CN109756193B - 使用扩谱调制进行pwm波调制的d类数字音频功放系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统包括PWM调制器，且该PWM调制器使用非固定周期序列对输入该PWM调制器的信号进行PWM波调制，以获取变化频率的PWM信号，采用本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，通过运用SSM(扩谱调制)的思想，将抑制D类模拟音频功放系统的EMI的扩谱技术拓展到数字音频系统上，从而得到了一种适用于D类数字音频功放系统的扩谱调制方法。实现了在D类数字音频功放系统中的扩谱调制，降低了系统中的电磁干扰(EMI)。

Description

使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统

技术领域

本发明涉及一种D类数字音频功放系统的调制方法，尤其涉及一种D类数字音频功放系统的扩谱调制方法，具体是指一种使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统。

背景技术

当前采用D类功放的数字音频功放系统中往往采用固定频率调制模式(FFM)来实现脉宽调制(PWM)，而扩谱调制模式(SSM)往往都是在模拟音频系统中实现的。模拟音频系统中的SSM调制模式其本质上是用一系列频率随机变化的三角波对原始信号进行比较，而达到扩展频谱的目的，在一定程度上SSM调制模式与数字音频系统是矛盾的，一个代表采样率随机变化的采样比较系统，而另一个则代表固定采样率的系统。

当前音频系统中，扩谱调制的应用如图1，通过一个三角波或锯齿波不断与输入的模拟信号进行比较，再通过放大与低通滤波实现音频信号的还原。当三角波或锯齿波频率固定时即为FFM调制模式(如图2所示)，当三角波或锯齿波频率实时变化时即为SSM调制模式(如图3所示)。而当前数字音频系统，受限于输入音频信号的采样率，因此其最终的脉冲编码调制(PCM)转换为PWM数据过程中往往都采用FFM模式。

当前采用D类功放作为输出级的数字音频功放系统中往往采用固定频率调制模式(FFM)来实现脉宽调制(PWM)调制。这导致输出信号在PWM开关频率处有一较大的能量峰值，该能量峰值即是此D类数字音频功放系统电磁干扰(EMI)的一部分，需要专门的滤波电路进行处理将其去除，必然会增加系统成本。

如何在D类数字音频功放系统中降低能量峰值，从而降低整个系统输出的EMI，使得免滤波(或理解为降低滤波要求)是本领域亟待解决的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种在在D类数字音频功放系统中通过扩谱调制将PWM开关频率处的能量峰值降低、从而降低整个系统输出的EMI、使得免滤波(或理解为降低滤波要求)成为可能的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统。

为了实现上述目的，本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统具有如下构成：

该使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其主要特点是，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统包括PWM调制器，且该PWM调制器使用非固定周期序列对输入该PWM调制器的信号进行PWM波调制，以获取变化频率的PWM信号。

较佳地，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统还包括N倍升采样模块，N倍升采样模块对数字音频进行升采样，且经N倍升采样模块进行升采样后该数字音频的采样频率上升为原数字信号采样频率的N倍。

更佳地，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统还包括重新量化与噪声整形模块，连接在所述的N倍升采样模块与PWM调制器之间，对N倍升采样模块输出的信号进行数据位宽的重新量化和噪声整形。

更佳地，所述的重新量化后的数据位宽与PWM波的最小时钟宽度有关，两者的关系如下：

L2＝f_{PWM_S}/Fs2；

(f_{PWM_S}/Fs2)≤L2＜L1；

其中，所述的L2为重新量化后的数据位宽，所述的f_{PWM_S}为PWM波的最小时钟宽度，Fs2为进行升采样后的采样频率，L1为重新量化前的数据位宽。

更佳地，所述的重新量化与噪声整形模块包括Sigma-Delta调制器，且Sigma-Delta调制器中参数满足其实现的噪声整形效果与预设的噪声整形效果相符合。

更佳地，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度相关。

更佳地，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度的关系如下：

其中T_SSM(i)为非固定周期序列中每个周期的长度，Fs3为该非固定周期序列的中心频率，Fs2为经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率，M为所述的非固定周期序列的序列长度，M₁为升采样后的采样点数。

更佳地，经非固定周期序列调制后获取的PWM波的占空比为：

其中，duty(n)为PWM波的占空比，Data(n)为经重新量化和噪声整形模块后输出的数据，L2为重新量化后的数据位宽；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的周期宽度为：

T(n)＝T_SSM(n-a×M+1)；

其中，a＝0,1,2,…；1≤(n-a×M+1)≤M；且T(n)为PWM波的周期宽度，T_SSM为非固定周期序列中每个周期的长度，M为所述的非固定周期序列的序列长度；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的高电平宽度为：

H_vol(n)＝T(n)×duty(n)；

其中，H_vol为PWM波的高电平宽度，T(n)为PWM波的周期宽度，duty(n)为PWM波的占空比。

较佳地，所述的非固定周期序列满足于使通过该非固定周期序列进行调制输出的PWM波的频率与整个非固定周期序列和输入数字信号的时间保持一致。

采用本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，通过运用SSM(扩谱调制)的思想，将抑制D类模拟音频功放系统中EMI的扩谱技术拓展到数字音频系统上，从而得到了一种适用于D类数字音频功放系统的扩谱调制方法。实现了在D类数字音频功放系统中的扩谱调制，降低了系统中的电磁干扰(EMI)。

附图说明

图1为现有技术中的采用D类功放的模拟音频系统。

图2为现有技术中FFM模式的模拟音频系统PWM波形示意图。

图3为SSM模式的模拟音频系统PWM波形示意图。

图4为本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的方法流程图。

图5为本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的实现过程示意图。

图6为优化过的4阶CRFB结构的Σ-Δ调制器。

图7为一种可用于使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频高功放系统的钟形SSM序列。

图8为本发明中使用第一种升采样后的采样点数的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的实现示意图。

图9为本发明中使用第二种升采样后的采样点数的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的实现示意图。

图10为本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的又一种实施例结构示意图。

图11为采用现有技术中的FFM进行PWM波调制时的输出频谱特性与采用图7中的钟形SSM序列进行PWM波调制时的输出频谱特性的仿真结果对比图。

图12为本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统的又一种实施例结构示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

该使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其主要特点是，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统包括PWM调制器，且该PWM调制器使用非固定周期序列对输入该PWM调制器的信号进行PWM波调制，以获取频率变化的PWM信号。

在一种较佳的实施方式中，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统还包括N倍升采样模块，N倍升采样模块对数字音频进行升采样，且经N倍升采样模块进行升采样后的数字信号的采样频率升为原数字信号采样频率的N倍。

在一种更佳的实施方式中，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统还包括重新量化与噪声整形模块，连接在所述的N倍升采样模块与PWM调制器之间，对N倍升采样模块输出的信号进行数据位宽的重新量化和噪声整形。

在一种更佳的实施方式中，所述的重新量化后的数据位宽与PWM波的最小时钟宽度有关，两者的关系如下：

L2＝f_{PWM_S}/Fs2；

(f_{PWM_S}/Fs2)≤L2＜L1；

其中，所述的L2为重新量化后的数据位宽，所述的f_{PWM_S}为PWM波的最小时钟宽度，Fs2为经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率，L1为重新量化前的数据位宽。

在一种更佳的实施方式中，所述的重新量化与噪声整形模块包括Sigma-Delta调制器，且Sigma-Delta调制器中参数满足其可实现的噪声整形效果与预设的噪声整形效果相符合。

在一种更佳的实施方式中，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度相关。

在一种更佳的实施方式中，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度的关系如下：

其中T_SSM(i)为非固定周期序列中每个周期的长度，Fs3为该非固定周期序列的中心频率，Fs2为第二采样率，M为所述的非固定周期序列的序列长度，M₁为升采样后的采样点数。

在一种更佳的实施方式中，经非固定周期序列调制后获取的PWM波的占空比为：

其中，duty(n)为PWM波的占空比，Data(n)为经重新量化和噪声整形模块后输出的数据，L2为重新量化后的数据位宽；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的周期宽度为：

T(n)＝T_SSM(n-a×M+1)；

其中，a＝0,1,2,…；1≤(n-a×M+1)≤M；

其中，T(n)为PWM波的周期宽度，T_SSM为非固定周期序列中每个周期的长度，M为所述的非固定周期序列的序列长度；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的高电平宽度为：

H_vol(n)＝T(n)×duty(n)；

其中，H_vol为PWM波的高电平宽度，T(n)为PWM波的周期宽度，duty(n)为PWM波的占空比。

在一种较佳的实施方式中，所述的非固定周期序列满足于使通过该非固定周期序列进行调制输出的PWM波的频率与整个非固定周期序列和输入数字信号的时间保持一致。

在一种具体实施例中，采用图4所示的方法流程图，其实现PWM波调制的过程如图5所示。其中Fs1与Fs2分别是数字信号进行升采样前后的数字音频信号的采样频率。L1与L2分别表示重新量化前后数字音频信号的数据位宽，实现系统的N倍升采样可以采用“积分-梳状滤波器(CIC)+半带滤波器”、“积分-梳状滤波器(CIC)+低通滤波器”或者“内插+低通滤波器”的方法实现采样率从Fs1到Fs2(Fs2＝N×Fs1)的提升。Fs2为经N倍升采样模块升采样后的采样频率。

重新量化和噪声整形：在数字系统中PWM信号其宽度与精度往往受限于系统时钟，设PWM信号的最小始终宽度为T_min，其所代表的频率为f_{PWM_S}，则量化后数据宽度一般为L2＝f_{PWM_S}/Fs2，L2的范围应限制在：

(f_{PWM_S}/Fs2)≤L2＜L1。

确定量化位数之后就可以进行设置重新量化与噪声整形模块及其相关参数了，一般采用Sigma-Delta(Σ-Δ)调制器。图6为一优化过的4阶CRFB(Cascade-of-resonators，feedback form，分布反馈的共振器串联结构)结构的Σ-Δ调制器。其中g1、g2、a1、a2、a3、a4、b1、c1、c2、c3、c4均为常数。如果不在意重新量化所产生的量化噪声，此处可以直接进行量化。

数字系统中的非固定周期序列(SSM序列)的生成：SSM序列生成即是以Fs3为中心频率，生成一系列频率变化序列以达到扩谱的目的，同时又必须保证整段序列与输入数字信号时间上的一致性。这里PWM波频率变化范围Fs3_max≤1MHz，过大则会影响系统效率，Fs3_min≥200KHz，过小则会影响音频信号的效果。

具体的SSM序列可采用如图7所示钟形序列，也可采用三角波序列，或者一个伪随机序列。只要保证单个PWM波频率的独立性和整个序列的PWM信号与输入数字信号的时间的一致性即可。即，设序列长度为M，SSM序列每个周期所表示长度T_SSM(i)，M₁则表示整个序列所代表的时间长度所对应的升采样后信号的采样点数。则有如下公式：

其实现方式示意图如图8和9所示。图8表示在M＝M₁＝4情况下使用SSM进行PWM波调制的实现示意图，图9表示在M＝4、M₁＝32情况下使用SSM进行PWM波调制的实现示意图。

通过PWM波调制模块获取的一系列PWM波的具体调制方法如下：

设本模块输入的重新量化后数据为Data，PWM占空比为duty，

则有

则每个PWM信号输出的周期宽度T(n)与其中高电平宽度H_vol如下：

T(n)＝T_SSM(n-a×M+1)； (式3)

其中，a＝0,1,2,…；1≤(n-a×M+1)≤M；

H_vol(n)＝T(n)×duty(n)； (式4)

图10即是本发明的另一个实施例。图11为采用如图7中钟形SSM序列进行PWM波调制时，PWM波调制器输出信号进行DFT变换后获取的频谱与采用传统的固定频率调制(FFM)进行PWM波调制输出的PWM信号进行DFT变换后获取的频谱的仿真对比图。

数字代表该PWM周期与最小时钟周期长度的倍数关系，比如512表示了384kHz的周期长度，171表示了384kHz×512/171的周期长度。一种可行的SSM序列为：171，256，256，256，341，341，341，341，427，427，427，427，512，512，512，512，597，597，597，597，683，683，683，768，768，853，939，853，768，768，683，683，683，597，597，597，597，512，512，512，512，427，427，427，427，341，341，341，341，256，256，256(不限于这样的排列，只要用不同的周期长度，组合顺序合理，都可以使频谱能量分布分散，且个数越多分散效果越好)。

图11展示了采用图7中的钟形SSM序列使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统其输出频谱特性与采用FFM序列进行PWM波调制的D类数字音频功放的不同，图11中采用的扩频点数为10个，使用FFM序列进行PWM波调制时，频谱峰值能量集中在固定载波频率点上，而使用SSM序列进行PWM波调制时，则使其频谱能量分散到周围，频谱的最高峰值下降了大约11.6dB，证明了本发明在D类数字音频功放系统中对抑制EMI的有益效果。

图12为采用了本发明所设计的方法与结构的另一个实施例。

由于采用图10的实施例中所述SSM序列进行PWM波调制获取的每个PWM周期并不存在直接的采样数据，而是通过借用固定升采样周期的值做近似处理，而通过近似取值的SSM序列存在信号畸变。畸变产生的根本原因是SSM序列没有获取到对应位置的信号数据，在图12所描述的又一种实施例中提出了一种可行的结构，就是提高升采样倍数，其升采样倍数高到图10所示实施例中升采样倍数的8倍。这样升采样倍数为64倍。接下来只要保证每个SSM序列采样点都落在64倍采样周期的频点上，就能得到对应的数据，也就避免了如图10所描述的实施例中那样产生的信号畸变。

采用本发明的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，通过运用SSM(扩谱调制)的思想，将抑制D类模拟音频功放系统中EMI的扩谱技术拓展到数字音频系统上，从而得到了一种适用于D类数字音频功放系统的扩谱调制方法。实现了在D类数字音频功放系统中的扩谱调制，降低了系统中的电磁干扰(EMI)。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (8)

1.一种使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统包括PWM调制器，且该PWM调制器使用非固定周期序列对输入该PWM调制器的信号进行PWM波调制，以获取频率变化的PWM信号；

所述的系统还包括N倍升采样模块以及重新量化与噪声整形模块；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的占空比为：

其中，duty(n)为PWM波的占空比，Data(n)为重新经量化与噪声整形模块后输出的数据，L2为重新量化后的数据位宽；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的周期宽度为：

T(n)＝T_SSM(n-a×M+1)；

其中，a＝0,1,2,L；1≤(n-a×M+1)≤M；且T(n)为PWM波的周期宽度，T_SSM为非固定周期序列中每个周期的长度，M为所述的非固定周期序列的序列长度；

经非固定周期序列调制后获取的PWM波的高电平宽度为：

H_vol(n)＝T(n)×duty(n)；

其中，H_vol为PWM波的高电平宽度，T(n)为PWM波的周期宽度，duty(n)为PWM波的占空比。

2.根据权利要求1所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的N倍升采样模块用于对数字音频进行升采样，且经N倍升采样模块进行升采样后该数字音频的采样频率上升为原数字信号采样频率的N倍。

3.根据权利要求2所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的重新量化与噪声整形模块连接在所述的N倍升采样模块与PWM调制器之间，对N倍升采样模块输出的信号进行数据位宽的重新量化和噪声整形。

4.根据权利要求3所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的重新量化后的数据位宽与PWM波的最小时钟宽度有关，两者的关系如下：

L2＝f_{PWM_S}/Fs2；

(f_{PWM_S}/Fs2)≤L2＜L1；

其中，所述的L2为重新量化后的数据位宽，所述的f_{PWM_S}为PWM波的最小时钟宽度，Fs2为经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率，L1为重新量化前的数据位宽。

5.根据权利要求4所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的重新量化与噪声整形模块包括Sigma-Delta调制器，且Sigma-Delta调制器中参数满足其实现的噪声整形效果与预设的噪声整形效果相符合。

6.根据权利要求4所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度相关。

7.根据权利要求6所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的非固定周期序列的中心频率与经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率、升采样后的采样点数、非固定周期序列中每个周期的长度和非固定周期序列的序列长度的关系如下：

其中T_SSM(i)为非固定周期序列中每个周期的长度，Fs3为该非固定周期序列的中心频率，Fs2为经N倍升采样模块进行升采样后的采样频率，M为所述的非固定周期序列的序列长度，M₁为升采样后的采样点数。

8.根据权利要求1所述的使用扩谱调制进行PWM波调制的D类数字音频功放系统，其特征在于，所述的非固定周期序列满足于使通过该非固定周期序列进行调制输出的PWM波的频率与整个非固定周期序列和输入数字信号的时间保持一致。

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