JP2005341477A

JP2005341477A - 増幅回路

Info

Publication number: JP2005341477A
Application number: JP2004160964A
Authority: JP
Inventors: Tomohiro Naito; 智洋内藤
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2004-05-31
Filing date: 2004-05-31
Publication date: 2005-12-08

Abstract

【課題】ＤＣオフセットを抑制する増幅回路において、回路面積を増大することなく、直流に近い低周波成分まで増幅できる増幅回路を提供する。
【解決手段】増幅回路１００は、入力端子ＩＮより入力されたアナログ信号を減衰率Ａで減衰する減衰器１１０と、減衰器の出力のうち直流成分を含む低い周波数帯域の信号のみ通過させるＬＰＦ(Low Path Filter)１２０と、入力電圧及び参照電圧として、それぞれ減衰器１１０の出力及びＬＰＦ１２０の出力が入力され、これらの差成分を増幅率Ｇで増幅する増幅器１３０により構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば広帯域の無線通信システムの受信回路における、アナログ演算増幅回路に関するものである。

図１４は従来のアナログ演算増幅回路を示す回路図である。この図において、ＯＰはオペアンプ、Ｒ１は入力抵抗、Ｒ２は帰還抵抗である。このアナログ演算増幅回路は、入力電圧ＶＩＮと参照電圧ＶＲＥＦとの差成分を増幅し、出力電圧ＶＯＵＴを出力する反転増幅器を構成している。

ところで、このアナログ演算増幅回路を実際の回路に実装する場合、部品ばらつきなどによる回路の不揃いにより、入力電圧ＶＩＮと参照電圧ＶＲＥＦそれぞれの直流成分の間に、ＤＣオフセット電圧が発生する。この入力のＤＣオフセット電圧は、アナログ演算増幅回路によって増幅され、出力電圧ＶＯＵＴのＤＣオフセット電圧となる。そして、これが後段の回路の動作点が所望の位置から外れてしまう大きな要因となりうる。

この問題を解決するために、図１５のような増幅回路１０が開示されている（例えば特許文献１の図１など）。増幅回路１０では、反転増幅器１２に入力される入力信号のＤＣ成分をＬＰＦ（Low Path Filter）１１により抽出し、参照電圧として反転増幅器１２に入力している。これにより、反転増幅器１２に入力される入力電圧と参照電圧との間のＤＣオフセット電圧がほとんど発生しないため、出力電圧のＤＣオフセット電圧を抑制することができる。
特開２００２−７６７９５号公報

しかしながら、図１５のようは回路では、ＬＰＦ１１がＤＣ成分だけでなく、低周波帯域の信号も通過させるため、これらを含む信号が反転増幅器１２の参照電圧として入力される。そして、入力電圧とこの参照電圧が互いにキャンセルしあい、この増幅回路は図１６のような利得−周波数特性を持つ。すなわち、この増幅回路の利得−周波数特性では、次の式で表される極ωｐとゼロ点ωｚが発生し、極ωｐ以下の周波数の信号は増幅できない。

ωｐ＝１／（Ｒ１・Ｃ０）・・・（１）
ωｚ＝Ｒ２／（Ｒ１・Ｒ３・Ｃ０）・・・（２）
したがって、図１５の増幅回路では、増幅可能な信号帯域幅が狭くなるという問題が発生する。また、式（１）・（２）からも分かるように、信号帯域幅を広げるためにはＬＰＦ１１のＲＣ積（Ｒ１・Ｃ０）を大きくすればよいが、特にキャパシタの容量Ｃ０を大きくすることはＬＰＦの回路面積の増大につながり、製造コストが増えるといった問題が生じる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣオフセットを抑制する増幅回路において、回路面積を増大することなく、直流に近い低周波成分まで増幅できる増幅回路を提供することを目的としている。

本発明のある態様は、増幅回路に関する。この回路は、入力された信号を減衰する減衰器と、この減衰器の出力信号のうち直流成分と、所定の周波数よりも低い周波数成分を通過させる低周波帯域通過素子と、第１と第２の入力端子を備え、それぞれの入力端子に入力された信号の差分信号を増幅する増幅器と、を具備し、前記増幅器の第１の入力端子には前記減衰器の出力信号が入力され、前記増幅器の第２の入力端子には前記低周波帯域通過素子の出力信号が入力されることを特徴とする。

ここで「低周波帯域通過素子」は、例えばローパスフィルタであってよい。また、「所定の周波数」は任意の大きさであってよいが、例えば、入力された信号の周波数帯域の下限値以下としてもよい。より具体的には、信号の帯域幅が２００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚとなる通信システムの場合、所定の周波数は２００ｋＨｚ以下の値としてもよい。また、信号の帯域幅が１．０ＭＨｚ〜１．８ＭＨｚとなる通信システムの場合、所定の周波数は１．０ＭＨｚ以下の値としてもよい。

この態様によれば、増幅回路の利得−周波数特性に表れる極とゼロ点が、増幅器の増幅率と減衰器の減衰率によって決まる。そして、極とゼロ点を小さくするには、増幅器の増幅率と減衰器の減衰率を大きくすればよいため、低周波帯域通過素子の回路面積を増大することなく、直流に近い低周波成分まで増幅することが可能となる。

なお、この態様は、前記減衰器の減衰率と前記増幅器の増幅率のうち少なくとも一方が可変であってよい。これにより、増幅回路全体の利得や、極、ゼロ点を自由に変更することが出来る。

また、前記減衰器の減衰率と前記増幅器の増幅率が、増幅回路全体の利得がほぼ一定となるように連動して変更されてもよい。これにより、回路全体の利得をほぼ一定にしたまま、極とゼロ点を変更することが可能となる。

また、一端が前記減衰器の出力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗をさらに備えてもよく、更に、この第２の抵抗の抵抗値が可変であってもよい。これにより、増幅回路の出力ＤＣ電位が、入力ＤＣ電位を第１の抵抗と第２の抵抗で分圧したものとなるため、増幅回路の前後に接続される回路のＤＣ電位が異なる場合に、ＤＣ電圧変換回路を設けることなく、接続することが可能である。さらに、第２の抵抗の抵抗値を可変とした場合、ＩＣ(Integrated Circuit)などに増幅回路を実装した後も、出力ＤＣ電位を自由に変更することが可能となり、増幅回路の後段に様々な仕様の回路を容易に接続することができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ＤＣオフセットを抑制する増幅回路において、回路面積を増大することなく、直流に近い低周波成分まで増幅することが可能である。

以下、本発明の好適な実施例１〜４をもとに説明する。これらの実施例は、アナログ信号を増幅するアナログ演算増幅回路に関する。

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る増幅回路１００の構成図である。増幅回路１００は、入力端子ＩＮから入力されたアナログ信号を増幅し、増幅した信号を出力端子ＯＵＴより出力する。増幅回路１００は、入力端子ＩＮより入力されたアナログ信号を減衰率Ａで減衰する減衰器１１０と、減衰器の出力のうち直流成分を含む低い周波数帯域の信号のみ通過させるＬＰＦ(Low Path Filter)１２０と、入力電圧及び参照電圧として、それぞれ減衰器１１０の出力及びＬＰＦ１２０の出力が入力され、これらの差成分を増幅率Ｇで増幅する増幅器１３０により構成され、増幅器１３０の出力が増幅回路１００の出力として出力端子ＯＵＴより出力されている。

この増幅回路１００の伝達関数Ｈ（ω）、ＤＣ利得ＧＤＣ及びＡＣ利得ＧＡＣは、次の式で表すことができる。

Ｈ(ω)＝(ｊ(ω／ω_ＬＰＦ)・Ｇ＋１)／(ｊ(ω／ω_ＬＰＦ)・(Ａ＋Ｋ)＋１)・・・（３）
ＧＤＣ＝１・・・（４）
ＧＡＣ＝Ｇ／（Ａ＋Ｋ）・・・（５）
ここで、ω_ＬＰＦはＬＰＦの極、Ｋは減衰器とＬＰＦの入出力インピーダンスの比で決定される定数である。式（３）より、増幅回路１００の極ωｐとゼロ点ωｚは次のように求められる。

ωｐ＝ω_ＬＰＦ／（Ａ＋Ｋ）・・・（６）
ωｚ＝ω_ＬＰＦ／Ｇ・・・（７）
したがって、ＬＰＦの極ω_ＬＰＦが大きくても、減衰器の減衰率Ａと増幅器の増幅率Ｇを大きくすることにより、増幅回路全体の極ωｐとゼロ点ωｚを小さくすることができる。すなわち、回路面積を大きくすることなく、直流に近い低周波成分まで増幅することが可能となる。

次に本実施例の、具体的な回路構成を示す。図２は減衰器１１０の基本構成を示した回路図である。図２のように、減衰器１１０は、一端がＡＣ接地された抵抗分圧器によって構成される。図２に示した回路では、減衰率はＲ１とＲ２の比で決定される。なお、後述するように、図２に示した抵抗Ｒ２は減衰器１１０に接続された後段の回路の入力インピーダンスで代替してもよく、この場合、減衰器１１０は抵抗Ｒ１のみを実装して実現可能であるため、部品点数を削減でき、回路面積やコストの面で有利である。

図３は、本実施例の増幅回路１００の具体例を示した回路図である。この具体例では、ＬＰＦ１２０は抵抗Ｒ３とキャパシタＣ０により構成されたＬ型の１次元フィルタである。また、増幅器１３０はオペアンプＯＰ、入力抵抗Ｒ４、帰還抵抗Ｒ５により構成された反転増幅器である。更に、減衰器１１０は１つの抵抗Ｒ１のみで構成されている。実際には、この抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１に接続された後段の回路（ＬＰＦ１２０及び増幅器１３０）の入力インピーダンスによって減衰器としての役割を果たす。減衰率は、ＬＰＦ１２０を構成する抵抗Ｒ３が十分に大きい場合、（１＋Ｒ１／Ｒ４）となる。また、増幅器１３０の増幅率はＲ５／Ｒ４である。したがって、抵抗Ｒ１、Ｒ４、Ｒ５の抵抗値を適宜決定し、増幅回路１００に求められる利得の範囲内で減衰率及び増幅率を大きくすることにより、増幅回路１００の極ωｐ及びゼロ点ωｚを小さくすることができる。

図４の（ａ）（ｂ）は、共に図３に示した本実施例１の具体例と、図１５に示した従来例の利得−周波数特性を比較した図である。図４の（ａ）（ｂ）の実線はどちらも図３に示した回路において、減衰器１１０の抵抗Ｒ１を８．５ｋΩ、ＬＰＦ１２０の抵抗Ｒ３を１００ｋΩ、キャパシタＣ０を１０ｐＦ、反転増幅器１３０の入力抵抗Ｒ４を１ｋΩ、帰還抵抗Ｒ５を１００ｋΩとした場合の、利得−周波数特性である。この時のすべての抵抗の総和は２０９．５ｋΩである。

一方、図４（ａ）の破線は、図１５に示した回路において、ＬＰＦ１１の抵抗Ｒ１を１００ｋΩ、キャパシタＣ０を１０ｐＦ、反転増幅器１２の入力抵抗Ｒ２を１０ｋΩ、帰還抵抗Ｒ３を１００ｋΩとした場合の、利得−周波数特性を示している。この時のすべての抵抗の総和は２１０ｋΩである。このように図４（ａ）では、図３と図１５でほぼ同じ大きさの抵抗とキャパシタを使用しているが、図３の回路の極とゼロ点は、図１５の回路の約１／１０となっていることが分かる。

また、図４（ｂ）の破線は、図４（ａ）の破線で示した図１５の回路から、ＬＰＦ１１のキャパシタＣ０の容量を１００ｐＦにした場合の利得−周波数特性である。図４（ｂ）では、実線と破線がほぼ重なっていることが分かる。すなわち、図３の回路と図１５の回路の利得−周波数特性をほぼ同じにした場合、図３の回路のキャパシタの容量は、図１５の１／１０でよい。これより、図３の回路のほうが、少ない面積で直流に近い低周波成分まで増幅することが可能であることが分かる。

以上、本実施例１によれば、増幅回路全体の極及びゼロ点が、減衰器の減衰率と増幅器の増幅率によって決まり、この減衰率と増幅率を大きくすることにより、極及びゼロ点を小さくすることができる。したがって、従来例において、極及びゼロ点を小さくするために必要であったＬＰＦのキャパシタの容量を大きくする必要がないため、回路規模の増大させることなく、直流に近い低周波成分まで増幅することが可能である。

なお、この具体例ではＬＰＦ１２０を図５（ａ）に示すＬ型の１次元フィルタとした場合の例を示したが、これに限らず、図５（ｂ）のＴ型、図５（ｃ）のπ型や、図５（ｄ）のはしご型と呼ばれる高次フィルタ、或いは図５（ｅ）の正帰還型２次元ＬＰＦなどで構成してもよく、直流成分を含む低い周波数帯域の信号を通過させる素子であればよい。また、増幅器１３０を図６（ａ）に示す反転増幅器とした場合の例を示したが、これに限らず、図６（ｂ）の１次アクティブＬＰＦや、これを変形した図６（ｃ）のようなアクティブＬＰＦ、或いは図６（ｄ）に示した多重帰還形のアクティブＬＰＦなどで構成してもよい。すなわち、入力電圧と参照電圧の差成分が増幅されて出力される増幅器であればよい。

（実施例２）
図７は、本発明の実施例２に係る増幅回路１００の構成図である。この構成は、図１に示した増幅回路１００の構成と類似しているので、実施例２に特徴的な点のみを説明し、それ以外の説明は割愛する。

本実施例２では、減衰器１１０の減衰率と増幅器１３０の増幅率が、それぞれ外部から入力される減衰率制御信号及び増幅率制御信号によって可変となっている。そして、これら減衰率と増幅率を調整することにより、増幅回路１００全体の利得や、極・ゼロ点を仕様に合わせて変更することができる。

図８は、本実施例２の具体例を示した回路図である。この具体例では、図３に示した増幅回路１００のうち、減衰器１１０の抵抗Ｒ１と、増幅器１３０の入力抵抗Ｒ４及び帰還抵抗Ｒ５を可変抵抗にしてある。その他の構成は図３と同一である。前述したように、図８に示した減衰器１１０の減衰率は抵抗Ｒ１とＲ４の比で、また増幅器１３０の増幅率は抵抗Ｒ４とＲ５の比で決まる。したがって、本具体例では、減衰率制御信号によって抵抗Ｒ１とＲ４の抵抗値を、また増幅率制御信号によって抵抗Ｒ４とＲ５の抵抗値を制御できるようになっている。そして、これらの３つの抵抗Ｒ１、Ｒ４、Ｒ５の抵抗値を、減衰率制御信号もしくは増幅率制御信号によって制御し、減衰率或いは増幅率を調整することで、増幅回路１００全体の利得や、極・ゼロ点が変更される。

以上、本実施例２によれば、減衰器の減衰率と増幅器の増幅率を可変とすることにより、増幅回路全体の利得や極・ゼロ点を変更することができる。したがって、増幅回路がＩＣ(Integrated Circuit)などで実装された後も、仕様に合わせて利得を調整したり、所望の信号帯域幅を得ることが可能である。

なお、本実施例２では、減衰器の減衰率と増幅器の増幅率をともに可変としたが、少なくともどちらか一方を可変としてもよい。

（実施例３）
図９は、本発明の実施例３に係る増幅回路１００の構成図である。この構成は、図１に示した増幅回路１００の構成と類似しているので、実施例３に特徴的な点のみを説明し、それ以外の説明は割愛する。

本実施例３では、減衰器１１０の減衰率と増幅器１３０の増幅率が、外部から入力される減衰率・増幅率制御信号によって可変となっている。そして、減衰率・増幅率制御信号は、増幅回路１００全体の利得がほぼ一定となるように、減衰率と増幅率を連動して調整する。これにより、増幅回路１００全体の利得を一定に保ったまま、極・ゼロ点を仕様に合わせて変更することができる。

図１０は、本実施例３の具体例を示した回路図である。この具体例では、図３に示した増幅回路１００のうち、増幅器１３０の入力抵抗Ｒ４を可変抵抗にしてある。その他の構成は図３と同一である。前述したように、図１０に示した減衰器１１０の減衰率は抵抗Ｒ１とＲ４の比で、また増幅器１３０の増幅率は抵抗Ｒ４とＲ５の比で決まっており、抵抗Ｒ４の抵抗値を調整すれば、増幅回路１００全体の利得をほぼ一定に保ったまま、極とゼロ点を制御することができる。したがって、本具体例では、減衰率・増幅率制御信号によって抵抗Ｒ４の抵抗値を制御できるようになっている。

以上、本実施例３によれば、増幅回路全体の利得が一定となるように、減衰器の減衰率と増幅器の増幅率を連動して可変とすることにより、増幅回路全体の極・ゼロ点を変更することができる。したがって、増幅回路がＩＣ(Integrated Circuit)などで実装された後も、利得を一定に保ったまま、仕様に合わせて所望の信号帯域幅を得ることが可能である。

（実施例４）
図１１は、本発明の実施例４に係る増幅回路１００の構成を示す回路図である。この構成は、図３に示した増幅回路１００の構成と類似しているので、実施例４に特徴的な点のみを説明し、それ以外の説明は割愛する。

本実施例４では、抵抗Ｒ１で構成された減衰器１１０の出力側に、一端がＤＣ接地された抵抗Ｒ２を設けている。すなわち、抵抗Ｒ１とＲ２によって、ＤＣ成分を分圧する分圧器が構成されている。したがって、増幅回路の入力ＤＣ電位は、この分圧器によって分圧され、出力ＤＣ電圧となる。これにより、増幅回路の前後に接続される回路のＤＣ電位が異なる場合に、増幅回路の前段もしくは後段にＤＣ電圧変換回路を設けることなく、これらの回路を接続することが可能である。

以上、本実施例４によれば、減衰器の出力側に一端をＤＣ接地した抵抗を設け、ＤＣ分圧器を構成することにより、増幅回路の入出力におけるＤＣ電位を変更することができる。

なお、本実施例４において、抵抗Ｒ２を可変としてもよい。図１２は、この実施例４の変形例に係る増幅回路１００の構成を示す回路図である。この構成は、図１１に示した増幅回路１００の抵抗Ｒ２を、外部より入力された出力ＤＣ電位制御信号によって、可変としたものである。その他の構成は図１１と同一である。これにより、出力ＤＣ電位制御信号によってＤＣ分圧器の分圧比が変更されるので、出力ＤＣ電位を様々に変更することが可能である。

以上、本実施例４の変形例によれば、ＩＣ(Integrated Circuit)などに増幅回路を実装した後も、出力ＤＣ電位を自由に変更することが可能となり、増幅回路の後段に様々な仕様の回路を容易に接続することができる。

なお、図１１及び図１２では、ＬＰＦ１２０がＬ型の１次元フィルタにより、増幅器１３０が反転増幅器により構成された例を示したが、それに限るものではない。ＬＰＦ１２０は、直流成分を含む低い周波数帯域の信号を通過させるＬＰＦであればよく、また増幅器１３０は、入力電圧と参照電圧の差成分が増幅されて出力される増幅器であればよい。

以上、本発明を実施例１〜４をもとに説明した。これらの実施例は例示であり、それらの各構成要素の組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

例えば、実施例１〜４に示した増幅回路を通信システム用受信装置に組み込んだ場合も本発明の範疇である。図１３は、通信システム用受信装置の概略図である。この受信装置は、アンテナ２１０と、アンテナ２１０で受信された高周波信号を増幅する高周波増幅回路２２０と、局部発振回路２４０と、局部発振回路２４０で生成された発振信号を入力し、高周波増幅回路２２０から出力された信号とミキシングしてベースバンド信号を取り出すミキサ回路２３０と、ミキサ回路２３０の出力から不要な周波数を取り除くローパスフィルタ２５０と、ローパスフィルタ２５０の出力を所望のレベルまで増幅するベースバンド増幅回路２６０と、ベースバンド増幅回路の出力をＡ／Ｄ変換した後、元のデータに復調するＡ／Ｄ変換及び復調回路２７０を含む。

そして、ベースバンド増幅回路２６０として、実施例１〜４に示した増幅回路を組み込むことにより、実装面積を大きくすることなく、Ａ／Ｄ変換及び復調回路２７０の動作点が所望の位置から外れることを防止することが可能である。

実施例１に係る増幅回路の構成図である。減衰器の基本構成を示す回路図である。実施例１の具体例を示す回路図である。実施例１の具体例と従来例の利得−周波数特性を比較した図である。ローパスフィルタの例を示す回路図である。増幅器の例を示す回路図である。実施例２に係る増幅回路の構成図である。実施例２の具体例を示す回路図である。実施例３に係る増幅回路の構成図である。実施例３の具体例を示す回路図である。実施例４に係る増幅回路の回路図である。実施例４の変形例に係る増幅回路の回路図である。通信システム用受信装置の概略図である。従来のアナログ演算増幅回路を示す回路図である。従来のアナログ演算増幅回路を示す回路図である。増幅回路の利得−周波数特性を示した図である。

符号の説明

１００増幅回路
１１０減衰器
１２０ＬＰＦ
１３０増幅器

Claims

入力された信号を減衰する減衰器と、
この減衰器の出力信号のうち直流成分と、所定の周波数よりも低い周波数成分を通過させる低周波帯域通過素子と、
第１と第２の入力端子を備え、それぞれの入力端子に入力された信号の差分信号を増幅する増幅器と、
を具備した増幅回路において、
前記増幅器の第１の入力端子には前記減衰器の出力信号が入力され、前記増幅器の第２の入力端子には前記低周波帯域通過素子の出力信号が入力されることを特徴とする増幅回路。
前記減衰器は、一端を減衰器の入力端子に、他端を減衰器の出力端子に接続された第１の抵抗を備え、少なくとも前記第１の抵抗と前記減衰器の出力端子に接続された回路の入力インピーダンスが前記減衰器の減衰率を定める要因となることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
前記減衰器の減衰率と前記増幅器の増幅率のうち少なくとも一方が可変であることを特徴とする請求項１又は２に記載の増幅回路。
前記減衰器の減衰率と前記増幅器の増幅率が、増幅回路全体の利得がほぼ一定となるように連動して変更されることを特徴とする請求項３に記載の増幅回路。
一端が前記減衰器の出力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の増幅回路。
前記第２の抵抗の抵抗値が可変であることを特徴とする請求項５に記載の増幅回路。