JP2005328687A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】パソコンなどデジタル電子機器に使用されているＡＣアダプタはコンデンサインプット整流による高調波電流が電源供給の障害なり問題になっている。力率改善回路を追加すると、力率は改善するものの、効率が悪化する。その原因は、交流⇒直流⇒交流⇒直流⇒交流⇒直流と何度も変換しているためである。効率を改善するとともに、力率も改善できるスイッチング電源を提供する。
【解決手段】コンデンサインプットの平滑を止めることで、力率を改善するとともに、全波整流の電圧が高い時間を判別して、電圧が低い時間は電力変換させないことで、変換効率の悪化させない。
【効果】効率は、８４％から８９％に改善できる。力率は、０．５５から０．９１に改善できる。停電時の電圧保持用コンデンサは、印加電圧が低圧で安定するために小型になる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、パソコンなど電子機器の組み込み電源やＡＣアダプタなどに用いられるスイッチング電源回路に関する。

従来のスイッチング電源の基本回路は図５に示す。交流電源５９の交流電圧はサーミスタ６０を経由して、ブリッジ構成のダイオード６１〜６４に接続する。サーミスタ６０は交流電源５９の投入時にコンデンサ６５へ流れ込む突入電流を制限する。ダイオード６１〜６４のブリッジ構成は全波整流回路である。このダイオード６１〜６４の直流電圧端子にコンデンサ６５を接続する。コンデンサ６５は、ダイオード６１〜６４で全波整流した直流電圧を平滑する。この回路はコンデンサインプット整流である。コンデンサ６５は半導体スイッチ６６を経由して、トランス６７の１次巻線に接続する。トランス６７の２次巻線はダイオード６８を経由してコンデンサ６９と検知回路７０と負荷７１に接続する。検知回路７０は負荷７１の電圧を検出して、基準電圧との誤差信号を増幅する。検知回路７０の誤差増幅信号を制御回路７２でパルス幅信号に変換する。制御回路７２のパルス信号で半導体スイッチ６６は開閉する。半導体スイッチ６６とトランス６７とダイオード６８は、フライバックコンバータ回路の構成である。

次に、従来回路図５の動作を図８で説明する。波形８４は、コンデンサ６５の端子電圧波形である。波形８５は、交流電源５９の全波整流の電圧波形であり、コンデンサ６５が接続されていないときの電圧波形である。波形８６は、半導体スイッチ６６の動作信号（ゲート）電圧の波形である。波形８７は、交流電源５９の電流波形である。波形８８は、負荷７１の電圧波形である。時間８９は、交流電源５９の停電時の電圧保持時間である。交流電源５９はサーミスタ６０とダイオード６１〜６４を経由して、コンデンサ６５を充電する。交流電源５９が投入されるとコンデンサ６５と交流電源５９の電位差がサーミスタ６０に加わる。サーミスタ６０の抵抗値でコンデンサ６５の充電電流が制限される。交流電源５９の投入後にコンデンサ６５の充電電流と放電電流がバランスすると、交流電源５９の電流は、図８の波形８７になる。半導体スイッチ６６は、５０ｋＨｚ前後の周波数で開閉する。半導体スイッチ６６が閉すると、コンデンサ６６の電圧は、トランス６７の１次巻線に印加される。このとき、黒点が正の電圧が印加されるため、トランス６７の２次巻線電圧は、ダイオード６８で阻止されている。このとき、半導体スイッチ６６には、トランス６７の励磁電流が流れる。この励磁電流は、時間に比例して電流値は上昇する。

トランス６７の励磁電流の上昇速度は、トランス６７の１次巻線のインダクタンス値で決まる。次に、半導体スイッチ６６が開すると、半導体スイッチ６６に流れていた電流が停止する。このとき、トランス６６の電流は流れ続けようと逆起電力が発生する。トランス６７の逆起電力は、トランス６７の２次巻線にも黒点が負の電圧が発生するため、ダイオード６８を経由して、コンデンサ６９を充電する。半導体スイッチ６６が開閉を繰り返すことで、コンデンサ６９が充電して、コンデンサ６９の電圧は上昇する。負荷７１はコンデンサ６９に接続しているため、コンデンサ６９の電圧が負荷７１にも印加している。検知回路７０は、負荷７１の電圧を検知して、検知回路７０に内蔵の基準電圧と比較した誤差信号を増幅する。この増幅した誤差信号は、制御回路７２でパルス幅信号に変換する。制御回路７２のハルス幅信号で半導体スイッチ６６を開閉する。この一連の働きにより、負荷７１の電圧は一定に保たれて、図８の波形８８の電圧になる。

従来、回路構成が単純であることから、コンデンサインプット方式の整流回路がスイッチング電源に採用されていた。しかし、このコンデンサインプット方式は、図８の波形８７の通り、高調波電流を多く含んだ電流が流れる。このために、コンデンサインプット方式の力率は、０．６程度で無駄な電流を余分に交流電源に負担していた。近年、この力率を改善する目的に、力率改善回路を備えるスイッチング電源の需要が増えている。一方、スイッチング電源の変換効率は、当然、良いものを要求されている。力率改善回路を備えると、力率は、０．９５以上（近似１．０）に改善されるが、この力率改善回路の損失も加わり、変換効率は、８４％程度である。そこで、力率を悪化させずに、効率向上を強く求められている。

力率が悪いと交流電源５９の電流は無駄な無効電流が多く含まれている。力率を改善することは、入力部分のサーミスタ６０やノイズフィルタなどの損失を軽減できるため、効率も改善できる。しかし、力率改善するために従来は昇圧コンバータを追加していた。この昇圧コンバータの損失が増えたために、力率は改善できても効率は逆に悪化していた。コンデンサインプット方式の整流回路の力率悪化原因は、交流電源５９の尖頭電圧に近くの短時間に充電するためである。コンデンサインプット方式をやめて、交流電源の電圧を平滑しないと、ゼロ電圧を含む異常に低い電圧の時間が存在して、この時間の電圧を電力変換すれば極端に効率が悪くなる。

本発明は、交流電源の電圧を判別して、その電圧が高い時間のみ、電力変換のために半導体スイッチをスイッチング動作させることで、効率を悪化させることなく効率改善を実現した。さらに、平滑用コンデンサ（図５のコンデンサ６５）が存在しないために、交流電源５９の投入時に流れていた突入電流も流れない。この突入電流の制限用のサーミスタ６０も不要であり、この損失も存在しない。

本発明は、交流電源の電圧が高い時間のみ電力変換するため、変換効率は良好である。交流電源の電流には無効電流が含まれるが、従来のコンデンサインプット式に比較すると、無効電流は少ない。例えば、１００Ｖ交流電源を直流１６Ｖ５Ａ８０ＷのＡＣアダプタの場合に、従来方式の場合、力率が０．５５、効率が８４％であったのに対して、本発明では、力率は０．９１、効率は８９％である。その結果、交流電源の電流は、１．７３Ａから０．９９Ａに、約４３％軽減できることを意味している。

コンデンサインプット式を止めて、交流電源の絶対値電圧が高い時間に、交流電源より電力供給を受けるように、判別回路を備える。交流電源の停電時の電圧保持と負荷のリップル電圧を少なくする目的に、電圧保持用コンデンサを備える。交流電源の絶対値電圧が低い時間に、電圧保持用コンデンサの電圧を負荷に供給するコンバータ回路を備える。電圧保持用コンデンサは交流電源の絶対値電圧が高い時間に予め充電する。

図１に、本発明による基本的な回路図を示す。交流電源１は、ダイオード２とダイオード３の接続点と、ダイオード４とダイオード５の接続点にそれぞれ接続する。ダイオード２〜５はブリッジ構成で全波整流回路ある。ダイオード２とダイオード４接続点の正電圧端子は、トランス７の１次巻線の巻始め端子（黒点印）と判別回路１２に接続する。ダイオード３とダイオード５接続点の負電圧端子は半導体スイッチ６を経由して、トランス７の１次巻線の巻終り端子に接続する。トランス７の２次巻線の巻終り端子はダイオード８を経由して、コンデンサ９と検知回路１０と負荷１１に接続する。トランス７の２次巻線の巻始め端子（黒点印）は、コンデンサ９と検知回路１０と負荷１１に接続する。検知回路１０の誤差増幅信号は制御回路１３に接続する。制御回路１３のパルス幅信号は、判別回路１２に接続する。判別回路１２の間欠パルス幅信号は半導体スイッチ６のゲート端子に接続する。

図６を用いて図１の動作を説明する。波形７３は交流電源１の電圧波形である。波形７４は半導体スイッチ６のゲート信号波形である。波形７５は交流電源１の電流波形である。波形７６は負荷１１の端子電圧波形である。判別回路１２は、交流電源１の全波整流電圧が高い時間を判別している。この判別電圧の値は、定電圧ダイオードなどの固定した電圧と比較して判別することもできるが、交流電源１の実効電圧が１００Ｖｒｍｓから２４０Ｖｒｍｓのようにワイドレンジに変化する場合には、交流電源１を整流平滑した電圧と比較して判別する方が良い。交流電源１の実効電圧が１００Ｖｒｍｓから２４０Ｖｒｍｓに変化しても、電流波形７５の通電時間比率が一定にできる。例えば、交流電源１の実効電圧１００Ｖｒｍｓであるときには、図６の波形７３の通り、その尖頭電圧は約１４１Ｖである。このとき、判別電圧が約６８Ｖ（＝１４１＊０．６）であれば、電流波形７５の通電時間比率は約８０％である。つまり、交流電源１の周波数が５０Ｈｚのときは、通電時間が約８ｍｓで、休止時間が約２ｍｓである。交流電源１の実効電圧２４０Ｖｒｍｓであるときには、尖頭電圧は約３３９Ｖである。このとき、判別電圧は比例して約２０３Ｖ（＝３３９＊０．６）であれば、電流波形７５の通電時間比率は約８０％である。

次に、電流波形７５の通電時間の動作を説明する。検知回路１０では負荷１１の電圧を検知して、検知回路１０に内蔵の基準電圧と比較して、その誤差電圧を増幅した信号を制御回路１３に送る。この信号は絶縁のためにフォトカプラなどの光信号伝達する。制御回路１３では、この誤差増幅信号をパルス幅信号に変換する。負荷１１の電圧が基準電圧より低いときは、パルス幅信号のパルス時間を長くすることで、トランス６７の電流を増やす。これは、負荷１１の電圧を一定に安定させる動作である。負荷１１の電流が変化していなければ、その消費電力が一定であるため、交流電源１の電流の値は、交流電源１の電圧に逆比例して、図６の波形７５の形になる。交流電源１の電圧が、約６８Ｖ以下の低い時間は半導体スイッチ６を開させる。このとき、波形７６の通り、負荷１１の電圧が低下する。でも、コンデンサ９の容量を大きくすることで、その電圧低下を補える。

図２は、図１より効率改善した本発明の回路図である。交流電源１４は、半導体スイッチ１６とダイオード１８を経由して、トランス２０の第１の１次巻線に接続するとともに、半導体スイッチ１７とダイオード１９を経由して、トランス２０の第２の１次巻線に接続する。判別制御回路１５は、交流電源１４に接続する。トランス２０の２次巻線の巻終り端子はダイオード２１を経由して、コンデンサ２２と検知回路２３と負荷２４に接続する。トランス２０の２次巻線の巻始め端子（黒点印）は、コンデンサ２２と検知回路２３と負荷２４に接続する。検知回路２３の誤差増幅信号は判別制御回路１５に接続する。判別制御回路１５の間欠パルス幅信号は半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７のゲート端子に接続する。

図６を用いて図２の動作を説明する。波形７３は交流電源１４の電圧波形である。波形７４は半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７のゲート信号波形である。波形７５は交流電源１４の電流波形である。波形７６は負荷２４の端子電圧波形である。図２の基本的動作は、図１と同様である。図１では、ダイオード２〜５のブリッジ回路で全波整流したが、図２は、交流電源１４の負電圧時に動作する半導体スイッチ１６と、正電圧時に動作する半導体スイッチ１７を備えている。ダイオード１８は、交流電源１４が正電圧時に阻止して、ダイオード１９は、交流電源１４が負電圧時に阻止している。交流電源１４が約６８Ｖ以上の高い電圧の時は、半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７のゲートに波形７４の電圧が印加しているために開閉動作する。交流電源１４が正電圧の時は、ダイオード１８で阻止されて、半導体スイッチ１６には電流が流れないが、半導体スイッチ１７とダイオード１９とトランス２０の第２の１次巻線に電流が流れる。

このとき、巻始め（黒点印）に正の電圧が印加される。トランス２０の２次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、ダイオード２１で阻止される。トランス２０の第１の１次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、ダイオード１８で阻止される。その後、半導体スイッチ１７が開すると、トランス２０は電流を流れ続けようと黒点印を負とする逆起電力を発生させる。このとき、半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７が開しているために、第１と第２の１次巻線には電流が流れない。２次巻線からダイオード２１を経由して、コンデンサ２２を充電するとともに負荷２４に電力を供給する。

交流電源１４が負電圧の時は、ダイオード１９で阻止されて、半導体スイッチ１７には電流が流れないが、半導体スイッチ１６とダイオード１８とトランス２０の第１の１次巻線に電流が流れる。このとき、巻始め（黒点印）に正の電圧が印加される。トランス２０の２次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、ダイオード２１で阻止される。トランス２０の第２の１次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、ダイオード１９で阻止される。その後、半導体スイッチ１６が開すると、トランス２０は電流を流れ続けようと黒点印を負とする逆起電力を発生させる。このとき、半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７が開しているために、第１と第２の１次巻線には電流が流れない。２次巻線からダイオード２１を経由して、コンデンサ２２を充電するとともに負荷２４に電力を供給する。

図１は、交流電源１からダイオード２とトランス７の１次巻線と半導体スイッチ６とダイオード５を経由して電流が流れる。このため、ダイオード２とダイオード５の２っの順方向損失が発生する。これに比較して図２は、交流電源１４からトランス２０の１次巻線とダイオード１９と半導体スイッチ１７を経由して電流が流れる。このため、ダイオード１９の１つの順方向損失に軽減できる。これにより、図２は図１に比較して、約１％の効率改善を実現できる。ダイオード１８とダイオード１９には、交流電源１４の尖頭電圧の２倍電圧（２８２Ｖ＝１４１Ｖ＊２）が印加される。交流電源１４の電圧が、２４０Ｖｒｍｓを考慮して、８００Ｖ以上の耐圧品を採用する。
図２の半導体スイッチ１６と半導体スイッチ１７は、電界効果トランジスタである。電界効果トランジスタは構造から逆方向（ソースからドレイン）に導通する特性があるため、ダイオード１８とダイオード１９を用いている。逆方向が導通しない特性の半導体スイッチを用いた場合は、ダイオード１８とダイオード１９は不要である。

図３は、効率が最も良い本発明の回路図である。交流電源２５は、半導体スイッチ２８と半導体スイッチ３１を経由して、トランス３２の第１の１次巻線に接続するとともに、半導体スイッチ３０と半導体スイッチ２９を経由して、トランス３２の第２の１次巻線に接続する。判別回路２６と判別制御回路２７は、交流電源２５に接続する。トランス２０の２次巻線の巻終り端子は、検知制御回路３４とコンデンサ３５と負荷３６に接続する。トランス３２の２次巻線の巻終始め端子（黒点印）は半導体スイッチ３３を経由して、検知制御回路３４とコンデンサ３５と負荷３６に接続する。検知制御回路３４の同期整流信号は半導体スイッチ３３のゲート端子に接続する。トランス３２の２次巻線と半導体スイッチ３３の接続点を検知制御回路３４に接続する。検知制御回路３４の誤差増幅信号は判別制御回路２７に接続する。判別制御回路２７の間欠パルス幅信号は半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９のゲート端子に接続する。判別回路２６の極性判別信号は半導体スイッチ３０と半導体スイッチ３１に接続する。

図６を用いて図３の動作を説明する。波形７３は交流電源２５の電圧波形である。波形７４は半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９のゲート信号波形である。波形７５は交流電源２５の電流波形である。波形７６は負荷３６の端子電圧波形である。図３の基本動作は図２と同様である。図２のダイオード１８の代わりに図３では半導体スイッチ３１を備えている。ダイオード１９代わりに半導体スイッチ３０を備えている。ダイオード２１代わりに半導体スイッチ３３を備えている。半導体スイッチ３１は、交流電源２５が正電圧時に阻止して、半導体スイッチ３０は、交流電源２５が負電圧時に阻止している。交流電源２５が約６８Ｖ以上の高い電圧の時は、半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９のゲートに波形７４の電圧が印加しているために開閉動作する。交流電源２５が正電圧の時は、判別回路２６の極性判別信号により、半導体スイッチ３１は開して半導体スイッチ３０は閉する。交流電源２５が負電圧の時は、判別回路２６の極性判別信号により、半導体スイッチ３１は閉して半導体スイッチ３０は開する。

交流電源２５が正電圧の時は、半導体スイッチ３１が開で阻止されて、半導体スイッチ２８には電流が流れないが、半導体スイッチ３０が閉しているため、半導体スイッチ２９を経由してトランス３２の第２の１次巻線に電流が流れる。このとき、巻始め（黒点印）に正の電圧が印加される。トランス３２の２次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、半導体スイッチ３３は開で阻止される。トランス３２の第１の１次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、半導体スイッチ３１が開で阻止される。その後、半導体スイッチ２９が開すると、トランス３２は電流を流れ続けようと黒点印を負とする逆起電力を発生させる。このとき、半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９が開しているために、第１と第２の１次巻線には電流が流れない。このとき、検知制御回路３４が半導体スイッチ３３を閉させるために、トランス３２の逆起電力により、２次巻線から半導体ダイオード３３を経由して、コンデンサ３５を充電するとともに負荷３６に電力を供給する。

交流電源２５が負電圧の時は、半導体スイッチ３０が開で阻止されて、半導体スイッチ２９には電流が流れないが、半導体スイッチ３１が閉しているため、半導体スイッチ２８を経由してトランス３２の第１の１次巻線に電流が流れる。このとき、巻始め（黒点印）に正の電圧が印加される。トランス３２の２次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、半導体スイッチ３３は開で阻止される。トランス３２の第１の１次巻線の巻始め（黒点印）にも、正の電圧が発生するが、半導体スイッチ３０が開で阻止される。その後、半導体スイッチ２８が開すると、トランス３２は電流を流れ続けようと黒点印を負とする逆起電力を発生させる。このとき、半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９が開しているために、第１と第２の１次巻線には電流が流れない。

このとき、検知制御回路３４が半導体スイッチ３３を閉させるために、トランス３２の逆起電力により、２次巻線から半導体ダイオード３３を経由して、コンデンサ３５を充電するとともに負荷３６に電力を供給する。この図３は、図２のダイオードを半導体スイッチに置換えているため、ダイオードの順電圧損失は存在しない。半導体スイッチはオン抵抗損失（閉時の損失）があるものの、近年、半導体スイッチは、オン抵抗（閉時の内部抵抗）が小さいＦＥＴ（電界効果トランジスタ）安価で使える。図３は、図１に比較して、約６％の効率改善を実現できる。
図２と同様に図３の半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９が、逆方向が導通しない特性の半導体スイッチを用いた場合は、半導体スイッチ３０と半導体スイッチ３１は不要である。

図１（図２と図３も同様）は、図６の波形７６の通り、負荷１１の電圧には、リップル電圧（脈動電圧）が多く含まれる。停電時の保持時間も短い。この欠点を補う回路として、図４を示す。交流電源３７は、ダイオード３８とダイオード３９の接続点と、ダイオード４０とダイオード４１の接続点にそれぞれ接続する。ダイオード３８〜４１はブリッジ構成で全波整流回路ある。ダイオード３８とダイオード４０接続点の正電圧端子は、トランス５３の１次巻線の巻始め端子（黒点印）と判別制御回路４４とコンデンサ４２に接続する。ダイオード３９とダイオード４１接続点の負電圧端子は、コンデンサ４２とコンデンサ４３と判別制御回路４４と半導体スイッチ４６と半導体スイッチ５１とトランス５３の補助巻線の巻始め端子に接続する。

トランス５３の１次巻線の巻終り端子は半導体スイッチ５１とコンデンサ４９に接続する。ダイオード４５とコンデンサ４９とインダクタ５０を接続するとともに、インダクタ５０を経由してトランス５３の補助巻線の巻終り端子に接続する。コンデンサ４３の正端子はダイオード４５とサージ吸収素子４７とトランス５２の１次巻線の巻始め端子に接続する。トランス５２の１次巻線の巻終り端子は、半導体スイッチ４６とダイオード４８に接続するとともに、ダイオード４８を経由してサージ吸収素子４７に接続する。トランス５２の２次巻線はダイオード５４を経由して、コンデンサ５６と検知回路５７と負荷５８に接続するとともに、ダイオード５５を経由してトランス５３の２次巻線にも接続する。検知回路５７の誤差増幅信号は絶縁して、判別制御回路４４に接続する。判別制御回路４４の間欠パルス幅信号は、それぞれ、半導体スイッチ４６と半導体スイッチ５１のゲート端子に接続する。

図７を用いて図４の動作を説明する。波形７７は交流電源３７の全波整流の電圧波形であり、コンデンサ４２の電圧波形である。波形７８はコンデンサ４３の電圧波形である。波形７９は半導体スイッチ５１のゲート電圧波形である。波形８０は半導体スイッチ４６のゲート電圧波形である。波形８１は交流電源３７の電流波形である。波形８２は負荷５８の端子電圧波形である。時間８３は交流電源３７の停電時の電圧保持時間である。

ブリッジ構成のダイオード３８〜４１で全波整流の電圧を判別制御回路４４で判別する。ダイオード３８〜４１の全波整流の電圧が高い時（例：６８Ｖ以上）は半導体スイッチ５１を開閉（図７の波形７９）して、この全波整流の電圧が低い時（例：６８Ｖ以下）は、半導体スイッチ４６を開閉（図７の波形８０）する。コンデンサ４２は停電時の電圧保持用でなく、スイッチングノイズ吸収用であり、１０μＦ以下のフィルムコンデンサを採用する。半導体スイッチ５１が閉すると、トランス５３の１次巻線に、全波整流電圧が印加する。このとき、トランスの巻線は黒点印を正とする電圧極性であるため、２次巻線はダイオード５５で阻止されて、補助巻線はダイオード４５で阻止される。その後、半導体スイッチ５１が開すると、１次巻線に流れていた電流は、流れ続けようと黒点印を負とする逆起電力が発生するために、２次巻線からダイオード５５を経由して、コンデンサ５６を充電するとともに、負荷５８に電力を供給する。

同時に補助巻線からもインダクタ５０とダイオード４５を経由して、コンデンサ４３を充電する。インダクタ５０はコンデンサ４３の電圧が低いときでも２次巻線から負荷５８に電力を供給するために備えている。つまり、インダクタ５０の働きで負荷５８の電圧にリップル電圧は小さくなり波形８２の通りに出来る。コンデンサ４９はトランス５３の巻線間のリーケージインダクタンスにより半導体スイッチ５１に発生するスパイク電圧をクランプするために備えている。よって、半導体スイッチ５１が印加されるスパイク電圧に耐えられる場合にはコンデンサ４９は不要である。検知回路５７は負荷５８の電圧を検知して検知回路５７内部の基準電圧との誤差電圧を増幅する。この誤差増幅信号はフォトカプラで絶縁して判別制御回路４４に送る。判別制御回路４４でパルス幅信号に変換して半導体スイッチ５１の開閉時間を制御する。

次に、全波整流電圧が低いときには、半導体スイッチ５１の開閉が停止するが、半導体スイッチ４６が開閉を開始する。半導体スイッチ４６が閉すると、トランス５２の１次巻線にコンデンサ４３の電圧が印加される。このとき、黒点印を正とする電圧であるため、２次巻線の電圧はダイオード５４で阻止される。その後、半導体スイッチ４６が開すると、トランス５２の１次巻線に流れていた電流は流れ続けようと、トランス５２の２次巻線から、黒点を負とする逆起電力が発生して、ダイオード５４を経由して、コンデンサ５６を充電するとともに負荷５８に電力を供給する。ダイオード４８とサージ吸収素子４７は、トランス５２の巻線間のリーケージインダクタンスにより半導体スイッチ４６に発生するスパイク電圧をクランプするために備えている。よって、半導体スイッチ４６が印加されるスパイク電圧に耐えられる場合にはダイオード４８とサージ吸収素子４７は不要である。この一連の動作により、負荷５８とコンデンサ４３の電圧は波形８２の通り一定に保たれる。

先に述べたように、図１（図２と図３も同じ）では負荷電圧は、図６波形７６の通り、リップル電圧が大きく、保持時間が短い欠点がある。この欠点を補う方法として、図４を説明した。他の改善方法として、図１のコンデンサ９と負荷１１の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（直流電圧から直流電圧に変換する回路）を備えれば、同様にリップル電圧の低減と保持時間の改善が可能である。

本発明の回路図である。 本発明の回路図である。 本発明の回路図である。 本発明の回路図である。 従来の回路図である。 本発明の動作説明チャート図である。 本発明の動作説明チャート図である。 従来の動作説明チャート図である。

符号の説明

１：交流電源 ２〜５：ダイオード
６：半導体スイッチ ７：トランス
８：ダイオード ９：コンデンサ
１０：検知回路 １１：負荷
１２：判別回路 １３：制御回路
１４：交流電源 １５：判別制御回路
１６、１７：半導体スイッチ １８、１９：ダイオード
２０：トランス ２１：ダイオード
２２：コンデンサ ２３：検知回路
２４：負荷 ２５：交流電源
２６：判別回路 ２７：判別制御回路
２８〜３１：半導体スイッチ ３２：トランス
３３：半導体スイッチ ３４：検知制御回路
３５：コンデンサ ３６：負荷
３７：交流電源 ３８〜４１：ダイオード
４２、４３：コンデンサ ４４：判別制御回路
４５：ダイオード ４６：半導体スイッチ
４７：サージ吸収素子 ４８：ダイオード
４９：コンデンサ ５０：インダクタ
５１：半導体スイッチ ５２、５３：トランス
５４、５５：ダイオード ５６：コンデンサ
５７：検知回路 ５８：負荷
５９：交流電源 ６０：サーミスタ
６１〜６４：ダイオード ６５：コンデンサ
６６：半導体スイッチ ６７：トランス
６８：ダイオード ６９：コンデンサ
７０：検知回路 ７１：負荷
７２：制御回路 ７３〜８２：波形
８３：時間 ８４〜８８：波形
８９：時間

Claims (3)

1. 交流電源を直流電圧に変換する電源回路において、半導体スイッチとトランスとコンデンサと制御回路と判別回路を備えて、前記制御回路は前記半導体スイッチをパルス幅制御して、前記判別回路は前記交流電源がある決められた電圧より高い時間に、前記半導体スイッチを開閉動作する回路構成を特徴としたスイッチング電源回路。
2. 交流電源の正電圧時間に動作する第１の半導体スイッチと、負電圧時間に動作する第２の半導体スイッチを備えたことを特徴とする請求項１のスイッチング電源回路。
3. 交流電源の電圧が高い時間に充電しするコンデンサを備えて、交流電源の電圧が低い時間に前記コンデンサの電荷を負荷に供給することを特徴とする請求項１のスイッチング電源回路。

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