JP2005521326A - 受動相互変調混信制御回路 - Google Patents

Abstract

受動相互変調混信制御回路は、所定の長さの分布素子及び伝送媒体のインピーダンス・セグメントから構築される。分布素子は、寸法、長さ及び分布素子の位置を選択することによって所望の周波数応答を有するように調整ができる受動回路を作成するため、抵抗のような通常の個別素子と接続することができる。すなわち、完全なＰＩＭ干渉制御回路は、一般には、個別及び分布素子から構築され、伝送媒体の連続延長を介してアナログ電磁エネルギを伝道する伝送媒体へ直接接続される。このように、ＰＩＭ混信制御回路は、ＰＩＭ混信の発信源、例えばアンテナの電力分割器の非常に近くに設置することができる。理由があってこの場所に位置する場合、ＰＩＭ回路は、相互変調混信が受信機の電子回路に入る前に、発信源で直ちに制御する。

Description

関連出願の相互参照
本願は、本願出願人による米国特許仮出願第６０／３６５，３９９号「無線アプリケーション用ＰＩＭ低減ネットワーク」（出願日：２００２年３月１８日）に対して優先権を主張する。

技術分野
本発明は、通信システムに関し、特に、複数の通信周波数を用いる無線、携帯電話、衛星、その他のデータ通信システム等の広範な通信システムに用いられる受動相互変調（ＰＩＭ）混信制御回路に関する。

背景技術
相互変調（ＩＭ）積は、２つ以上の周波数を用いて通信信号を送受信するたびに発生する。一般に、相互変調積は、搬送周波数に関連する高調波の線形結合からなる。発生した相互変調積が近傍で動作している受信器の通過帯域内にあり、その積が通信システムの性能を低下させ得る信号振幅を有する場合、相互変調は混信の問題となる。受動構造や受動装置と高周波（ＲＦ）信号パワーとの相互作用から生じた相互変調積は、受動相互変調、すなわち、「ＰＩＭ」として知られている。一般に、ＰＩＭは、有効な高周波信号パワーが、アンテナを用いる放射手段による信号送信に適したレベルのときの問題にすぎない。ＰＩＭによって発生した積は、高周波の直接路内の材料、構造、装置、素子、または、強い高周波電界エネルギを受けた物体に関連すると考えられる。

電流と電圧が高周波伝送路のある地点または領域で直線的に比例していない場合、信号の非線形歪みが生じる。高周波伝送路は、高周波エネルギが流れる明らかな直接経路であり、多くの場合、高周波エネルギが流れるように設けられた経路であり得る。また、高周波伝送路は、高周波システムの高周波装置や高周波素子の内部および／または外部に近接する物体および構造との結合を含み得る。これらの非線形性は高調波積を発生させる可能性があり、一般に、これらの高調波積は結合し、基本搬送信号の高調波周波数の線形結合で生じる相互変調積を発生させるおそれがある。高調波積は、基本搬送信号周波数の整数倍数である周波数値で発生する。高調波積は、搬送信号周波数の奇数倍数および偶数倍数の両方の周波数値で発生し得る。相互変調積は、基本波積の周波数値と高調波積の周波数値との線形結合である周波数値で発生する点で、高調波積とは異なる。相互変調積は、複数の信号から発生するという性質上、「混合積」とも呼ばれる。いかなる材料、構造、装置でも、その非線形挙動の程度は高周波信号振幅に依存し、一般に、非線形性は印加高周波電界や信号振幅に伴って増加し得る。相互変調積の発生は、多数の寄与パラメータの特に複合的な結果であると考えられる。

このような非線形性は、高周波伝送路内の特定の材料、その他の略線形材料の結合の製造に起因する微細構造、腐食、材料同士の物理的接触の不完全さ、その他の多くの手段から生じる可能性がある。一般に、アンテナの放射による信号送信に適した大きな信号振幅を持つ複数の通信信号に対応している電磁伝送システムの設計上、公知の非線形高周波信号特性を有する材料の使用は避けられている。非線形高周波信号特性を有する公知の材料として、一般的な種類の導体、半導体、誘電体等があるが、これらに限定されるわけではない。混信源としての積の影響を受けやすい通信システムにおいてＰＩＭの発生を制御するには、まず、材料の選択、製造工程、組み立て法、組み立て工程等の機器設計から始まり、耐用期間中の機器の保守に関連する細部にまで及ぶ場合がある。受動相互変調の発生を制御するために用いられる設計法の一例として、Ｊｏｈｎｓｏｎによる米国特許第５，７５７，２４６号には、高周波エネルギが流れる接合部を構成する２つの導体間に絶縁性誘電シートを用い、そのシートを設けないとＰＩＭを発生させるおそれがある直接接触を回避する、ＰＩＭ発生の抑制方法および装置が記載されている。

現在、ＰＩＭ制御の商業的に実施可能な用途は、相互変調積により高レベルの混信が生じるシステムにおける高周波パワーの所定範囲のパラメータに限定される。すなわち、現在、高周波システムにおけるＰＩＭ混信低減技術の実用可能な用途は、通信システムの動作パラメータおよび経済的実用性によって限定される。しかしながら、ＰＩＭ混信制御技術の費用効率を高めると、商業的に実施可能な用途の範囲が広がる。例えば、ＰＩＭ混信を低減させると、ＰＩＭ混信により現在得られるよりも、高レベルの高周波送信信号パワー、増加した高周波搬送周波数、低レベルの検出可能な高周波受信信号パワーを用いるように既存のシステムを改良する商業的に実施可能な選択肢が広がる。一般に、ＰＩＭ混信低減技術の費用効率を高めると、多くの場合、ホスト通信システムは、ＰＩＭ混信低減技術を用いない場合よりも、高い送信パワーレベル、多数かつ広範囲の信号搬送波、低レベルの受信パワーを用いることができる。従って、広範な通信システムおよび用途の場合、より効果的かつより安価なＰＩＭ混信低減技術を活用することができる。

受動装置に起因するレベルは通信システムのスプリアス放射の範囲を下回ることから、一般に、ＰＩＭ積のレベルは、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）等の機関によって規制されない。しかしながら、一般に、ＰＩＭ積のレベルは、通信サービスの質や量を低下させたり場合によっては限定したりするおそれがある混信源を制御する機器メーカや通信サービス機関にとって重要な問題である。さらに、現在、ＰＩＭ混信に関する問題は、高周波信号の送信と、高周波信号の送信に関連する信号振幅が小さい高周波信号の受信とを行う複信方式の機器やサービスを用いる技術に集中している。

それにもかかわらず、一般に、ＰＩＭ混信低減技術は、著しいＰＩＭ混信が発生するシステム等の広範な用途に適用することができる。特に、アナログ信号伝搬に対応している物理伝送媒体や物理伝送路における非線形高周波信号特性は、搬送信号のある程度のＰＩＭ歪みを発生させる。このような非線形信号特性は小さいが、伝送媒体の結合部や異なる２つの伝送媒体のインタフェース等で必ず発生する。

例えば、通常の受動アンテナは、その入力コネクタや高周波インタフェース、パワー分割器、放射素子、その他のすべての高周波伝送路接続素子と共に、同一のアンテナや近接するアンテナを高周波信号の受信に用いる場合に混信源になり得るある程度のＰＩＭ積を発生させるおそれがある。通常、ＰＩＭ積は低レベルの信号歪みとして認識されるが、システムやこの具体例にあるようなアンテナによって発生した雑音源や混信源として見なされる場合がある。これは、いずれかの種類の物理媒体を介して複数の信号を送信する際に自然に生じる副次的結果であり、それは、本来、媒体が伝達エネルギの伝達および処理を行うときに低レベルのＰＩＭ積を発生させる。多くの中低出力通信システムでは、システムの障害を無視することができ、ＰＩＭ積による混信は許容レベルで発生する。これは、この場合の混信は振幅が十分に小さかったり受信信号路から十分に分離されていたりするので、性能を大して低下させないからである。しかしながら、多くの高出力通信システムでは、システムの受信帯域で生じるＰＩＭ混信が著しいことがあるので、このようなＰＩＭ混信は、特定の周波数範囲内の混信を制御するための分析および技術、好ましくは、この範囲内の混信の低減や除去を行うための分析および技術をさらに実施することを正当化する。

特に、ＰＩＭ混信は、同じシステムの動作受信帯域内で発生するとき、２つ以上の高出力送信周波数を用いるシステムにおいて問題を引き起こすほど大きい場合がある。例えば、通常の通信システムは、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）を用いるシステムにおいてチャネルと呼ばれる２つの高出力送信周波数帯域および２つの受信周波数帯域を用いる場合がある。同様の方式を周波数分割二重通信（ＦＤＤ）システムと呼ぶこともある。これらのシステムにおいて、受信帯域内で発生する、送信周波数によって生じるＰＩＭによる混信は、通信システムの大きな障害になり得る。従って、通信システムの受信信号路内で発生するＰＩＭ混信や、通信システムの受信信号路以外の場所で発生して受信帯域内の送信周波数を持つ受信信号路に入るＰＩＭ混信を抑制する方法およびシステムを開発するために多大な努力がなされてきた。

固体電力増幅器（ＳＳＰＡ）等の元々非線形である能動装置において、高調波と相互変調の発生を抑制するために、抑制回路、フィードバック法、フィードフォワード法が開発されてきた。このような手法および回路を適用して、規定動作範囲内にあり、かつ、特定の動作特性を持つ、非線形装置の有効性能特性を効果的に「線形化」する。一般に、これらの回路自体として、能動装置、アナログ回路等がある。また、解決策として、基本搬送周波数値の１つ以上の高調波周波数値で高周波信号の生成および注入を行い、増幅器の非線形信号歪みに起因する成分信号を含む出力信号部分の干渉や打ち消しを行うように注入信号の振幅および位相を制御する方法も知られている。しかしながら、これらの手法や方法の一部および全部は、能動回路および電力をさらに用いることに依拠する。

本発明は、１つ以上の相互変調積や相互変調信号が発生し、動作受信帯域内の受信器に入る可能性が生じた後、その相互変調積や相互変調信号を除去するという一般的な問題を解決する。従来、この問題を解決することは技術的に難しく費用がかかると考えられ、また、多くの場合、従来の方法がこの問題を十分に解決したとは考えられなかった。従って、相互変調積が受信器に入る前に相互変調積の制御および／または抑制を行う方法を見出し、受動回路を用いてこの目的を達成することは、有利である。従って、相互変調混信の制御方法およびシステムを改良する必要がある。さらに、通信システムの受信帯域内で発生する相互変調混信を満足の行く設計基準にまで低減させる、好ましくは、除去することができる受動相互変調混信制御回路が必要である。さらに、効果的、かつ、経済性の観点から見て実際的な受動相互変調混信制御回路および方法が必要である。

発明の概要
本発明は、受動相互変調（ＰＩＭ）混信制御回路における上記必要に応じる。この回路は、混信の原因となる、受動的に発生する相互変調積を効果的に低減させる。この回路自体は受動素子から構成することができるので、ホスト通信システムに大きなＰＩＭ源が新たに導入されることなく、アンテナ構造近傍やその内部等の混信源の非常に近くに回路を配置することができる。その結果、受動ＰＩＭ混信制御回路は、固体電力増幅器等の能動装置の高調波特性および相互変調特性を向上させる公知の技術や方法より、構成が簡単で、効果的で、効果的に配置され、構成が経済的であることが多い。送信搬送周波数の倍数である高調波を１つ以上含む帯域（バンド）外対象周波数を直接制御することによって、通信システムの受信帯域等の所望の帯域内で発生する相互変調混信を間接的に抑制するように、受動ＰＩＭ制御回路を設計するのが有利である。例えば、送信搬送周波数の帯域外（すなわち、受信帯域外の周波数）第２高調波を制御することは、通常、動作受信帯域内の所望の受信信号を大幅に減衰させることなく、受信帯域内で発生する相互変調積の信号振幅を抑制するのに効果的である。

概略的に説明すると、本発明は、少なくとも２つのアナログ送信周波数と少なくとも１つの受信周波数帯域を伝達する伝送媒体を備える通信システムに設けられたり用いられたりするＰＩＭ制御回路として実施することができる。また、本発明は、受信周波数帯域内で発生する送信周波数に関連する相互変調混信を制御するように構成することができる。通常、ＰＩＭ制御回路は、所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続される、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる複数の分布素子を備える。従って、従来の抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート電気素子や集中電気素子を回路に設け、所望の周波数応答を有するようにＰＩＭ制御回路を設計するのを助けることができる。特に、抵抗素子を多くのＰＩＭ制御回路構成に設けるのが好ましい。

通常、ＰＩＭ制御回路は、動作周波数帯域の送信搬送周波数の倍数である高調波を１つ以上含む帯域外対象周波数を直接制御することによって帯域内相互変調混信を間接的に制御するように構成される。さらに、伝送媒体によって複数のアンテナ素子に伝達される送信周波数を方向付けるアンテナのパワー分割器を支持する基板上にＰＩＭ制御回路を設置することが有利である。例えば、伝送媒体はマイクロストリップでもよく、また、分布素子は、所望のインピーダンスおよび所望の位相特性を示すように選択された幅および長さの導体を有するマイクロストリップの部分から構成されてもよい。

さらに、ＰＩＭ制御回路は、通信システムの伝送路媒体の連続延長によって通信システムに直接接続することができる。一般に、このような相互接続法は、ＰＩＭ制御回路と通信システム間の接続のインピーダンスを最小限に抑え、異なる種類の伝送媒体の接合部等に新たなＰＩＭ源が導入されるのを防ぐ。一方、特定の場合には、他の相互接続法が望ましいことがある。例えば、モジュールＰＩＭ制御回路は、マイクロストリップ伝送媒体と、同じマイクロストリップ伝送媒体の所定の幅および所定の長さからなる分布素子とから構成してもよい。また、モジュールＰＩＭ回路は両端にマイクロストリップと同軸ケーブルの接合部を設け、回路と同軸ケーブルの接続を容易にすることもできる。このような回路の容易な設置の利点は、接合部で新たなＰＩＭが発生することより勝るので、多くの用途にとって経済的な代替法を提供することができる。さらに、このようなモジュール装置である他の同様のＰＩＭ制御回路は、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート素子を１つ以上備えてもよい。特に、抵抗素子を多くの回路構成に設け、送信搬送周波数の倍数である高調波を１つ以上含む帯域外対象周波数のパワーの一部または全部を吸収することが好ましい。

しかしながら、本発明のＰＩＭ制御回路はマイクロストリップ媒体の分布素子に限定されるわけではなく、一般に、適当な種類の分布素子から構成してもよい。例えば、分布素子は、マイクロストリップ、エア誘電マイクロストリップ、ストリップ線路、同軸ケーブル、方形軸ケーブル、導波路、１つ以上の誘電体の有無に関わらず他の適当な伝送媒体から構成してもよい。このＰＩＭ制御回路は、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート電気素子を１つ以上備えてもよい。低周波の場合、例えば、約７００ＭＨｚ未満の場合、分布素子と集中素子を組み合わせたものを用いるか、場合によっては、インダクタ、コンデンサ、抵抗器等の集中素子のみを用いて、ＰＩＭ制御回路を実現することが有利である。代替例の場合、または、従来の分散電気素子と共に用いる場合、ＰＩＭ制御回路は、表面積や体積全体に分散した抵抗体、例えば、抵抗膜やばらの高周波吸収材料のブロックからなる分散抵抗素子を備えることができる。

ＰＩＭ制御回路は、分流構成、ダイプレクサ構成、多脚分流構成、２方向に対応する背合わせ分流構成、２方向に対応する背合わせダイプレクサ構成、所望の目的に効果的な他の構成等、多くの構成で実施することができる。このような選択肢の範囲によって、回路設計者は、一般の物理的、動作的、経済的な制約を考慮して、特定の構成のＰＩＭ低減に必要な高調波信号制御量を効果的に選択することができる。

本発明は、少なくとも２つの送信搬送周波数と１つの受信周波数を伝達する伝送媒体と、複数のアンテナ素子を伝送媒体に接続するパワー分割器とを備えるアンテナシステムで実施することもできる。このアンテナシステムもＰＩＭ制御回路を備え、ＰＩＭ制御回路はアンテナの伝送媒体に接続され、送信周波数の倍数である１つ以上の高調波等の帯域外対象周波数を直接制御することによって、受信周波数帯域内で発生する送信周波数に関連する帯域内相互変調混信を間接的に制御するように構成されている。ＰＩＭ制御回路は、所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続される、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる複数の分布素子を備えることができる。上記のように、伝送媒体によって複数のアンテナ素子に伝達される送信周波数を方向付けるアンテナのパワー分割器を構成する導体を支持する誘電基板上にＰＩＭ制御回路を設置することが有利である。

本発明は、通信システムのＰＩＭ制御回路の設計方法として実施することもできる。通信システムの場合、少なくとも２つの送信搬送周波数と１つの受信周波数帯域を識別する。受信帯域内で発生する送信搬送周波数に関連する帯域内相互変調周波数も識別する。次に、動作受信帯域外で発生する相互変調周波数の帯域外主成分を識別し、帯域外高調波信号を直接制御することによって帯域内相互変調信号を間接的に制御するように、ＰＩＭ制御回路を設計する。通常、ＰＩＭ制御回路は、所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続される、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる分布素子を備え、また、１つ以上の分布素子を備えてもよい。

本発明は、複数の送信周波数の送信高周波パワーを供給し、受信周波数帯域の受信高周波パワーを受信する伝送媒体を備えるアンテナシステムの改良として実施することもできる。この場合、改良は、伝送媒体の連続延長によって伝送媒体に直接接続されたＰＩＭ制御回路を含むことができる。また、また、回路は伝送媒体の部分からなる分布素子を備えることができる。受信帯域内で発生する相互変調混信の低減を行うため、受信帯域外で発生する送信周波数の倍数である１つ以上の高調波に対応する周波数を制御するように、回路を構成することが好ましい。

さらに、本発明は通信システムに限定される必要はない。例えば、本発明は、伝送媒体の部分からなる分布素子を備える受動混信抑制回路として実施してもよい。通常、この回路は、所望の帯域外で発生する混信周波数の識別された対象成分を直接抑制することによって、所望の帯域内で発生する混信周波数を間接的に抑制するように構成されている。通常、混信周波数は、複数の送信周波数に起因する相互変調混信を含み、対象成分は、送信周波数の倍数である高調波を１つ以上含む。特に、伝送媒体の部分からなる分布素子を備え、通信システムの伝送媒体の連続延長によって伝送媒体に直接接続された受動混信抑制回路は、本発明を実施する好適な形態である。しかしながら、いったん本発明の設計法を理解すると、特定の用途に適した他の設計目的を達成することができる。

上記に鑑みて、本発明は、従来の相互変調混信低減システムの欠点を回避することが明らかである。相互変調混信を受動的に抑制することによって上記効果が得られる具体的な技術および構造は、以下の実施形態の詳細な説明、添付図面、特許請求の範囲から明らかであろう。

発明の実施の形態
簡単に説明すると、本発明は、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる分布素子から構成された受動相互変調（ＰＩＭ）混信制御回路において実施することができる。多くの場合、分布素子を、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等の従来のディスクリート素子と組み合わせて受動回路を構成し、この受動回路は、分布素子の幅、長さ、位置を選択することによって所望の周波数応答を有するように調整することができる。さらに、完全なＰＩＭ混信制御回路は、通常、ディスクリート素子と分布素子とを組み合わせたものから構成され、また、通常、伝送媒体の連続延長によって高周波電磁エネルギを伝達する伝送媒体に直接接続されているか、または、伝送媒体内部に直接接続されている。このため、ＰＩＭ混信制御回路を、高周波入力接続やアンテナアレイのパワー分割器等のＰＩＭ混信源に対して物理的に非常に近くに配置すると共に、ＰＩＭ混信源に直接接続することができる。このようにＰＩＭ回路を効果的に配置・接続した場合、ＰＩＭ回路は、相互変調混信が受信器の電子機器に入る前に、混信源近傍の相互変調混信を制御する。

本願発明者らが認識しているように、相互変調の発生および制御に実際に用いられている根本原則を説明することによって、ＰＩＭ混信制御回路の設計法の更なる考察を容易にすることができる。基本的な現象を十分に理解することによって、広範なＰＩＭ回路設計およびＰＩＭ回路設計法が直接的かつ間接的に得られる。本願発明者らの知る限り、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる分布素子、時として分布素子と、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート素子との組み合わせ、を用いて、ＰＩＭ抑制を行うために本願発明者らが開発した種類の回路設計について、その試みや完成は本発明以前に一切なされなかったはずである。このため、この種の回路設計は全く新しい種類の回路であると共に、この回路設計のＰＩＭ混信低減への適用はこの有望な新しい技術を実施する最初の有用な方法であると思われる。

この技術の一適用例として、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）通信システムの動作帯域は送信周波数帯域を含み、受信周波数帯域を分離することができる。また、通信システムは送受信動作が相補的に行われるように複信方式でもよく、動作帯域内の特定のサブバンドの役割は、通信リンクのどの部分で機能動作が行われるかによって左右される場合がある。例えば、米国パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の基地局（ＢＳ）の認可送信帯域は１９３０から１９９０ＭＨｚ、ＢＳ認可受信帯域は１８５０から１９１０ＭＨｚである。移動体の機能帯域は相補的であり、１８５０から１９１０ＭＨｚの帯域は送信帯域、１９３０から１９９０ＭＨｚの帯域は受信帯域である。リピータシステムが相補的に動作する部分の両方を１箇所に備えてもよいことは、当業者には理解できる。

動作帯域は、送信機能および／または受信機能に用いられる動作帯域のサブバンド部分によって規定することができ、これらのサブバンド部分は、通常、「帯域内」と呼ばれるのに対して、これらのサブバンド部分内に含まれない周波数は、通常、「帯域外」と呼ばれる。すなわち、帯域外周波数値は、一般に、通信システムの動作周波数帯域外の周波数を指す。例えば、ある場所、局、装置で送信機能動作を行う搬送周波数は１組の帯域内周波数を規定し、同様に、受信機能動作を行う周波数は１組の帯域内周波数として規定することができる。搬送周波数の高調波から直接帯域内混信が発生しないように、受信帯域の周波数範囲を送信周波数帯域の下限の２倍の周波数より低く設定することが知られており、これによって、搬送周波数の整数倍の高調波のすべてが帯域外で発生する。しかしながら、著しいレベルのＰＩＭ混信がまだ帯域内で発生することがある。本発明のＰＩＭ制御回路およびその設計法を用いて、この問題に対処することができる。

相互変調混信の基礎になる根本原則をさらに調べると、電磁エネルギが、基本搬送周波数の倍数である１つ以上の高調波で混信を発生させるという現象を示すことが明らかになる。さらに、高調波内の振幅およびそれに対応するエネルギは、一般に、高調波の次数が大きくなるにつれて、小さくなる傾向がある。このため、通常、第２高調波（すなわち、搬送周波数の２倍）が最大高調波となり、この次に、第３高調波、第４高調波等が続く。例えば、スペクトル全体にわたり偶数高調波が奇数高調波より著しく高い（または低い）といった異常が生じるおそれがあるが、高調波の次数が大きくなるにつれてエネルギが小さくなるという一般的傾向は、概して、高調波歪みの固有特性である。また、複数の周波数に含まれる高調波が他の結合で発生する可能性があり、これによって、該周波数に含まれる高調波と基本周波数との線形結合で相互変調混信周波数が発生することが判明した。例えば、２つの搬送周波数を示すｆ_１およびｆ_２を有するシステムには、通常、搬送周波数および次の線形結合相互変調周波数の単一高調波が共に存在する。

２ｆ_１＋ｆ_２；２ｆ_１−ｆ_２；３ｆ_１＋ｆ_２；３ｆ_１−ｆ_２；３ｆ_１＋２ｆ_２；３ｆ_１−２ｆ_２；等
２ｆ_１＋ｆ_２；２ｆ_１−ｆ_２；３ｆ_１＋ｆ_２；３ｆ_１−ｆ_２；３ｆ_１＋２ｆ_２；３ｆ_１−２ｆ_２；等
これらの高調波周波数および相互変調積周波数内において、上記のように、通常、第２高調波成分（すなわち、２ｆ_１、２ｆ_２）はパワーおよび信号振幅が最大である。さらに、第２高調波成分を含む高調波の特定の線形結合がシステムの動作受信帯域内で生じる可能性がある。すなわち、多くの場合、相互変調周波数、２ｆ_１−ｆ_２および２ｆ_２−ｆ_１、は受信帯域内で発生する可能性が最も高い混信源である。もちろん、帯域内で発生する実際の相互変調周波数はシステムによって異なり、特定のシステムの送受信動作帯域を分析することによって明らかにすることができる。

帯域内の相互変調混信を抑制しようとすると問題が生じる。定義上当然、混信周波数は動作受信帯域内に存在するからである。すなわち、システム設計者が抑制したい混信周波数は、設計者が抑制を望んでいない信号と同じチャネル、すなわち、受信帯域内で発生する。従って、帯域内混信を減衰させるいかなる制御回路やフィルタも、受信帯域の所望の信号に影響、大抵の場合は悪影響、を必ず及ぼす。

本発明の技術の開発者らが見出した解決法では、帯域内相互変調周波数が、一次成分として、通常、基本搬送周波数の帯域外高調波を１つ以上含むことを識別する。すなわち、２ｆ_１−ｆ_２、２ｆ_２−ｆ_１のような破壊混信を発生させる帯域内相互変調周波数は、振幅とおそらく、本実施例の場合は２ｆ_１と２ｆ_２となる、帯域外一次高調波成分の位相とを制御することによって、効果的に抑制することができる。これらの周波数を「ＰＩＭ対象周波数」と呼ぶ。これらの周波数を識別すると、所望の帯域内信号の受信に悪影響を及ぼさずに混信ＰＩＭを最小限に抑えるようにこれらの帯域外高調波を直接制御するようにＰＩＭ混信制御回路を設計することができるからである。いったん帯域内混信が受信器や他の電子機器に入ってから帯域内混信を抑制するように帯域内フィルタリングを行う試みよりも、上記のような混信低減法の方が多くの利点があることは、当業者には理解できる。

数学的観点から、相互変調は、システムの非線形素子において、素子を介して送信される基本波および高調波の和周波数および差周波数に対応する周波数を有する信号の積である。高周波エネルギの導体に２つ以上の周波数の高周波信号が同時に含まれるときは常に、相互変調が発生する。複数の周波数が各高周波装置に含まれる場合、各装置はある程度の相互変調積を発生させる。これらの積がシステム内で混信を発生させるかどうかは、積の信号振幅の大きさ、積の周波数、受信通過帯域の特性、相互変調積の発生源からの受信信号路の分離等、いくつかの要因に左右される。

通信システムは、システム内のある地点からの周波数の送信（Ｔｘ）帯域のサブバンドと、移動体通信システムの基地局（ＢＳ）等の同じ地点からの周波数の受信（Ｒｘ）帯域のサブバンドとから構成される動作帯域を有することができる。従来から、別個の送信帯域および受信帯域を有するシステムは周波数分割二重通信（ＦＤＤ）式システムと呼ばれている。システム内の別の地点、例えば、携帯電話や移動通信サービス加入者は、互いに動作が逆のＢＳの送信サブバンドおよび受信サブバンドをそれぞれ有し、ＢＳと通信することができる。一例として、米国のＰＣＳシステムは、ＢＳの送信帯域に１９３０から１９９０ＭＨｚ、ＢＳの受信帯域に１８５０から１９１０ＭＨｚの周波数の割当が認可されたＦＤＤ式システムである。相互変調積はシステムの受信帯域内の混信源であると共に、別の動作帯域を有する他のシステムの混信源でもあり得る。一般に、ＰＩＭ積の発生は、比較的高出力の信号を有する通信システム内、例えば、移動体通信システムの基地局内の地点でより重要になる。

従来、時分割を用いて送信と受信を分割することによって同一周波数帯域内で送受信機能を行う通信システムは、時分割二重通信（ＴＤＤ）システムと呼ばれている。ＰＩＭによる自己混信はかなり大幅に低減されるが、ＴＤＤシステムは、異なる周波数帯域で動作する他の通信システムに対して混信源としてＰＩＭを発生させることがある。

システムの素子における相互変調混信の簡単な多項式近似は、電流と電圧（ｉ−ｖ）の下記関係式によって根本原則を説明することができる。

ｉ＝ｇ_１ν＋ｇ_２ν^２＋ｇ_３ν^３＋ｇ_４ν^４＋ｇ_５ν^５＋
また、送信周波数帯域の複合搬送信号は次の式によって与えられる。

ν（ｔ）＝Ａ_１ｃｏｓ（ω_１ｔ）＋Ａ_２ｃｏｓ（ω_２ｔ）＋Ａ_３ｃｏｓ（ω_３ｔ）＋・・・＋Ａ_ｉｃｏｓ（ω_ｉｔ）
式中、ω_ｉ＝２πｆ_ｉであり、ｆ_ｉはヘルツで周波数を示す。入力電圧が単一周波数波形の場合、出力電流波形においてその周波数の高調波しか明らかにならない。しかしながら、入力信号が少なくとも２つの搬送周波数からなる場合、出力波形は、搬送周波数の高調波だけでなく、搬送周波数とその高調波との結合による積も含む。例えば、搬送周波数が２つの場合の相互変調積は、ｆ_ｉ＝±ｎｆ_１＋ｍｆ_２により与えられる非負周波数で発生し、相互変調積の次数Ｏは（ｎ＋ｍ）として与えられる（ｎ、ｍは正の整数値）。無線ＰＣＳサービス等の場合、送信周波数帯域は受信周波数帯域より高い。さらに、相互変調積周波数（すなわち、
ｆ_ｉ＝２ｆ_１−ｆ_２，２ｆ_２−ｆ_１および３ｆ_１−２ｆ_２，３ｆ_２−２ｆ_１および４ｆ_１−３ｆ_２等
の奇数次数値は、搬送波の分離の定数倍数の場合（例えば、Δｆ＝ｆ_２−ｆ_１、ここで、ｆ_２＞ｆ_１）、２つの周波数（ｆ_１）のうち低い方より小さいか、または、２つの周波数（ｆ_２）のうち高い方より大きい。

例えば、搬送波が１９４０ＭＨｚ（ＰＣＳのＡ帯域認可）および１９８０ＭＨｚ（ＰＣＳのＣ帯域認可）のＢＳ送信周波数の場合、ＢＳ送信周波数未満で発生する上記奇数次相互変調積周波数は下記式より与えられる。

ｆ_ｉ＝２ｆ_１−ｆ_２＝１９００（ＭＨｚ）（ＰＣＳのＣ帯域受信周波数）
ｆ_ｉ＝３ｆ_１−２ｆ_２＝１８６０（ＭＨｚ）（ＰＣＳのＡ帯域受信周波数）
ｆ_ｉ＝４ｆ_１−３ｆ_２＝１８２０（ＭＨｚ）（すべてのＰＣＳ認可帯域未満）
相互変調積の大きさによっては、Ａ受信帯域およびＣ受信帯域は共に低下する可能性がある。

多項式近似を最大３次項まで用いると、下記式の３次相互変調積が得られる。

（３／４）ｇ_３Ａ_１ ^２Ａ_２ｃｏｓ（２ω_１−ω_２）
（３／４）ｇ_３Ａ_２ ^２Ａ_１ｃｏｓ（２ω_２−ω_１）
多項式係数をさらに用いると、３次相互変調積がさらに得られる。しかしながら、これらの積は全て多項式係数のが小さくなるにつれて漸次的に小さくなる。しかしながら、支配的な相互変調付近の受動ネットワークを用いて高調波応答を制御することが、相互変調積の信号振幅に対して有益な効果があるということが判明した。３次積の場合、２次高調波積（２ω_ｉ）で動作する吸収フィルタが、３次相互変調積（２ω_２−２ω_１、２ω_１−ω_２）の信号振幅を小さくすることができることが分かった。このように確認された利益をもたらすのに用いられている実際の機構を確実に確認することはできないが、これらのネットワークは、吸収、反射相殺、または、これらの方法を組み合わせたものによって高調波応答を修正し、相互変調源近傍の正味の高調波項の大きさおよび位相を効果的に制御することによって動作すると考えられる。このような３次効果の相殺や最小化が可能な本願に受動手段を用いる制御について、その構成および試験を行った。

より高次の積（上記の３次以外）が混信項の場合、同様の高調波制御を適用して、許容設計基準に合うように所望の帯域の相互変調項を制御すると共に効果的に除去することができる。通常、本発明の制御機構は受動的であり、ネットワークを含む。これらのネットワークは、所望の周波数応答を有する回路を構成する所望の長さおよび所望のインピーダンスを有するように選択された伝送媒体の分散部分からなる分布素子を備え、また、支配的な相互変調源近傍に導入されている。通常、これらの回路は、送信搬送周波数の倍数である高調波を１つ以上含む帯域外対象周波数のパワーの一部または全部を吸収する抵抗素子を１つ以上備え、また、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート電気素子や「集中」電気素子を１つ以上備えてもよい。通常、これらの回路は、通信システムの伝送媒体の連続延長によってホスト通信システムに直接接続され、低インピーダンス接続を行い、新たなＰＩＭ源がシステムに導入されるのを防ぐ。

ここで図面に移って、図１Ａから１Ｃは、ＰＩＭ制御回路を通常の通信システムに相互接続することができる異なる３つの物理的位置を示す。尚、各図中、同様の参照符号は同様の構成要素を示す。特に、多くの用途において、ＰＩＭ制御回路を通信システムの伝送路媒体の連続延長によって通信システムに直接接続することは有利であると考えられる。例えば、この相互接続法によって、ＰＩＭ回路をホストアンテナのＰＣ基板上に直接搭載、または、ＰＩＭ回路をＰＣ基板に隣接して配置することができ、また、アンテナのマイクロストリップをＰＩＭ制御回路内へ連続延長することによって、ＰＩＭ回路をアンテナのマイクロストリップ伝送媒体に接続することができる。一般に、このような直接相互接続法は、ＰＩＭ制御回路と通信システム間の接続のインピーダンスを最小限に抑え、システム内、例えば、異なる種類の伝送媒体の接合部内に新たなＰＩＭ源が導入されるのを防ぐ。

しかしながら、ＰＩＭ制御回路を通信システムに接続するには他の相互接続法が望ましい場合がある。例えば、モジュールＰＩＭ回路は、マイクロストリップ伝送媒体と、同じマイクロストリップ伝送媒体の所定の幅および所定の長さからなる分布素子とから構成してもよい。回路をモジュール式かつ着脱自在にするために、回路は両端にマイクロストリップと同軸ケーブルの接合部を設け、回路と同軸ケーブルの接続を容易にすることができる。このような回路のモジュール構成および容易な設置の利点は、接合部における新たなＰＩＭの発生を勝ることから、多くの用途にとって費用効率的な代替法を提供することができる。相互接続の他の代替法は、設計目的、コストの制限、固定高周波接地の有用性等の実用性、メンテナンスアクセスの必要性、雨除けや避雷等の必要性によって、特定の用途にとって明らかになりうる。以上を考慮して、図１Ａから１Ｃは、様々な用途にとって、但し、必ずしも全てではないが、有利になる可能性が高い３つの相互接続位置を示す。

図１Ａは、同軸ケーブルや他の適当な媒体等の伝送媒体１４に通信信号を注入し、伝送媒体１４から通信信号を受信するシグナルジェネレーター（受信器）１２を備える通信システム１０の機能ブロック図である。伝送媒体１４は、順方向に伝搬する通信信号を接合部１５を介してアンテナ１６に順次供給し、アンテナ１６はこの信号を同報通信する。例えば、接合部１５は、同軸ケーブル伝送媒体１４とアンテナ１６のマイクロストリップ伝送媒体との同軸・マイクロストリップ接合部でもよい。また、受信信号はシステム内を逆方向にも伝搬する。例として、通信信号は、上記のように、結合して受動的に生じる相互変調（ＰＩＭ）積を発生させる少なくとも２つの搬送周波数を含む。通常、伝送媒体１４は、少なくとも１つの周波数チャネルとも呼ばれる受信帯域内の受信通信信号を伝達する。

ＰＩＭ積が受信帯域内の周波数で発生するとき、ＰＩＭ積は大きな通信混信源になり得る。この種の混信は「帯域内」ＰＩＭと呼ばれる。帯域内ＰＩＭの除去や低減を行うため、通信システム１０は、許容設計基準にまで帯域内ＰＩＭを大幅に低減することを目的としてＰＩＭを制御するように設計された受動ＰＩＭ制御回路１８を備える。すなわち、帯域内ＰＩＭは、通常、受信帯域外で発生する高調波主成分を含む相互変調積を含む。従って、この成分は帯域内ＰＩＭの「帯域外」主成分と呼ばれ、通常、送信搬送周波数の高調波に起因する。

上記のように、多くの場合、送信搬送周波数の第２高調波は、帯域内ＰＩＭ混信の帯域外主成分として識別される。従って、ＰＩＭ制御回路１８は、帯域内ＰＩＭの帯域外高調波主成分を直接的に低減させることによって帯域内ＰＩＭを間接的に低減させるように設計されている。より具体的に、例えば、抵抗器を介して該周波数成分を接地接続して該周波数成分の全部または一部を吸収することによって、該周波数成分を低減させる方法もしくは、該周波数成分を低減させる。第２の方法は、順方向に伝搬する高調波成分とほぼ同じ振幅および逆の位相を有するように反射高調波成分を制御して該周波数成分を打ち消すことによって、該周波数成分を低減させる方法を用いて、帯域内ＰＩＭの帯域外高調波主成分を低減させるようにＰＩＭ制御回路１８を設計してもよい。これらの２つのＰＩＭ制御法は、それぞれ、吸収ＰＩＭ制御、反射ＰＩＭ制御と呼ばれる。吸収ＰＩＭ制御、反射ＰＩＭ制御、または、これらの方法を組み合わせたものを用いるように、ＰＩＭ制御回路を設計してもよい。

通常の高周波の用途の場合、伝送媒体１４は同軸ケーブルであり、アンテナ１６はマイクロストリップ伝送媒体を備え、送信通信信号を複数のアンテナ素子に送出するパワー分割器を実現する。この種の用途の場合、ＰＩＭ制御回路１８は、図１Ａに示すように、同軸・マイクロストリップ接合部１５のアンテナ側に配置することができる。特に、ＰＩＭ制御回路１８は、アンテナ１６と同じＰＣ基板上に構成され、マイクロストリップ伝送媒体の連続延長によってアンテナのマイクロストリップ伝送媒体に接続され、所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続されたマイクロストリップ伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる分布素子を１つ以上備えることができる。このように実現されたＰＩＭ制御回路は、現地試験において、帯域内ＰＩＭを大幅に低減させた。図２８Ａ、２８ＢおよびＰＩＭ制御回路の実際の現地試験結果の添付文を参照のこと。

一方、ＰＩＭ制御回路は、他の広範な構成や位置においても実現することができる。例えば、ＰＩＭ制御回路は、アンテナ自体を支持するＰＣ基板ではなく、補助ＰＣ基板やドーターＰＣ基板上に設置してもよい。さらに、伝送媒体１４は、別の種類の伝送媒体、例えば、エア誘電マイクロストリップ、ストリップ線路、同軸ケーブル、方形軸ケーブル、導波路、１つ以上の誘電体の有無に関わらず他の適当な伝送媒体でもよい。同様に、ＰＩＭ制御回路１８の分布素子は、これらの他の種類の伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分から構成されてもよい。さらに、ＰＩＭ制御回路１８は、分布素子の他に、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート素子を備えてもよい。アンテナの新しい用途の場合、図９Ａ、９Ｂおよび図１０Ａ、１０Ｂに示すような基板上に実装されたＰＩＭ回路は、帯域内ＰＩＭ低減において優れた性能を示すように設計され、また、最も経済的な実現方法であると考えられる。この理由の一部として、ＰＩＭ制御回路の接地としてアンテナの接地面を用いることによってＰＩＭ制御回路を固体接地することが考えられる。

一方、他の種類の用途には他の種類のＰＩＭ制御回路が有利な場合がある。例えば、代替法として、図１Ｂに示すように、ＰＩＭ制御回路１８’を接合部１５の伝送路側に設置してもよい。この場合、ＰＩＭ制御回路１８’の分布素子は、同軸ケーブルや他の種類の伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分から構成されてもよい。また、ＰＩＭ制御回路１８’は、マイクロストリップ伝送媒体とマイクロストリップ伝送媒体からなる分布素子とを用いて構成され、両端に同軸・マイクロストリップ接合部を設けてもよい。この種の「パッチイン」基板は、伝送媒体１４に沿ってどこに設置してもよい。例えば、図１Ｃは、シグナルジェネレーター１２近傍に設置したＰＩＭ制御回路１８”を示し、この場合も、固定接地を用いることができ、代替法として、一部の用途に便利な位置にＰＩＭ制御回路１８”を設置することができる。さらに、同軸・マイクロストリップ接合部等の入出力接合部を含む「パッチイン」基板は、いずれの種類の伝送媒体からも構成される分布素子を備えることができる。これはこの基板が、伝送媒体１４に沿ってどこにでも簡単に接合するからである。従って、この種のＰＩＭ制御回路は、ホストアンテナの伝送媒体、シグナルジェネレーター、受信器の修正や接合を行う必要がなく、どんな種類の既存の通信システムに対しても拡張モジュールとして機能することができる。従って、これは、ＰＩＭ混信制御回路を設けるように多くの既存の通信システムを拡張するための好適な方法である。

図２は、本発明の実施形態を実施するＰＩＭ制御回路を設計・実現するルーチン２０を示す論理流れ図である。ステップ２２で、回路設計者は通信システムの送信搬送周波数を識別する。この情報から、設計者はシステム内に存在する可能性が最も高い高調波を判定し、この判定結果から相互変調積である可能性が高いものを判定する。次に、ステップ２２に続くステップ２４で、回路設計者は帯域内相互変調積を識別する。すなわち、回路設計者は、通信システムの受信帯域の周波数でどの相互変調積候補が発生するかを識別する。帯域内相互変調積を識別した後、ステップ２４に続くステップ２６で、回路設計者はＰＩＭ対象周波数を識別するが、これらの周波数は、通常、帯域内相互変調積の帯域外高調波主成分である。例えば、ＰＩＭ対象周波数は、搬送周波数のうちの１つの第２高調波であることが多い。特に、ＰＩＭ対象周波数２ｆ_１は、通常、帯域内相互変調積２ｆ_１−ｆ_２に対応し、ＰＩＭ対象周波数２ｆ_２は、通常、帯域内相互変調積２ｆ_２−ｆ_２に対応するが、これらの帯域内相互変調積は、通信システムの受信帯域内で発生するときに最大の相互変調積であることが多い。

ＰＩＭ対象周波数を識別した後、ステップ２６に続くステップ２８で、回路設計者は、ＰＩＭ対象周波数を直接制御するＰＩＭ制御回路を設計する。尚、ＰＩＭ制御回路は、この直接制御によって、所望の帯域内信号の減衰やその他の歪みを発生させることなく、帯域内ＰＩＭ積を間接的に制御する。上記のように、通信用の所望の帯域内信号の大幅な減衰や歪みを発生させずにＰＩＭ対象周波数を大幅に低減させるように、ＰＩＭ制御回路を設計することができる。これはＰＩＭ対象周波数が、定義上当然、受信帯域外で発生するからである。さらに、吸収制御法、反射制御法、または、これらの方法を組み合わせたものを用いて、逆方向に伝搬してシグナルジェネレーターに戻ったり、アンテナ内を順方向に伝搬したり、双方向に伝搬したりする正味のＰＩＭ対象周波数信号を効果的に抑制するように、ＰＩＭ制御回路を設計してもよい。すなわち、このＰＩＭ制御回路は、ＰＩＭ対象周波数の順方向、逆方向、双方向の抑制を行うことができる。

所望のＰＩＭ制御回路を設計した後、ステップ２８に続くステップ３０で、回路設計者は、必要に応じて、所望の種類の基板、伝送媒体、分布素子、ディスクリート素子を用いてＰＩＭ制御回路を構成する。特に、ＰＩＭ制御回路は、通常、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分からなる分布素子を少なくとも１つ備え、また、必要に応じて、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート素子を１つ以上備えることができる。さらに、ＰＩＭ制御回路は、アンテナの伝送媒体の連続延長によって対象アンテナの伝送媒体に直接接続されていることが多いが、必ずしもこれに限定されない。通常、このように構成されたＰＩＭ制御回路が確実に所望の周波数応答を示すように試験を行うのは当然である。

所望のＰＩＭ制御回路の構成および試験を行った後、ステップ３０に続くステップ３２で、ＰＩＭ制御回路を備える通信システムやアンテナを常法によって実現すると共に動作させる。ＰＩＭ制御回路は設計上受動的なので、故障したり校正を必要としたりする能動素子を備えず、電源を作動させる必要がない。さらに、ＰＩＭ制御回路の多くは可変素子を備えない。しかしながら、可変長分布素子等の可変素子を１つ以上備えるようにＰＩＭ制御回路を設計することができる。例えば、可変長分布素子を「トロンボーン」型可変長分布素子として実現してもよいし、その類似型でもよい。また、可変抵抗器（例えば、ポテンショメータ）、コンデンサ、インダクタをＰＩＭ制御回路に組み込み、現場の回路の微調整を可能にしてもよい。例えば、抵抗膜を用いて分散抵抗素子を構成し、この素子を固定長構成や可変長構成で実現することができる。

図３から８は高レベルＰＩＭ制御回路構成を示す機能ブロック図であり、図１１Ａから２８Ａは特定の構成に接続された具体的な回路素子を備える具体的な回路構成例の模式図を示す。図１１Ｂから２８Ｂは、図１１Ａから２８Ａに示す具体的なＰＩＭ制御回路に対応する周波数応答曲線を示す。一般に、各ＰＩＭ制御回路は、所望のインピーダンスおよび所望の位相特性を有するように幅および長さが選択された、伝送媒体の所定の長さおよび所定のインピーダンスを有する部分として実現される分布素子を少なくとも１つ備える素子を相互接続により組み合わせたものを備える。通常、この種の分布素子のいくつかは回路構成に相互接続され、この回路構成は、抵抗器、コンデンサ、インダクタ等のディスクリート電気素子や「集中」電気素子を１つ以上備えてもよい。特に、抵抗素子（抵抗膜状またはブロック状のディスクリート抵抗器でも分散抵抗素子でもよい）をＰＩＭ制御回路構成に設け、ＰＩＭ対象周波数エネルギの一部または全部を吸収するのが好ましい。

さらに、吸収ＰＩＭ制御法および反射ＰＩＭ制御法の両方を実施するように、ＰＩＭ回路を設計してもよい。さらに、低周波の用途の場合、例えば、約７００ＭＨｚ未満の用途の場合、ＰＩＭ制御回路をディスクリート素子のみ（すなわち、分布素子無し）で構成するのが望ましい場合がある。しかしながら、大抵の高周波の用途の場合、ＰＩＭ制御回路に分布素子を１つ以上設けることによって、回路の性能を向上させ、また、回路設計者が所望の周波数応答を有するように回路を正確に設計することができると考えられる。分布素子の長さおよびインピーダンスを正確に制御することができるため、分布素子内を伝搬する既知の波長を有する既知の信号の位相特性を正確に制御することができるので、このような設計の融通性が得られる。

図３は、ＰＩＭ制御回路３５を備える通信システムの機能ブロック図であり、通信システムの伝送媒体と接地との間に接続された分流ＰＩＭ制御回路３６を含む。この通信システムは、ポート１、２の２つポートによって表され、これらのポートは、順方向に（図３では、左から右へ）エネルギを伝搬している伝送媒体によって接続されている。送信信号は、「帯域Ａ」、「帯域Ｂ」の２つの帯域で発生する。この例では、帯域Ａは少なくとも２つの送信搬送周波数を示し、これらの周波数は、設計者が減衰せずに伝搬することを望む順方向送信周波数である。帯域Ｂは送信搬送周波数の第２高調波等のＰＩＭ対象周波数を示し、設計者は、帯域Ａの所望の信号の送信や受信帯域の受信信号に悪影響を及ぼすことなく、順方向および逆方向にこれらの周波数の一部または全部を減衰させることを望む。

図３は吸収ＰＩＭ制御法も示し、この方法では、分流脚３６を下向きに指す矢印が示しように、帯域ＢのＰＩＭ対象周波数の一部を接地に接続する。さらに、反射ＰＩＭ制御法は、逆方向（ポート２からポート１に向かって右から左の方向を指す、「帯域Ｂ」と標記された矢印が示す方向）に伝搬する帯域Ｂの反射成分によって示される。上記のように、反射ＰＩＭ相殺は、反射して逆方向に伝搬するＰＩＭ対象周波数信号の振幅と位相を調整することによって、順方向に伝搬するＰＩＭ対象周波数信号を相殺する。正確に整合した分流ＰＩＭ制御回路、例えば、図３に示す回路３６は、これらのＰＩＭ制御法のいずれか一方または両方を実施するように設計することができると考えられる。

図４は、分流ＰＩＭ制御回路３６Ａから３６Ｎによって示す多脚分流ＰＩＭ制御回路を備える通信システム４０の機能ブロック図である。例えば、多脚分流ＰＩＭ制御回路は、各ＰＩＭ対象周波数を制御する別個の脚を有するように設計することができる。また、通信システム４０は、分流ＰＩＭ制御回路３６Ａから３６Ｎ間の伝送媒体部分を示すインライン分布素子３７Ａ、３７Ｂを備える。これらの伝送媒体部分は、所望の長さおよび所望のインピーダンスを有するように選択することができるので、正確には、ＰＩＭ制御素子であると考えられる。最低限、回路全体が所望の周波数応答を示すように、ＰＩＭ制御回路の他の素子の設計において、これらの伝送媒体部分の固有特性を考慮すべきである。図３の回路とは異なり、図４の回路の所望の結果は、基本周波数および対象高調波周波数の双方で整合入力応答を供給するように図４の回路を設計することである。

図５は、ＰＩＭダイプレクサ制御回路５０を備える通信システムの機能ブロック図であり、インライン素子５２および分流素子５４を含む。一般に、正確に整合したダイプレクサＰＩＭ制御回路、例えば、図５に示す回路５０は、分流脚５４によってＰＩＭ対象周波数成分を方向付けることによって、すなわち、分流脚に示したディスクリート抵抗器によって周波数成分を吸収しさらに接地に方向付けることによって、許容設計基準にまでＰＩＭ対象周波数を効果的に吸収するように設計することができると考えられる。一方、代替法として、反射ＰＩＭ制御、または、吸収ＰＩＭ制御と反射ＰＩＭ制御を組み合わせたものを実施するように、ＰＩＭダイプレクサ制御回路５０を設計してもよい。

図６は、背合わせダイプレクサＰＩＭ制御回路６０を備える通信システムの機能ブロック図であり、ノード６６で互いに接続された２つのＰＩＭダイプレクサ制御回路６２、６４を含む。通常、ＰＩＭダイプレクサ制御回路６２、６４は、互いに２方向に対応する鏡像として実現され、順方向および逆方向に同じ周波数応答をＰＩＭ制御回路６０に供給する。これで、順方向および逆方向に伝搬するＰＩＭ対象周波数にＰＩＭ制御を適用するように、ＰＩＭ制御回路６０を設計することができる。この種の制御法は、システム内を逆方向に伝搬する著しいレベルの反射ＰＩＭ対象周波数を伴う用途の場合に有利である。しかしながら、他の設計目的を達成するように他の種類の背合わせダイプレクサＰＩＭ制御回路を実現してもよい。

図７は、背合わせ多脚分流ＰＩＭ制御回路７０を備える通信システムの機能ブロック図であり、ノード７６で互いに接続された２つのＰＩＭ分流制御回路７２、７４を含む。ＰＩＭ分流制御回路７２、７４も、通常、互いに２方向に対応する鏡像として実現され、順方向および逆方向に同じ周波数応答をＰＩＭ制御回路７０に供給する。このように、順方向および逆方向に同じ周波数応答を示しながら、分流回路７２、７４に含まれる対応する対の分流脚の異なるＰＩＭ対象周波数のＰＩＭ制御を適用するように、ＰＩＭ制御回路７０を設計することができる。この種の制御法も、システム内を逆方向に伝搬する著しいレベルの（この場合、複数の）反射ＰＩＭ対象周波数を伴う用途の場合に有利である。しかしながら、他の設計目的を達成するように他の種類の背合わせ分流ＰＩＭ制御回路を実現してもよい。

図８は、背合わせ分流／ダイプレクサＰＩＭ制御回路８０を備える通信システムの機能ブロック図であり、分流ＰＩＭ制御ブロックとダイプレクサＰＩＭ制御ブロックを組み合わせてより複雑な回路構成を設計する基本設計法を示す。上記の基本的な設計ブロックおよび設計法を用いて、他の多くの回路構成を設計してもよい。

図９Ａは、ＰＩＭ制御回路９６を備えるアンテナ９０の斜視図である。アンテナ９０は、接地面９３上に搭載された複数のアンテナ素子（この場合、１０個）９２Ａから９２Ｎを支持するＰＣ基板９１を備える。尚、接地面９３は、通常、建物接地、タワー接地、接地スパイクシステム等の電気接地に固定接続することができるアルミニウムトレーやバックプレートである。ＰＣ基板９１自体は、その下面に銅接地面を備え、厚さ０．００２インチの誘電アクリル伝達接着層によって接地面９３に接続され、その結果、容量接地される。この容量接地法は、本明細書中に引用される米国特許第６，０６７，０５３号に記載のＰＩＭ制御の有利な接地システムとして考えられる。アンテナ素子９２Ａから９２ＮはＰＣ基板９１に搭載され、ＰＣ基板９１は、高出力送信信号を分割してアンテナ素子９２Ａから９２Ｎに送出するパワー分割回路９４を規定するマイクロストリップ伝送媒体９５を支持する。また、受信信号はパワー分割回路９４内を逆方向に伝搬する。同軸ケーブル・マイクロストリップ接合部９７によって、アンテナ９０は同軸ケーブル伝送媒体に接続され、そこから、シグナルジェネレーターや通信システムに関連する他の機器に接続される。

ＰＩＭ制御回路９６はＰＣ基板９１と同様のＰＣ基板上に形成され、上記の方法を用いて接地面９３に搭載されている。すなわち、この例において、ＰＩＭ制御回路９６は、アンテナの接地面９３上で支持されるアンテナのＰＣ基板９１に隣接して搭載された別個のドーターＰＣ基板上に物理的に構成される。しかしながら、代替例として、アンテナ９０と同じＰＣ基板９１上にＰＩＭ制御回路９６を形成することができた。さらに、ＰＩＭ制御回路９６は、アンテナのマイクロストリップ伝送媒体の連続延長によってアンテナのマイクロストリップ伝送媒体９５に直接接続される。

図９Ｂは、アンテナアレイ９０の中央部の分解斜視図であり、ＰＩＭ制御回路９６とアンテナアレイ９０の特定の素子をより詳細に示す。特に、アンテナ素子９２によって示される各アンテナ素子は２つの別個の羽根９２’、９２”を備え、これらの羽根は共に二極ダイポールアンテナ素子を形成する。極性を有する１「組」の羽根は、アンテナアレイ軸に対して同様の向きの羽根からなる。各組の極性羽根は個々のパワー分割器によって供給される。具体的には、パワー分割器９４Ａがアンテナ素子９２Ａから９２Ｎの極性羽根９２’を供給し、パワー分割器９４Ｂがアンテナ素子９２Ａから９２Ｎの極性羽根９２”を供給する。このため、アンテナアレイ９０は、ＰＩＭ回路９６によって示されるＰＩＭ制御回路を２つ備える。すなわち、図９Ｂに示す極性羽根９２’、９２”によって示される各組の極性羽根に、１つのＰＩＭ制御回路が設けられる。２つのＰＩＭ制御回路は共に図９Ａに示されているが、個々の極性羽根９２’、９２”および個々のパワー分割器９４Ａ、９４Ｂは図９Ｂによく示されている。

図９Ｂは同軸・マイクロストリップ接合部９７もより詳細に示し、接地面９３の下面に取り付けられた導電外被１０２を含む。導電外被１０２は同軸ケーブルの外部シールドを接地面９３に電気的に接続するのに対して、同軸ケーブルの中心導体１０１は、通常、マイクロストリップ接続パッド１０３にはんだ付けされている。このマイクロストリップ接続パッドは、所望の回路構成に接続されたマイクロストリップ伝送媒体リンクと分布素子とを備えるＰＩＭ制御回路９６のマイクロストリップ伝送媒体を順次供給する。分布素子９９によって示されるこれらの分布素子は、マイクロストリップ伝送媒体の所定の長さを有する部分として実現されるのが好ましい。上記のように、これらの分布素子の長さおよび幅は所望のインピーダンスおよび所望の位相特性を示すように選択され、これによって、ＰＩＭ制御回路９６は、回路設計者が決定した所望の周波数応答を有することができる。また、ＰＩＭ制御回路９６は、ディスクリート抵抗素子９８によって示されるディスクリート素子も備え、この素子は従来の抵抗器として実現される。

図１０Ａは、回路の物理的素子を識別する参照文字を有するＰＩＭ制御回路９６の斜視図である。図１０Ｂは、回路の物理的素子に対応する概略符号を識別する同様の参照文字を有する、図１０Ａに示したのと同じＰＩＭ制御回路の模式図である。図示のように、ＰＩＭ制御回路９６の入力ポートは全体としてはんだ付けパッド１０３に対応し、パッド１０３は、マイクロストリップ伝送路Ａ（図１０Ｂにも示されている）の延長によってＰＩＭ回路の他の部分に接続される。この延長は２つの平行な脚に分岐し、これらの脚はマイクロストリップ伝送路Ｆの延長によって分離される。伝送路Ｆは、図１０Ｂの「Ｆ」と標記されたボックスで表される電気インピーダンスを有する。第１の平行分岐はマイクロストリップ伝送路Ｂの延長を含み、伝送路Ｂは、図１０Ｂの「Ｂ」と標記されたボックスで表される電気インピーダンスを有する。そして、素子Ｂは分布素子Ｅに接続される。分布素子Ｅは、所望のインピーダンスおよび所望の位相特性を有するように選択された長さおよび幅を有するマイクロストリップ伝送媒体の部分から構成されている。この素子は、図１０Ｂの「Ｅ」と標記されたボックスで表される。素子Ｅを越えると、この脚は開回路で終わる。さらに、マイクロストリップ伝送媒体Ｃの分岐は、素子Ｅ、Ｂの接合部からディスクリート抵抗素子Ｄまで延長する。マイクロストリップ伝送媒体Ｃの分岐のインピーダンスは、図１０Ｂの「Ｃ」と標記されたボックスで表され、抵抗器Ｄは、図１０Ｂの「Ｄ」と標記された抵抗器の慣例的な記号で表される。抵抗器Ｄは、基板貫通接続Ｌによって接地面９３に接続される。

第２の平行分岐は、第１の平行分岐からのマイクロストリップ伝送媒体部分Ｆの延長にわたって位置し、マイクロストリップ伝送媒体Ｇの部分を含む。伝送媒体Ｇは、図１０Ｂの「Ｇ」と標記されたボックスで表される電気インピーダンスを有する。そして、素子Ｇは分布素子Ｊに接続される。分布素子Ｊは、所望のインピーダンスおよび所望の位相特性を有するように選択された長さおよび幅を有するマイクロストリップ伝送媒体の部分から構成されている。この素子は、図１０Ｂの「Ｊ」と標記されたボックスで表される。素子Ｊを越えると、この脚は開回路で終わる。さらに、マイクロストリップ伝送媒体Ｈの分岐は、素子Ｇ、Ｊの接合部からディスクリート抵抗素子Ｉまで延長する。マイクロストリップ伝送媒体Ｈの分岐のインピーダンスは、図１０Ｂの「Ｈ」と標記されたボックスで表され、抵抗器Ｉは、図１０Ｂの「Ｉ」と標記された抵抗器の慣例的な記号で表される。抵抗器Ｉは、基板貫通接続Ｍによって接地面９３に接続される。

図１０Ａ、１０Ｂは、物理的なＰＩＭ制御回路を模式的に表す基本的な工程を示す。これと同じ工程を、図１１Ａから２８Ａ（模式図のみ）に示す複数のＰＩＭ制御回路例に適用した。さらに、図１１Ｂから２８Ｂは、それぞれ、図１１Ａから２８Ａに示す回路の周波数応答曲線を示す。これらの図面に示す用語を一貫して用いるので、１つの図面を参照して用語を説明することができ、各図面毎に繰り返す必要はない。

図１１、１２の回路は、短絡や開回路によって終端させた分布素子を１つ以上有する分路のいくつかの原理を示す。図１３から２８のＰＩＭ制御回路例は、動作帯域の２次高調波を制御することによって３次相互変調積を制御するように設計されている。すなわち、図１３から２８の例のＰＩＭ対象周波数は、第１の下限周波数と第１の上限周波数を有する動作周波数帯域の第２高調波である。図１３から２８において、動作帯域は「基本周波数帯域」とも呼ばれる。ＰＩＭ対象周波数は、第２の下限周波数と第２の上限周波数を有する周波数帯域を有する。第２の下限周波数は第１の下限周波数の２倍であり、第２の上限周波数は第１の上限周波数の２倍である。図１３から２８に示すこれらの例では、第２の下限周波数および第２の上限周波数によって規定されたＰＩＭ対象周波数は「第２高調波周波数帯域」とも呼ばれる。図１３から２８において、第１の下限周波数は１．８５０ＧＨｚであり、第１の上限周波数は、米国のＰＣＳが認可した周波数スペクトルの動作帯域全体に対応する１．９９０ＧＨｚである。第２の下限周波数は３．７０ＧＨｚ、第２の上限周波数は３．９８ＧＨｚである。動作帯域や基本帯域の中心周波数は１．９２ＧＨｚ、第２高調波周波数帯域の中心周波数は３．８４ＧＨｚである。

図１３Ａから図２８Ａに例示する回路は、５０オーム（５０Ω）の特性インピーダンスを有する主伝送媒体のために設計されたものである。当業者は、同様の性能属性と特性を有するこれらと他の例示するＰＩＭ制御回路が、他の特性インピーダンス値を有する主伝送線路のために設計されることを理解するであろう。さらに、同様の性能属性と特性を有する例示するＰＩＭ制御回路が、ポート１と２にそれぞれ異なる特性インピーダンス値を有する主伝送線路のために設計できることを理解するであろう。

図１１から図２８において使用する用語の第１の実施例として図１１Ａを参照すると、長方形のブロックは送信メディアの分布素子を示す。この場合、伝送媒体が１００オーム（１００Ω）の特性インピーダンスを有するように選択されたことを示すため「１００Ω」のラベルが付けられている。さらに、この素子の空気等価長は、λ／４として示されるが、λは、動作又は基本周波数帯域の中心周波数に対応する波長を示す。図１１Ａから図２８Ａに示される特定の実施例において、図１１Ａに示される個別素子に関連して示されるこの波長λは、１．９２ＧＨｚの周波数値に対応している。

前述のように、この実施例における回路は、１．９２ＧＨｚにおけるλ／４の空気等価長を有する１００Ωの分布素子である。この素子は、同じ型の伝送媒体を連続延長することによってポート１をポート２に接続する伝送媒体に直接に接続されることが好ましく、分流構成において接続される。分布に接続された分流は、接続点から離れた素子の端部で終結する「短絡回路」条件で構成される。短絡回路条件は、理想的にはプラス１（−１）の反射係数が、伝送線路を伝播し、ポート１とポート２を接続する主伝送媒体から離れるように伝搬するＲＦ信号に対して伝送媒体端であることを意味する。伝送媒体端での開回路条件は、理想的には伝送媒体端における反射係数がプラス１（＋１）であることを意味する。

当業者は、空気等価長が、特有の信号伝播速度を有する特定の伝送媒体に返還できることを認めるだろう。特徴的に信号伝播の横電磁場（ＴＥＭ）又は準ＴＥＭ基本モードを有する特定の伝送媒体は、実効誘電率として知られるパラメータを介した線形関係で空気等か長に直接的に関連付けられることができる波長を有する。分散伝播特定を有する媒体を有する特定の伝送媒体は、より込み入った非線形関係を介した特定の周波数における空気等価波長に関連付けられることができる。

図１１Ｂは、図式的に図１１Ａに示される回路の周波数応答を示した図である。垂直軸が、信号パラメータ強度をデシベル（ｄＢ）で表し、水平軸は正規化周波数を表すが、これは、動作周波数帯域の中心を参照したものであり、この例では１．９２ＧＨｚであるが、これは上述のようにライセンスされたＵＳ ＰＣＳ帯域の中心である。「Ｒ１」のラベルがあるグラフはポート１での電圧反射損失値を示し、「Ｔ１−＞２」のラベルがあるグラフはポート１からポート２まで電圧伝送値を示す。このように、図１１Ｂは、図１１Ａにおいて示される回路が、基本周波数のポート１からポート２（Ｔ１−＞２）から伝送値が基本周波数（すなわち、垂直軸の“０”と水平軸の“１”における）のゼロ（０）ｄＢである「整合インピーダンス」であることを示す。これはまた、基本周波数で反射損失値が非常に低く、実際上、基本周波数のいずれもポート１から反射されないことを示す。この周波数応答も、第３、第５、および、より高い奇数次高調波について繰り返す。

さらに、１１Ｂが示す図は、図１１Ａに示される回路が、実質的に基本周波数の第２高調波の伝送を阻止し、第２高調波のポート１からポート２（Ｔ１−＞２）への伝送値が非常に低い（すなわち、垂直軸の“−２０ｄＢ”および水平軸上の“２“）ことを示す。これは、また、第２高調波周波数でゼロ（０）ｄＢ反射減衰量値により示され、実際上、第２の周波数の信号の全てがポート１からの反射されることを示す。この周波数応答も、第４およびより高い偶数次高調波について繰り返す。いいかえれば、周波数応答曲線は、基本周波数の２つの（２）係数の増分の周波数間隔について繰り返す。比較的高い伝送特性を有し、相対的に低い反射損失値を有する周波数の各帯域は、一般に周波数の「透過帯域」と呼ばれている。この回路はいかなる抵抗性素子を含まないため、いかなる入力エネルギも吸収しないことに留意すべきである。それゆえに、実際上全ての入力エネルギは、回路により送信されるか、或は反射されるかどちらかである。

図１２Ａは第２の例示の回路（この場合“Ｔ”回路）の回路図であり、この回路もいかなる抵抗性素子も含まない。この回路は、開回路において終端された１つの分布素子と、および、閉回路において終端された１つの分布素子とを有する。これらの分布素子は、第３の分布素子を介して主伝送線路に接続される。この回路は、それは図１１Ａの回路の周波数応答に同様な周波数応答を有し、基本周波数の奇数次高調波で透過帯域を有する。しかしながら、図１２Ａの回路は、基本周波数の偶数次高調波近傍で、一対の透過帯域周波数を有する。透過帯域周波数の対は、偶数次高調波の僅かに下と上で生ずる。

図１１Ａおよび１２Ａは、主伝送線路へ分流接続として構成された回路が主伝送線路の入力ポートおよび出力ポートに対する信号反射および透過特性を生成し、基本周波数に対する整数または分数次の１以上の高調波の基本帯域内効率および帯域外効率を達成するように設計することができることを示している。いいかえれば、主伝送線路は、特定の動作周波数帯内で一つ以上の透過帯域を有すると共に、動作帯域外で特定の周波数で生じる透過および拒絶帯域を有するように構成された分流回路を有することができる。回路は、伝送線媒体の所定の長さのセグメントであって、それぞれ特性インピーダンスを有し、１以上の伝送線路は閉回路又は開回路で終端するものから形成された１以上の分布素子から構築することができる。

図１１Ａおよび１２Ｂの回路は、ＰＩＭ制御回路として効率的に機能しないであろうが、これはＰＩＭ対象周波数又は２次高調波周波数の振幅またはパワーを制御するような抵抗素子を含まないためであり、対象信号振幅の一部または全部の反射原理によってＰＩＭ対象周波数の信号振幅またはパワーの反射または透過を制御することが可能にする。これらは、また、選択されたインピーダンス値を有する伝送媒体の所定の長さのセグメントの使用によって、周波数のある範囲における通信システムの透過および反射特性を制御する設計技術を示す。

図１３Ａは、第３の例示のＰＩＭ制御回路の概略図である。この回路は、接地電位に接続された８６．８１Ωの抵抗性素子を含む“π”形状の分流回路を含む。この抵抗性素子の存在は、いくつかの入力エネルギを吸収し、周波数応答曲線の結果は、基本周波数の高調波次で繰り返さない。この例示的な実施例において、回路は５つの（５）分布素子を有する。２つの分布素子は開回路において終端され、第３の分布素子は抵抗性素子、すなわち集中素子抵抗または分布素子抵抗で端される。この例示的な回路は、第２高調波帯域の中心周波数に対応する波長について規定された特定インピーダンスおよび実効波長等価長値を有する分布素子から構成されている。図１３Ｂに示すように、この回路は、多くは減衰のない基本帯域を伝送するが、より高い周波数はある程度減衰させる。

図１３Ｂは、図１３Ａに図式的に示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図で示しているグラフである。この特定の例示的な回路は、基本帯域または動作帯域で、透過帯域を提供し、第２高調波帯域の中でおよそマイナス５（−５）ｄＢの伝送値の特性と、およそマイナス７（−７）ｄＢの反射損失値を有する。それゆえに、図１３Ａの例示的な回路に接続された一つの分流は、第２高調波帯域の一部にインピーダンス整合を提供し、一部の第２高調波信号振幅は、抵抗性素子において散逸されるか吸収される。

図１４Ａは、４番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。この例示的な回路トポロジは、図１３Ａの回路と同一である。しかしながら、特性インピーダンス値と素子の長さは、周波数応答曲線図１４Ｂに示すように第２高調波周波数帯の“Ｒ”と“Ｔ”値を平均化している設計基準の結果として異なる。図１３Ａと１４Ａの回路は、高伝送値と低反射損失値を有する基本帯域または動作帯域における透過帯域を有する。実質的には、回路は主たる基本または動作帯域の伝送線路にほとんど影響がない。第２高調波周波数帯の影響は、主線路に分流抵抗を提供することになっている。それぞれ、正味の影響は、図１３Ａおよび１４Ａの例示的な回路における第２高調波信号電力のそれぞれ４４パーセント（４４％）と４８パーセント（４８％）の吸収である。図１３Ａおよび１４Ａの両方の例示的な回路は、図３に示される単一分流型である。

図１５Ａは、５番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図１５Ａは、図５において、機能的に表される単一ダイプレクサ型ＰＩＭ制御回路である。図１５Ａの例示的な回路は、ポート１と２の間で基本又は動作帯域について通過帯域を提供するように設計されている。その一方で、ポート１と３の間で第２高調波帯域について通過帯域を提供する。図１５Ａのこの特定の例示的な回路は、ポート１において共存し、ポート２および３において分離した帯域となる基本および第２高調波周波数帯域の透過を理想的に分離及び孤立させる理論的目的で設計されている。この特定の制御回路は、全回路のインライン回路部で開回路終端を、分流回路部で閉回路終端を使用する。

図１５Ｂは、回路の所期の基本波および第２高調波周波数帯とともに、図式的に図１５Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。この例示的な回路は、入力が基本および第２高調波周波数帯域の整合インピーダンスである性質を有する。ＰＩＭ制御のための応用の用途は、ポート１における第２高調波帯域で生じる信号振幅またはパワーのすべて又は一部を吸収できるポート３に接続された抵抗性素子を含む。５０オーム（５０Ω）値を有している抵抗性素子は実質的に第２高調波帯域の信号振幅または電力の全てを吸収できる一方、５０（５０Ω）オーム以外の値は現在の回路に整合しないため、一部の第２高調波振幅信号または電力を反射する。

図１６Ａは、６番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図１６Ａは、ＰＩＭ制御回路が図３において、機能的に表した単一分流型である。例示的な回路は、２つの分布素子および１つの抵抗性素子で構成される。分布素子のうちの１つは、開回路により終端されている。両方の分布素子は、第２高調波周波数３．８４ＧＨｚで長さおよそ２分の１（０．５）波長（λ）の長さであり、この長さは基本周波数１．９２ＧＨｚのおよそ４分の１（０．２５）波長に対応する。２つの分布素子は異なる特性インピーダンス値を有する。一つは１００オーム（１００Ω）であり、他方はおよそ２８オーム（２８Ω）である。

図１６Ｂは、所期の基本波とともに図式的に図１６Ａに示されるＰＩＭ制御回路と回路のための第２高調波周波数帯の周波数応答を図で示しているグラフである。基本的には、この例示的な回路は、動作周波数帯域で高インピーダンス分流になり、第２高調波周波数帯域で分流負荷になる。分流の５０オーム（５０Ω）負荷について、前記主（main）の関連する電圧反射係数は０．３３３３（−９．５４ｄＢ）であり、電圧透過係数値は０．６６６７（すなわち１＋Ｒ、或は、−３．５４ｄＢ）である。これらの値は、３．８４ＧＨｚの第２高調波設計値で生ずる。

図１７Ａは、７番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図１７Ａは、図３において、機能的に描かれた単一分流型ＰＩＭ制御回路である。この特定の回路は、第２高調波でＰＩＭエネルギの吸収を最大にする理論的な目的をなしとげるように設計されている。

図１７Ｂは、回路の所期の基本波と第２高調波周波数帯とともに、図１７Ａにおいて図式的に示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。レーダ吸収体理論から、正規化抵抗が半分（０．５）であるときはいつでも、分流抵抗負荷が最大限のパワー吸収になることは周知である（または現在の回路では２５オーム（２５Ω）であるが、これは５０オーム（５０Ω）の主伝送線路インピーダンスを有する）。反射損失量と伝送値は、両方とも−６．０２ｄＢになる。この例示的な回路において、第２高調波信号電力の５０パーセント（５０％）は抵抗性素子中で吸収されるが、図１３Ａと１４Ａの例示的な回路では第２高調波信号電力の５０未満パーセント（＜５０％）が抵抗素子中で吸収されたのに比較される。

図１８Ａは、８番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図１８Ａは、図３において、機能的に表される単一分流型ＰＩＭ制御回路である。図１８Ａは、図１７Ａの例示的な回路において用いられた開回路終端に代わって分布素子の短絡回路終端が用いられていることによって、図１７Ａの回路トポロジと区別される。短絡によって終端される素子を除いて図１７Ａの回路要素値は実質的に同じである。図１８Ａの閉回路によって終端されている素子は、図１７Ａの開回路によって終端されている素子と異なるインピーダンス値と異なる長さを有する。当業者は、実際には、これらの例示的な回路トポロジにおいて閉回路終端または開回路終端を使用でき、関連する回路素子パラメータおよび値の適切な調整によって同一または類似の性能の対象物を達成できることを認識するであろう。

図１８Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、例示的に図１８Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。基本または動作中の周波数帯と第２高調波周波数帯域における性能特性は、実質的に図１７Ｂのグラフと同様である。第２高調波の帯域幅が図１７Ｂの結果と比較して幾分減っていることが分かる。それにもかかわらず、反射と透過係数の両方は、予想通り３．８４ＧＨｚにおいておよそ−６．０２ｄＢであることが観察された。

図１９Ａは、９番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図１９Ａは、図３において、機能的に表される単一分流型ＰＩＭ制御回路である。この具体例は、図１３Ａと１４Ａと同じ回路トポロジを有する。

図１９Ｂは、回路の所期の基本波および第２高調波周波数帯域とともに、例示的に図１９Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。この特定の例示的な回路は、第２高調波周波数帯域で理論的に最大限のパワー吸収を有する他の単一分流ＰＩＭ制御回路を達成するように、３．８４ＧＨｚでおよそ−６．０２ｄＢの反射と透過係数の両方を最適化する理論的目的に設計されている。

図２０Ａは、１０番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２０Ａは、図４において機能的に表される二重分流タイプＰＩＭ制御回路であり、別途２つの分流脚を有したインライン“π”タイプ回路と称される。この回路トポロジは、第２の分流回路を加えることによって、分流抵抗性ＰＩＭ制御回路の複雑さは次のレベルに達した。一般に、４分の１（０．２５）波長によって分離される２つのシャント抵抗は、ＰＩＭ対象周波数帯域において主伝送線路に理論的に完全に整合することができる。回路は、整合した応答を生成するため、非対称である。非対称回路は、相互インピーダンス整合を有しない。いいかえれば、ポート１において伝播する順方向向きのインピーダンス整合は、ポート２において逆方向に伝播するインピーダンス整合と同じでない。この特定の回路は、第２高調波周波数帯域における−１０ｄＢの伝送値のために設計される。この回路は、ポート１において第２高調波周波数帯で改良されたインピーダンス整合を提供し、透過値の吸収を増やすことによって単一分流接続を有する回路から区別される。

図２０Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２０Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。

図２１Ａは、１１番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２１Ａは、図４に機能的に描かれた二重分流型ＰＩＭ制御回路である。この例示的な回路は、第２高調波周波数帯の−６ｄＢの送信値について設計される。

図２１Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２１Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図で示しているグラフである。

図２２Ａは、１２番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２２Ａは、図５において、機能的に描かれた単一ダイプレクサ型ＰＩＭ制御回路である。この特定の例示的な回路の回路トポロジは、図１５Ａの回路が開および短絡回路終端の両方を使用していたのに対して現在の回路はすべて短絡回路終端を使用していることを除いて、図１５Ａと同様である。インライン・フィルタ上の伝送線路分離が実際的にゼロ長であり、二方向短絡スタブになることに留意されたい。この回路のインピーダンス値は、主線路上では全て非常に適切な値である。この回路と図１５Ａの回路について、入力分割のインピーダンス値は、５０オーム（５０Ω）に保たれる。さらに、インラインおよび分流フィルタは、同じインピーダンス値と同じ長さを有する短絡に終端する分布素子を有することによって、それぞれの“π”回路の範囲内で対称に設計される。

図２２Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２２Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。図２３Ａは、第１３の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２３Ａは、図５において機能的に描かれた単一ダイプレクサ型ＰＩＭ制御回路である。この特定の例示的な回路の回路トポロジは、図２２Ａと同様で、同様に全て閉回路終端を有する。回路は、対称形に設計されていない。

図２３Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２３Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。

図２４Ａは、第１４の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２４Ａは、図５において機能的に描かれた単一ダイプレクサ型ＰＩＭ制御回路である。この特定の例示的な回路の回路トポロジは、図２２Ａと同様で、同様に全て閉回路終端を有する。回路は、予定された対称を有することはなく、１．７〜２．１ＧＨｚの拡張された基本または動作帯域について理論的に最適化されていることが異なっている。

図２４Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２４Ａに描かれたＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。回路性能は、前述の単一ダイプレクサ型ＰＩＭ制御回路を上回る。しかしながら、分布素子についてのマイクロストリップ伝送線路媒体を用いたもっとも実際的な実装について望まれるものよりも大きい１００オーム（１００Ω）のインピーダンス値を有する。回路は、同様の性能およびすべての素子についてより望ましいインピーダンス値を有する解決案を達成するように、異なる制約に対して再設計することができる。

図２５Ａは、１５番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２５Ａは、図３において機能的に描かれた単一分流型ＰＩＭ制御回路である。

図２５Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２５Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。

図２６Ａは、第１６の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２６Ａは、図３において機能的に描かれる単一分流型ＰＩＭ制御回路である。図２６Ｂは、回路の所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２６Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。図２５Ａおよび図２６Ａにおける回路の両方は、第２の（２^ｎｄ）高調波での理論的に最大限の吸収と、第２の（２^ｎｄ）高調波周波数帯域における現在の−６ｄＢの反射損失値と伝送値を有する。図２５Ａの回路は分布素子に開回路終端を有する一方、図２６Ａにおける回路は分布素子に閉回路終端を有する。

図２７Ａは、第１７の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図である。図２７Ａは、図３において、機能的に描かれた二重分流型ＰＩＭ制御回路である。この特定の例示的な回路は、図９Ａ−Ｂと図１０Ａ−Ｂに示すようにアンテナに用いられるマイクロストリップ伝送線路媒体において実装された。

図２７Ｂは、所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図式的に図２７Ａに示されるＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。

図２８Ａは、１８番目の例示的なＰＩＭ制御回路の概略図であり、この例は分布伝送媒体素子とともに、個別抵抗および容量（コンデンサ）を含んでいる。この例の回路において、Ｌ１、Ｌ２とＬ３で特定される素子は、図２８Ｂに示す周波数応答を生成するように数値的に決められたインピーダンスと空気等価長を有する分布伝送媒体素子である。同様に、集中抵抗Ｒ１およびＲ２の抵抗値とともに、集中コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３とＣ４の容量値は、図２８Ｂに示される周波数応答を生成するように数値的に決められたものである。この例の回路は、コンデンサやコイルのような集中電気素子の追加のタイプを含む回路がＰＩＭ制御目的の望ましい周波数応答特性を有するように設計できることを示すために含められた。当業者は、この設計およびシミュレーション過程を補助するため、数値コンピュータシミュレーションプログラムを設計でき、一般に入手可能であることを理解するであろう。また、図２８Ａ−Ｂにおいて示される例は、ＰＣＳ周波数用に設計されたものであるが、当業者はこの回路が実際的に応用される例えば４５０ＭＨｚの基本帯域のような下側の周波数で動作するように設計することができることを理解するであろう。

図２８Ｂは、回路について所期の基本および第２高調波周波数帯域とともに、図２８Ａにおいて図式的に示される例示的なＰＩＭ制御回路の周波数応答を図示するグラフである。

図２９Ａは、アンテナフィード回路に接続されたＰＩＭ制御回路９６を有するまたは有しない第１のアンテナインタフェース１０２において測定された図９Ａ−Ｂと図１０Ａ−Ｂに示されたアンテナ９０の第３次相互変調（ＩＭ３）周波数応答を図示するグラフである。このグラフは、ダイポール・アンテナアレイ９０の第２の極性（すなわち羽根９２’）に対応する。ＰＩＭ制御回路の本発明を含んでいる例示的なアンテナは、ＥＭＳワイヤレス（EMS Wireless）により製造された型番ＲＲ６５−１７−０４ＰＬ２というモデルである。ＥＭＳワイヤレスは、ＥＭＳテクノロジー・インク（EMS Technologies, Inc.）の一部門であり、米国ジョージア州ノークロス（Norcross, Georgia）に所在がある。各測定条件について２つの周波数応答掃引またはトレースがあり、測定条件は例示的なＰＩＭ制御回路を「有する」（破線）および「有しない」（実線）アンテナについてのものである。各測定は、２つのトーンすなわち搬送波を用い、各トーンにつき２０ワット（Ｗ）で実施された。第１のトレースは、１９３０ＭＨｚの固定した周波数トーンと１９９０ＭＨｚから１９３０ＭＨｚまで変動する第２の可変周波数トーンに対応する。第２のトレースは、１９９０ＭＨｚの固定した周波数トーンと１９３０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚまで変動している第２の可変周波数トーンに対応する。対応する第３次（３^ｒｄ）相互変調（ＩＭ３）は、１８７０〜１９１０ＭＨｚの周波数範囲にまたがる。縦軸は、デシベル（ｄＢｃ）でレベル表示される搬送波パワーに対するＩＭ３信号振幅の振幅である。測定は、例示的なＰＩＭ制御回路によって、およそ８ｄＢのＩＭ３信号振幅の減少を示す。

図２９Ｂは、図９Ａ−Ｂ及び図１０Ａ−Ｂに示されるアンテナアレイ９０について測定された第３次相互変調（ＩＭ３）周波数応答を図示するグラフであり、これは第２のアンテナインタフェース（図示せず）においてアンテナフィード回路に接続したＰＩＭ制御回路を有するまたは有しない状態で測定した。このグラフは、ダイポールアンテナ９０の第２の極性（すなわち羽根９２”）に対応する。

伝送媒体接合部のアンテナ側に設置したＰＩＭ制御回路を備える通信システムのブロック図である。 伝送媒体接合部の伝送路側に設置したＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 シグナルジェネレーター１２近傍に設置したＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 本発明の実施形態を実施するＰＩＭ制御回路を設計・実現するルーチンを示す論理流れ図である。 分流ＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図であり、ＰＩＭ対象周波数を制御するための吸収及び反射法を示す。 多脚分流ＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 ダイプレクサＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 背合わせダイプレクサＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 背合わせ多脚分流ＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 背合わせ分流／ダイプレクサＰＩＭ制御回路を備える通信システムの機能ブロック図である。 共通ＰＣ基板上に設置したＰＩＭ制御回路を備えるアンテナの斜視図である。 ＰＩＭ制御回路を備える図９Ａに示すアンテナの中央部の分解斜視図である。 ＰＩＭ制御回路の物理的素子を識別する参照符号を備えるＰＩＭ制御回路の斜視図である。 ＰＩＭ制御回路の物理的素子に対応する概略符号を識別する同様の参照文字を有する図１０Ａに示すＰＩＭ制御回路の模式図である。 第１の制御回路例の模式図である。 図１１Ａに模式的に示す制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第２の制御回路例の模式図である。 図１２Ａに模式的に示す制御回路の周波数応答を示すグラフである。 第３のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 図１３Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路の周波数応答を示すグラフである。 第４のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 図１４Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第５のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図１５Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第６のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図１６Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第７のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図１７Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第８のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図１８Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第９のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図１９Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１０のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２０Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１１のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２１Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１２のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２２Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１３のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２３Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１４のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２４Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１５のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２５Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１６のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２６Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 第１７のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２７Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 ディスクリート抵抗器及びコンデンサも分散伝送媒体素子と共に備える第１８のＰＩＭ制御回路例の模式図である。 回路の所期の基本周波数帯域および第２高調波周波数帯域と共に、図２８Ａに模式的に示すＰＩＭ制御回路例の周波数応答を示すグラフである。 図９Ａ、９Ｂおよび図１０Ａ、１０Ｂに示すアンテナの３次相互変調（ＩＭ３）周波数応答を第１のアンテナインタフェースで測定したときの測定値を示すグラフであり、アンテナ給電回路に接続される図９、１０のＰＩＭ制御回路が有る場合と無い場合をそれぞれ示す。 図９Ａ、９Ｂおよび図１０Ａ、１０Ｂに示すアンテナの３次相互変調（ＩＭ３）周波数応答を第２のアンテナインタフェースで測定したときの測定値を示すグラフであり、アンテナ給電回路に接続される図９、１０のＰＩＭ制御回路が有る場合と無い場合をそれぞれ示す。

Claims (28)

1. 複数のアナログ送信周波数を伝送する伝送媒体と、少なくとも一つの受信周波数帯域とを有する通信システムにおいて、受動相互変調混信制御回路は、
   所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続される、伝送媒体の複数の規定された長さの分布素子及びインピーダンス・セグメントと、
   前記通信システムの前記伝送媒体の連続延長を介して前記通信システムに直接接続された前記回路と、
   を有し、
   前記回路は前記受信周波数帯域内で生じる前記送信周波数に関連した相互変調混信を制御するように構成される、
   受動相互変調混信制御回路。
2. 前記回路が前記送信周波数の高調波倍を構成する帯域外の対象周波数を直接制御することによって、帯域内の相互変調混信を間接的に制御するように構成される請求項1の受動相互変調混信制御回路。
3. 前記伝送媒体上を複数のアンテナ素子に伝送される前記送信周波数を方向付けるアンテナ電力分割器を支持する基板上に物理的に設置される請求項１の受動相互変調混信制御回路。
4. 前記伝送媒体は、一つ以上の誘電物質を有する又は有しないマイクロストリップを有し、
   前記分布素子は、所望のインピーダンス及び位相特性を呈するように選択された寸法及び長さを備えた前記マイクロストリップのセグメント有する、
   請求項３の受動相互変調混信制御回路。
5. 前記分布素子は、一つ以上の誘電物質を有する又は有しないマイクロストリップ、エア・マイクロストリップ、ストリップライン、同軸ケーブル、角型同軸ケーブル及び導波管から基本的に成るグループから選択された伝送媒体のセグメントを有する請求項３の受動相互変調混信制御回路。
6. 一つ以上の個別電気素子をさらに有する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
7. 前記分布素子は、分流構成を規定する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
8. 前記分布素子は、ダイプレクサ構成を規定する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
9. 前記分布素子は、多脚分流構成を規定する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
10. 前記分布素子は、二方向に同等の背合わせの分流構成を規定する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
11. 前記分布素子は、二方向に同等の背合わせのダイプレクサ構成を規定する請求項１の受動相互変調混信制御回路。
12. 少なくとも2つの送信搬送波周波数及び1つの受信周波数を伝送する伝送媒体と、
    複数のアンテナ素子を前記伝送媒体に接続する電力分割器と、
    伝送周波数の高調波倍を有する帯域外の対象周波数を直接制御することによって前記受信周波数帯域内で生じる前記送信周波数に関連した帯域内の相互変調混信を間接的に制御するように構成された、
    受動相互変調混信制御回路。
13. 前記受動相互変調混信制御回路は、所望の周波数応答を備えた回路に電気的に接続された、複数の所定の長さの分布素子及び伝送媒体のインピーダンス・セグメントを有する請求項12のアンテナシステム。
14. 伝送媒体上を複数のアンテナ素子へ伝送される前記送信周波数を方向付けるアンテナ電力分割器を支持する基板上に物理的に設置される請求項12の受動相互変調混信制御回路。
15. 前記伝送媒体は、一つ以上の誘電物質を有する又は有しないマイクロストリップを有し、
    前記分布素子は、所望のインピーダンス及び位相特性を呈するように選択された寸法及び長さを備えた前記マイクロストリップのセグメントを有する、
    請求項12の受動相互変調混信制御回路。
16. 前記分布素子は、一つ以上の誘電物質を有する又は有しないマイクロストリップ、ストリップライン、同軸ケーブル、角型同軸ケーブル及び導波管から基本的に成るグループから選択された伝送媒体のセグメントを有する請求項12の受動相互変調混信制御回路。
17. 一つ以上の個別電気素子をさらに有する請求項12の受動相互変調混信制御回路。
18. 前記分布素子は、分流構成、ダイプレクサ構成、多脚分流構成、二方向に同等の背合わせの分流構成及び二方向に同等の背合わせのダイプレクサ構成から基本的に成るグループから選択された回路構成を規定する請求項12の受動相互変調混信制御回路。
19. 通信システムに用いる受動相互変調混信制御回路を設計する方法であって、
    前記通信システムのための少なくとも2つの送信搬送波周波数を識別するステップと、
    前記通信システムのための受信周波数帯域を識別するステップと、
    前記受信帯域内で生じる前記送信搬送波周波数に関連した帯域ない相互変調周波数を識別するステップと、
    受信帯域外で生じる相互変調周波数の帯域外の主成分を識別するステップと、
    前記相互変調周波数の帯域外の主成分を直接制御することによって、前記帯域内の相互変調周波数を間接的に制御する受動相互変調混信制御回路を設計するステップと、
    を有する方法。
20. 所望の周波数応答を有する回路に電気的に接続される、伝送媒体の複数の規定された長さの分布素子及びインピーダンス・セグメントを有する前記受動相互変調混信制御回路を設計するステップをさらに有する請求項19の方法。
21. 一つ以上の個別素子を有する前記受動相互変調混信制御回路を設計するステップをさらに有する請求項20の方法。
22. 分流構成、ダイプレクサ構成、多脚分流構成、二方向に同等の背合わせの分流構成及び二方向に同等の背合わせのダイプレクサ構成から基本的に成るグループから選択された回路構成を規定する前記受動相互変調混信制御回路を設計するステップをさらに有する請求項21の方法。
23. 複数の送信周波数で送信電力を供給し、受信周波数帯域で受信電力を受け取る伝送媒体を有するアンテナシステムにおいて、
    受動相互変調混合抑制回路は、前記通信システムの前記伝送媒体の連続延長を介して前記通信システムに直接接続され、伝送媒体のセグメントから構築された分布素子を有し、前記受信帯域内で生じる相互変調混信を低減するように影響を及ぼすために前記受信帯域外で生じる前記送信周波数の高調波倍を制御するように構成された
    改善方法。
24. 伝送媒体のセグメントから構築された分布素子を有し、所望の帯域外で生じる混信周波数の識別された対象成分を直接抑制することによって所望の帯域内で生じた混信周波数を間接的に抑制するように構成された受動混信抑制回路。
25. 前記混信周波数は、複数の送信周波数に由来する相互変調混信を有し、
    前記対象成分は、前記送信周波数の高調波倍を有する、
    請求項24の受動混信抑制回路。
26. 前記伝送媒体の連続延長を介して前記送信及び受信周波数を伝送する伝送媒体に直接接続された請求項25の受動混合抑制回路。
27. 伝送媒体のセグメントから構築された分布素子を有し、前記伝送媒体の連続延長を介して前記送信及び受信周波数を伝送する伝送媒体に直接接続された受動混信抑制回路。
28. 送信周波数の高調波倍を有する所望の帯域外で生じる混信周波数の識別された対象成分を直接抑制することによって前記受信周波数内で生じた混信周波数を間接的に抑制するように構成された請求項27の受動混信抑制回路。
    

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