JP2005518718A

JP2005518718A - Ｄｓｐベースの可変アパーチャ符号の生成技術

Info

Publication number: JP2005518718A
Application number: JP2003570533A
Authority: JP
Inventors: デイビツドゾルトウスキー，マイケル; モハン，チヤンドラ; ジミングザング，ジエイムズ; ジヨントムザツク，グレゴリー; ビンセントクログマイアー，ジエイムズ
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2002-02-20
Filing date: 2003-02-14
Publication date: 2005-06-23
Also published as: CN1636368A; EP1477002A1; EP1477002A4; KR20040084927A; US20030156660A1; AU2003216280A1; US7042959B2; WO2003071756A1

Abstract

可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）変調のためのＶＡＣ信号が、正の周波数領域に単一の狭いＶＡＣ信号を生成するディジタル信号処理部（１２）により、有利に生成される。離散時間ヒルベルト変換（１４）は、正のスペクトル・ピークだけを分離するので、より高いゼロ交差制御を提供するＶＡＣ信号が生成される。

Description

本発明は、可変アパーチャ符号（ＶＡＣ:ＶａｒｉａｂｌｅＡｐｅｒｔｕｒｅＣｏｄｅ）信号変調のための可変アパーチャ符号（信号）を生成するための技術に関する。

直交振幅変調（ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）および４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）のような特定無線周波数（ＲＦ）の信号変調技術は、変調レベルの増加に従って信号出力の損失を伴うという欠点を有している。また、この種の技術は、低い信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ―ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ。Ｓ／Ｎ比）のためにエラーを生じる。この種のエラーの補償には、出力増加の二乗にほぼ等しい量の帯域圧縮を必要とする。周波数偏移変調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、ガウシアン最小偏位変調（ＧＭＳＫ：ＧａｕｓｓｉａｎＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）およびＱＡＭ伝送非ゼロ復帰（ＮＲＺ：Ｎｏｎ−ＲｅｔｕｒｎｔｏＺｅｒｏ）ラインコード化方式のような変調技術は、搬送波周辺の帯域幅に集中することにより帯域幅の節約をもたらす。２相符号化は、情報側波帯を搬送波から遠ざけるのに役立つ。帯域幅の更なる節約は、単側波帯での伝送により達成され得る。

米国特許出願番号第０９／６２３，７７６号（２０００年９月８日出願、チャンドラ・モーハン氏外（ＣｈａｎｄｒａＭｏｈａｎｅｔａｌ．）、トムソン・コンシューマ・エレクトロニクス社（ＴｈｏｍｓｏｎＣｏｎｓｕｍｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｉｎｃ）に譲渡）は、改良された帯域圧縮を提供するために、入力された非ゼロ復帰（ＮＲＺ）ビットストリームの多数の位相符号化を提供する広帯域伝送のために利用される可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）システムを記載している。モーハン氏等の前記出願に開示されたＶＡＣ符号化方式では、中間周波数（ＩＦ：ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）段により、連続する帯域通過フィルタリングを受けるＶＡＣ信号を生成するために、アナログ回路を利用している。この種の帯域通過フィルタリングは、結果としてゼロ交差の制御の損失を招く元の可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号の端部（エッジ）を不鮮明にする傾向がある。

従って、搬送周波数に変換する帯域通過フィルタリングを必要としない可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を生成し、それ故により大きいゼロ交差制御を提供する技術が必要とされている。

（発明の概要）
簡単に言えば、本発明の好ましい実施例によると、上述の不利益を解決しうる可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を生成する方法が提供される。本発明によれば、ディジタル信号処理部（ＤＳＰ：ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ、ディジタル・シグナル・プロセッサ）は、正弦波形状を有する離散時間ＶＡＣ波形を生成する。ディジタル的に生成されたＶＡＣ波形は、正の周波数領域に単一のスペクトルのピークを有し、次いで一般的に離散時間ヒルベルト変換（ＨｉｌｂｅｒｔＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）により、スペクトルの周囲部分と共に分離され、単側波帯変調（ＳＳＢ：ＳｉｎｇｌｅＳｉｄｅＢａｎｄ）ＶＡＣ信号を与える。

このように、単側波帯変調（ＳＳＢ）ＶＡＣ信号を生成することにより、非常に狭い帯域幅を有して、帯域通過フィルタリングを必要としない波形を達成する。実際に、このように発生されたＳＳＢＶＡＣ信号は、ゼロ交差より大きい制御を提供し、それにより、従来技術で起こったようなゼロ交差の汚れを避け得るものである。

図１は、単側波帯変調可変アパーチャ符号（ＳＳＢＶＡＣ）信号をディジタル的に生成する本発明に係る装置１０を示している。装置１０は、単一の狭いスペクトル・ピークを呈する離散時間可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号を発生するために、一般的にはｓｉｎｃ（シンク）関数を経て補間された正弦波形をディジタル的に合成するディジタル信号処理部（ＤＳＰ）１２を含んでいる。下位離散時間ヒルベルト変換１４は、ＳＳＢＶＡＣ信号を発生させるためにＶＡＣスペクトルの正の周波数部分を分離する。

図１のＤＳＰ１２の装置により発生するＳＳＢＶＡＣ信号は、数学的に次のように表される３状態（ｔｈｒｅｅ−ｓｔａｔｅ：スリー・ステート）信号の形態をとる。

下付き文字Ｉｋは、図２のマルコフ連鎖（Ｍａｒｋｏｖｃｈａｉｎ）に従って、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働く。従って、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ_−１（ｔ）は、公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ_０（ｔ）は、公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ_＋ｌ（ｔ）が、公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。

タイム・シフトＴ_ｋは、下記関係式に従って発生する確率変数である。

但し、Ｔ_０＝０である。Δは他の値も採り得るが、実際にはΔ＝１である。

図１のＤＳＰ１２は、次の関係に従って正弦波形ρ_−１（ｔ）、ρ_０（ｔ）およびρ_＋１（ｔ）を合成する。

但し、基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、次の関係により与えられるｓｉｎｃ関数である。

基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、上述のとおり一般的にｓｉｎｃ関数の形式をとると共に、他の可能性として、基底関数はρ_{ｂａｓｉｓ}（ｎτｃ）＝δ［ｎ］を満たす場合もある。例えば、基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｎτｃ）＝δ［ｎ］の関係を満たす２乗余弦（ｒａｉｓｅｄｃｏｓｉｎｅ）関数の形式を採り得る。この種の関係を満たしている２乗余弦関数は、ｓｉｎｃ関数より急速に減衰する末尾部を有している。

式（３）に出現する係数ａ_ｌｋ ^（ｍ）の値は、Ｘ_ｖａｃができるだけ正弦波のように見え、従ってできるだけ小さい帯域幅を有するように選択される。実際に、以下の関係は、係数ａ_ｌｋ ^（ｍ）に対して非常に良い結果を生じた。

式（６）は、次のように単純化される。

図３に示すように、式（３）および（４）の関係から、ＤＳＰ１２によりそれぞれ算出される４つの相当するｓｉｎｃ関数から得られた４つの正弦波信号は、０から５Ｔまでの区間の外側がゼロでない「５Ｔ」波形を生成するように線形に結合され得る。図４〜図６は、類似の方法で生成された、それぞれ「８Ｔ」、「９Ｔ」および「１０Ｔ」の波形の例を示している。８Ｔ、９Ｔおよび１０Ｔの個々の波形は、図７に表す「８−９−１０」波形を生成するように結合され得る。図８は、図７の８−９−１０波形部分のスペクトルの拡大図を示しており、図９は、図７の８−９−１０波形の異なるサンプル・スペクトルの全体平均を示している。図１０は、ｓｉｎｃパルス補間を用いて、図７の８−９−１０波形から生成された符号化信号のスペクトルの部分の拡大図を示しており、図１１は、３シンボル平頭パルス（ｔｈｒｅｅｓｙｍｂｏｌｔｒｕｎｃａｔｅｄｐｕｌｓｅ）補間を用いて、図７の８−９−１０波形から生成された符号化信号のスペクトルの部分の拡大図を示している。

装置１０を使用して、上述の数学的関係を用いて単側波帯変調可変アパーチャ符号ＳＳＢＶＡＣ）波形を生成することにより、非常に狭い帯域幅を有するＶＡＣ信号を生成するという利点が生まれ、従って、従来技術において要求されたような中間周波数（ＩＦ）フィルタリングが必要でなくなる。換言すれば、図１の装置により生成されたＳＳＢＶＡＣは、搬送周波数に直接変換され得るものである。

従来技術において発生するＶＡＣ信号と比較すると、図１の装置１０により生成されたＳＳＢＶＡＣ信号は、より高いゼロ交差制御を実現する。本発明のＳＳＢＶＡＣ信号における任意の２つの連続したゼロ交差間タイムは、正確に３つの可能性のうちの１つ、例えば、図７の８−９−１０波形の場合は８Ｔ、９Ｔまたは１０Ｔである。対照的に、従来技術ＶＡＣ信号は、中間周波数（ＩＦ）フィルタリングを必要とし、それは上述のとおり信号の端部を不鮮明にする。ＶＡＣ信号の鮮明な端部を維持することは、ゼロ交差間タイムの計数により正確な復号化を行なうのに重要である。本発明のＳＳＢＶＡＣ信号は一定のエンベロープ（包絡線）を有するので、上述した変調方式はＳＳＢＶＡＣ信号を伝送するパワーアンプ（図示せず）のより効果的な動作を提供する。更に、本発明のＳＳＢＶＡＣ信号により搬送される情報はゼロ交差間に存在し、それ故に、ＶＡＣ変調方式は効果減退に対して強靭になる。

上述したとおり、ＶＡＣ波形は、加重されたｓｉｎｃ関数を合計し、ＶＡＣ符号化周期に対応して近似正弦波半サイクルを形成することにより生成される。しかし、近似正弦波半サイクルは、必ずしもｓｉｎｃ関数の合計による方法（即ち、８、９または１０ｓｉｎｃパルスの合計および加重された合計）を必要としないＶＡＣ符号化期間に対応して生成され得る。むしろ、ＶＡＣ波形は、ＶＡＣ信号のような矩形波を丸み付けるウィンドーイング関数を使用して発生させることができる。このような方法で、他の種類のウィンドーイング／スムージング関数が使用され得て、有限時間インパルス応答（ＦＩＲ：ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（図示せず）によるフィルタ処理後、近似正弦波ＶＡＣ信号を生じさせ得る。ここでの強調は、ＶＡＣ信号のような近似矩形波へのウィンドーイング関数およびＦＩＲフィルタリングにおいてなされる。

ＤＳＰ１２は、ベース・バンド周波数で処理をすると共に、ベース・バンドの代わりに中間周波数で処理を実行する。このような状況下で、ベース・バンド信号はｓｉｎｃ合計またはフィルタ処理またはウィンドウ化された矩形波信号という形態を採ることができる。しかし、単側波帯変換は、中間周波数において、周知の方法によりより高い無線周波数（ＲＦ）にアップコンバーターで変換されることにより行なわれる。
以上によれば、ゼロ交差（ｚｅｒｏｃｒｏｓｓｉｎｇ）の良好な制御を提供するＳＳＢＶＡＣ信号をディジタル的に発生させる技術が開示される。

ＳＳＢＶＡＣ信号をディジタル的に生成するための、本発明による装置のブロック略図である。図１の装置によるＳＳＢＶＡＣ生成の基礎をなしている典型的なマルコフ連鎖の状態線図である。図１の装置により発生された５Ｔの波形を示している。図１の装置により発生された８Ｔの波形を示している。図１の装置により発生された９Ｔの波形を示している。図１の装置により発生された１０Ｔの波形を示している。図１の装置により発生された８−９−１０の波形を示している。図７の８−９−１０の波形の一部を拡大されたスペクトル・ピークをもって示している。図１の装置により発生されたディジタルＶＡＣ信号の異なるサンプル・スペクトルの全体平均から成る８−９−１０の波形の一部を示している。ｓｉｎｃパルス補間により生じた信号の拡大部分のスペクトルを示す８−９−１０の波形の一部を示している。３シンボル平頭パルス補間により生じた信号の拡大部分のスペクトルを示す８−９−１０波形の一部を示している。

Claims

単側波帯変調（ＳＳＢ）可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号生成装置であって、
正弦波形状で同格周波数範囲のスペクトル・ピークを有する離散時間ＶＡＣ信号を生成するためのディジタル信号処理部（１２）と、
ディジタル信号処理部により生成されたＶＡＣ信号における正のスペクトル・ピークおよび周辺スペクトル部分を分離する手段（１４）と、
を含む信号生成装置。
前記分離手段は、離散時間ヒルベルト変換を含む、請求項１に記載の装置。
前記ディジタル信号処理部が、下記関係式に従って前記離散時間ＶＡＣ信号を生成する、請求項１に記載の装置。

但し、下付き文字Ｉｋは、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働くものであり、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ_−１（ｔ）は公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ_０（ｔ）は公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ_＋ｌ（ｔ）が公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。
前記タイム・シフトＴ_ｋが、下記関係式に従って発生する確率変数である、
請求項３に記載の装置。

但し、Ｔ_０＝０、Δ＝１である。
前記正弦波形ρ_−１（ｔ）、ρ_０（ｔ）およびρ_＋１（ｔ）が、下記関係式に従って得られる、請求項４に記載の装置。
前記基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、下記関係式により与えられるｓｉｎｃ関数である、請求項５に記載の装置。
前記基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、下記関係式を満たす２乗余弦関数を含む、請求項５に記載の装置。
前記係数ａ_ｌｋ ^（ｍ）の値は、下記関係式により与えられる、請求項５に記載の装置。
単側波帯変調（ＳＳＢ）可変アパーチャ符号（ＶＡＣ）信号生成方法であって、
正弦波形状で同格周波数範囲のスペクトル・ピークを有する離散時間ＶＡＣ信号をディジタル的に生成するステップと、
ディジタル的に生成されたＶＡＣ信号における正のスペクトル・ピークおよび周辺スペクトル部分を分離するステップと、を含む信号生成方法。
前記ディジタル的に生成された離散時間ＶＡＣ信号が、下記関係式に従って合成される、請求項９に記載の方法。

但し、下付き文字Ｉｋは、３つの整数値ｋ∈{−１；０；１}の何れかを取り得るインデックス値として働くものであり、
・Ｉｋ＝−ｌである場合、その時のρ_−１（ｔ）は公称の所要時間（Ｍ−Δ）Ｔｃを有し、但し、Ｍは整数、Ｔｃはクロック周期、Δは一般的に１または２であり、
・Ｉｋ＝０である場合、ρ_０（ｔ）は公称の所要時間ＭＴｃを有し、または、
・Ｉｋ＝１である場合、ρ_＋ｌ（ｔ）が公称の所要時間（Ｍ＋Δ）Ｔｃを有する。
前記タイム・シフトＴ_ｋが、下記関係式に従って発生する確率変数である、請求項１０に記載の方法。

但し、Ｔ_０＝０であり、Δ＝１である。
前記正弦波形ρ_−１（ｔ）、ρ_０（ｔ）およびρ_＋１（ｔ）が、下記関係式に従って得られる、請求項１０に記載の方法。
前記基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、下記関係式により与えられるｓｉｎｃ関数である、請求項１２に記載の方法。
前記基底関数ρ_{ｂａｓｉｓ}（ｔ）は、下記関係式を満たす２乗余弦関数を含む、請求項１２に記載の方法。
前記係数ａ_ｌｋ ^（ｍ）の値は、下記関係式により与えられる、請求項１２に記載の方法。
矩形波信号をディジタル的に生成し、ついで矩形波信号を丸み付けるウィンドーイング関数を適用する第１の生成ステップにより前記ＶＡＣ信号が生成される、請求項９に記載の方法。
丸み付けられた矩形波信号を有限インパルス応答フィルタによりフィルタ処理するステップを更に有する、請求項１６に記載の方法。
正弦波関数のディジタル生成が、ベース・バンドで行なわれる、請求項９に記載の方法。
中間正弦波信号がベース・バンドでディジタル的に生成され、中間周波数で単側波帯信号に変換される、請求項９に記載の方法。
単側波帯信号がより高い無線周波数（ＲＦ）にアップコンバーターで変換される、請求項１９に記載の方法。