件はその結果低減される。

すべてのオペレーションモードで双方向および同期電力変換の（ＶＦ用途のデッドビート発振が生じる従来技術とは異なり）、安定した、発振のない高速なダイナミック応答、
電圧および電流の直流および直交成分に対し１００Ｈｚとかなり低い遮断周波数を持つローパスフィルタを能動整流器（モードＩオペレーション）に使用すると、システムの小信号／大信号ダイナミック性能がさらに向上し、電力品質／ＥＭＩ性能も改善し、しかも大きなフィルタを必要としない。

入力／出力フィルタの交差周波数は、類似の用途の同じ構成の従来のフィルタと比較してかなり高い値に設定することができ、これによりさらに、フィルタリングコンポーネントのサイズおよびコストが低減される。

共通制御アルゴリズム（ソフトウェア）および共通パワーパスパワーエレクトロニクス基本構成要素（ハードウェア）の結果として、電力定格を加減することで、効率のよい、再構成可能な、柔軟で、拡張性のあるフォルトトレラントパワーエレクトロニクスシステムを実現することができる。同期および双方向機能により、これらの共通モジュール（ハードウェアおよびソフトウェア）のシームレスな並列−直列オペレーションが行われ、電力定格の加減を容易に行うことができる。

本発明の他の態様では、モータ制御装置用の従来技術による電力変換機器の改良および精密化を提示し、複雑なハードウェア機能／コンポーネントを１つの回路カードアセンブリに集積化することで、信頼性を高め、組み込みを容易にし、次世代航空宇宙産業およびその他の産業用途向けに電力調整システム全体のコストおよび重量を低減する。これらは以下の特徴を含む。

３相ＡＣ電流およびＡＣ電圧のすべての感知機能、
ＤＣリンク電流および電圧のすべての感知機能、
感知されたすべての信号の信号調整および絶縁回路、
インテリジェント型パワーモジュール（ＩＰＭ）のオン／オフ制御を行い、ＩＰＭの動作状態を監視するすべての保護／状態信号を送るためのすべてのゲートドライバ回路の信号絶縁、
ＩＰＭモジュールのＤＣリンク端子の近くにあるＡＣシステムおよび分散ＤＣリンクスナバコンデンサの自然なダイオード整流よりもかなり高いＤＣリンク電圧、
集積化された分散制御／論理回路電源、
集積化されたソフトスタート回路および関連制御装置、
すべての論理回路／制御装置相互接続、
該当するすべてのパワーパスバスバーおよび相互接続。

前述の説明は単に本発明の原理を例示しているだけである。当業者であれば、本明細書には明確に説明されていないまたは示されていないが、本発明の範囲を具現化する、さまざまな配置を考案することができることは理解されるであろう。例えば、ハードウェアおよびソフトウェアモジュールの配置および指定は、例示のため与えられており、複数のモジュールを組み合わせて１つの集積化プラットフォームにまとめたり、例示されているのとは異なるが、それでも同じ機能オペレーションを実現する、さまざまな組み合わせでさらに分割することも可能である。そのため、上述の電力変換システムは、ハードウェアおよびソフトウェアモジュールの例示されている配置または構成に限定されない。したがって、本発明の範囲は、前述の説明により制限されず、付属の請求項によってのみ定められる。

本発明によるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ用途のための同期および双方向可変周波数電力変換システムのモジュールの上位レベルのブロック図である。 本発明の一実施形態による共通電力変換モジュールおよび関連する相互接続コンポーネントのブロック図である。 本発明の一実施形態によるフロントエンド／入力共通電力変換（ＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ用）モジュールおよび関連コンポーネントの詳細図である。 本発明の一実施形態によるコンポーネントの統合を例示する電力変換システムの一実施形態の詳細ブロック図である。 本発明の一実施形態による分散論理回路用電源の図である。 本発明の一実施形態による高電圧信号絶縁回路を併用する３相電流および電圧感知回路の図である。 図５Ａは、本発明の一実施形態による入力および出力フィルタ構成の図である。図５Ｂは、本発明の一実施形態による入力および出力フィルタ構成の図である。 本発明の一実施形態によるデジタルコントローラのブロック図である。 本発明の一実施形態による集積／分散ＤＣリンクコンデンサ基板の図である。 本発明の一実施形態によるシステムハードウェア層の上面図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるモードＩ、ＩＩ、およびＩＩＩのＡＣ−ＤＣ電力変換機器（ＰＣＥ）制御構造およびトポロジの図である。 本発明の一実施形態によるＡＣ−ＤＣコントローラの詳細制御構造の図である。 本発明の一実施形態によるインバータコントローラの詳細制御構造の図である。 本発明の一実施形態によるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力システムのシステムソフトウェアおよび通信のブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換機器とシステムコントローラとのインターフェースを例示する図である。 本発明の一実施形態によるシステムのオペレーションコマンドを制御し、適切なオペレーションであるか監視するオペレータインターフェース画面の図である。 本発明の一実施形態による電力変換システムの全体的な制御流れ図である。 本発明の一実施形態による電力変換システムのパワーシーケンスの流れ図である。 本発明の一実施形態による障害モードの全体的な流れ図である。 本発明の一実施形態によるアラームモードの全体的な流れ図である。 本発明の一実施形態による電力中断モードの全体的な流れ図である。 本発明の一実施形態によるデジタルＰＬＬの流れ図である。 本発明の一実施形態によるすべての入力および出力を示すＤＰＬＬの簡略化された上位レベルのブロック図表現である。 本発明の一実施形態によるＤＰＬＬの実装方法の詳細を示す簡略化されたブロック図表現である。

Claims (14)

1. 可変周波数電力変換システム（１１）で使用する同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）であって、
   ＡＣおよびＤＣ電圧および電流センサ（１０２）から信号を受け取り、電力スイッチングデバイス（３、６）へのゲーティング信号を発生して電力スイッチングデバイス（３、６）のＡＣ側とＤＣ側との間の電力潮流を制御するデジタルコントローラ（２、５）を備え、デジタルコントローラ（２、５）はルックアップテーブル（２１２２）に基づくフィードフォワード予測システムを使用してシステム可変周波数を追跡するデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）（９１５）を備える、
   電力変換モジュール（１００、２００）。
2. 整流器（ＡＣ−ＤＣ）またはインバータ（ＤＣ−ＡＣ）として動作するように構成可能である、請求項１に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
3. 整流器として構成され、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換を行うインバータとして構成されている他の電力変換モジュール（１００、２００）と組み合わされる、請求項２に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
4. １つのシステム基本周期内のサンプルの総数は連続的に監視され、偶数として保たれる、請求項１に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
5. システム可変周波数は、３２０から８００Ｈｚまでの範囲で変化し、サンプルの総数はそれに応じて調整され、電力スイッチングデバイス（３、６）用の一定のスイッチング周波数を得る、請求項４に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
6. 実質的に一定のスイッチング周波数が電力スイッチングデバイス（３、６）に対し保持される、請求項１に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
7. ３２０から８００Ｈｚのシステム周波数範囲に対して約１０ｋＨｚのスイッチング周波数で動作する、請求項６に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
8. さらに、
   システム電圧および電流の直流および直交成分に対し１００Ｈｚのオーダーの遮断周波数を持つ能動整流器用のローパスフィルタ（１、７）を備える、請求項７に記載の同期および双方向電力変換モジュール（１００、２００）。
9. 可変周波数入力の基準位相角および推定位相角に基づいて基準位相角誤差信号を決定する入力セクション（２１１７、２１１９）と、
   位相角誤差信号に基づいて可変周波数入力の測定された周波数を決定するＰＩコントローラ（２１２０）と、
   測定された周波数を使用して、位相角ステップ、サンプリング周波数、および位相角遅延を決定するルックアップテーブル（２１２２）とを備え、
   推定位相角は、位相角ステップおよび推定位相角の事前値を使用して離散積分器により生成され、
   補償位相角は、推定位相角および位相角遅延を使用して生成される、
   可変周波数電力変換システム（１１）用のデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）（９１５）。
10. ルックアップテーブル（２１２２）は、３次元ルックアップテーブルである、請求項９に記載のデジタル位相ロックループ（９１５）。
11. 測定された周波数および位相角ステップ、サンプリング周波数、および位相角遅延に関係するルックアップテーブル（２１２２）内に格納された値は事前に計算される、請求項１０に記載のデジタル位相ロックループ（９１５）。
12. ルックアップテーブル（２１２２）に格納される値は、測定された周波数の離散間隔について計算され、離散間隔は、１Ｈｚから４０Ｈｚまでの範囲である、請求項１１に記載のデジタル位相ロックループ（９１５）。
13. １つのシステム基本周期内のサンプルの総数は連続的に監視され、偶数として保たれる、請求項９に記載のデジタル位相ロックループ（９１５）。
14. 可変周波数入力は、３２０から８００Ｈｚまでの範囲で変化し、サンプルの総数はそれに応じて調整され、電力スイッチングデバイス（３、６）用の一定のスイッチング周波数を得る、請求項１３に記載のデジタル位相ロックループ（９１５）。

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