JP2005326345A - 距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】 狭い放射周波数帯域においても、近距離まで精度良く計測可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供する。
【解決手段】 発信部１２は、周波数制御部１４により所定の送信周波数ｆの信号を出力する。送信部２０は、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。検出部３０はｘ軸上の複数の観測点（ｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２）にそれぞれ配置される複数の検出器を含む。各検出器は対応する観測点における定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）を検知する。解析信号生成部４２は受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を抽出して解析信号を生成する。フーリエ変換部４４は、解析信号をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出し、測定対象物までの距離を求める。
【選択図】 図１

Description

この発明は、距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関し、より特定的には、被測定対象物に対して放射した電磁波から測定対象物との距離を計測する距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関する。

現在汎用されているマイクロ波を利用した被検出対象物との距離測定方法は、ＦＭＣＷ（周波数変調持続波）方式とパルス・レーダ方式とに大別される。

ＦＭＣＷ方式とは、周波数掃引した連続波を発信し、放射信号と反射信号との周波数差から被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献１参照）。

一方、パルス・レーダ方式とは、パルス信号を発信してからそれが測定対象で反射して戻ってくるまでの時間を計測することにより、被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献２参照）。

上記の２つの計測方式は、いずれも高い計測精度を有する反面、それぞれ、以下に示す問題点を抱えている。

最初に、ＦＭＣＷ方式については、計測精度は、計測精度＝光速／（２×周波数の掃引幅）の関係式で表わされるように、放射周波数の掃引幅によって決まることから、高い精度を得るためには広い帯域幅を使用する必要がある。しかしながら、距離測定装置が通常使用する、移動体検知センサ用として電波法で区分されている２４．１５ＧＨｚの周波数帯域においては、特定小電力無線の規制によって、帯域幅は、実効周波数２４．１〜２４．２ＧＨｚの０．１ＧＨｚに使用が制限されている。このため、ＦＭＣＷ方式のマイクロウェーブ式レベル計の屋外での使用については、十分な帯域幅が得られないという理由から、計測精度に限界が生じてしまい、また、近距離計測が難しくなることとなる。

次に、パルス・レーダ方式については、放射器において非常に短い電気的パルスを発生させるためには、成分的には広い電波帯域幅が必要とされる。例えば、２ｎ秒のインパルスを発生させるために必要な帯域幅は２ＧＨｚとなる。したがって、この場合も、電波法の定める帯域幅の制限を受けて、屋外での使用が制限されることとなり、より短い電気的パルスが使用できないため、近距離計測が難しくなることとなる。

したがって、これらの問題を解決するためには、電波法で定められている電波帯域や放射利得を満足し、かつ、計測距離にかかわらず、特に近距離測定においても高い計測精度を維持することが必要とされる。

上記の２つの計測方式では、使用帯域幅が広いことから、電波法で分類される特定小電力無線として利用することはできないが、出力パワーを抑えた微弱電力無線として利用することが可能である。しかしながら、放射信号の出力電力を下げることによって、反射信号の電力も非常に小さくなるため、遠距離の計測を行なう場合にノイズの影響を受けやすいという問題が生じる。

さらに、最近では、近距離であっても高い測定精度を有する距離測定装置が提案されている（たとえば特許文献３参照）。

図１４は、特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。

図１４を参照して、距離測定装置は、所定の周波数の信号を出力する発信源６０と、発信源６０の出力信号と同一周波数の電磁波を放出する送信部７０と、送信部７０から放出された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）と測定対象物Ｍ_１〜Ｍ_ｎ（ｎは自然数）にて反射した反射波Ｒとが干渉して形成された定在波Ｓの振幅を検知するための検出部８０と、検出部８０の検出信号から測定対象物Ｍ_ｋ（ｋはｎ以下の自然数）までの距離を算出する信号処理部９０とを備える。

発信源６０は、発信部６２と周波数制御部６４とを含む。発信部６２は、周波数制御部６４が制御する一定の周波数ｆの信号を送信部７０に対して出力する。周波数制御部６４は、発信部６２に送った周波数ｆに関する情報を信号処理部９０にも出力する。

ここで、図１４の距離測定装置における計測方式の原理について、簡単に説明する。

まず、図１４に示すように、送信部７０から放出された進行波Ｄと測定対象物Ｍ_ｋにて反射した反射波Ｒとが干渉することによって、送信部７０と測定対象物Ｍ_ｋとの間の伝搬媒質中に定在波Ｓが形成される。

このとき、定在波Ｓをｘ軸上の観測点ｘｓに設けられた検出部８０で観測して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、進行波Ｄの周波数ｆに対して正弦波関数（ｃｏｓ関数）となる。特に、複数の測定対象物からの反射がある場合には、各測定対象物に対応して互いに異なる周期の正弦波が複数合成されたものとなる。各正弦波の周期は、観測点から測定対象物Ｍ_ｋまでの距離に逆比例の関係にある。図１４の距離測定装置は、この性質を利用して測定対象物Ｍ_ｋまでの距離を測定するものである。

すなわち、送信部７０から放出された進行波Ｄが

で表わされるとき、各測定対象物までの距離をｄ_ｋとすれば、各測定対象物Ｍ_ｋによる反射波Ｒは、次のように表わすことができる。

ただし、ｃは光速、ｆは送信周波数、Ａは進行波Ｄの振幅レベル、ｄ_ｋは測定対象物Ｍ_ｋまでの距離である。また、γ_ｋは測定対象物Ｍ_ｋの反射係数の大きさで伝搬損失を含む。φ_ｋは反射における位相シフト量である。

定在波Ｓは、進行波Ｄと反射波Ｒとの加法的合成によって発生し、そのパワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、式（１），（２）より、

で表わされる。一般に、進行波Ｄに比べて反射波Ｒのレベルは非常に小さく、γ_ｋ≪１であると考えられるので、γ_ｋの２次以上の項をほぼ０とみなして無視することができる。したがって、受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、次式のように表わされる。

図１５は、１つの測定対象物が距離ｄの位置にあるときに、ｘ＝ｘ_ｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。

図１５を参照して、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）は、周波数ｆに対して周期的であり、その周期はｃ／２ｄであり、距離ｄに反比例することが分かる。したがって、この受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して周期情報を抽出すれば、測定対象物までの距離ｄを求めることができる。なお、式（３）の受信パワー信号ｐ（ｆ，０）にフーリエ変換公式

を適用して得られるプロファイルＰ（ｘ）は、式（６）のようになる。

ただし、

ｆ_０は送信周波数帯域の中間周波数、ｆ_Ｗは送信周波数の帯域幅である。

このように、図１４の距離測定装置においては、測定対象物Ｍ_ｋまでの距離は、進行波の送信周波数に対する受信パワー信号の変動周期にのみ依存し、送信部７０によって電磁波を発信してから検出部８０に戻ってくるまでの時間の影響を受けないことから、これまでのＦＭＣＷ方式およびパルス・レーダ方式に対して、近距離においても、より高い精度で測定することができる。
特開平７−１５９５２２号公報 特表平８−５１１３４１号公報 特許第３４６１４９８号公報

ここで、図１４に示す従来の距離測定装置においては、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０）を式（６）にてフーリエ変換することから、送信周波数帯域幅ｆ_Ｗにおいて、受信パワー信号に１周期以上の周期性がなければ、正確な周期情報を抽出することができない。

図１６は、ｆ_０＝２４．０３７５ＧＨｚ、ｆ_Ｗ＝７５ＭＨｚ、γ_ｋ＝０．１およびφ_ｋ＝πの条件下において、測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋを０ｍから５ｍまでの間で変化させたときのプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を式（４），（６）を用いて数値計算により求めたものである。なお、進行波のレベルＡ^２を引いた、ｐ（ｆ，０）−Ａ²をフーリエ変換しているので、式（４）の第１項は除去されている。

図１６を参照して、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、式（６）の第２項の成分と第３項の成分とに対応して、ｘが正となる領域とｘが負となる領域とにおいてそれぞれ極大値を有する波形となる。従来の距離測定装置においては、測定対象物Ｍ_ｋは必ずｘが正の領域に位置することから、この波形のうちの一方の領域（ｘ＞０）の極大値を抽出し、極大値に対応するｘの値を測定対象物Ｍ_ｋの位置としている。

しかしながら、距離ｄが小さいときには、図１６に示すように、プロファイル｜Ｐ（ｘ）｜のピークは正確な測定対象物Ｍ_ｋの位置を示さなくなる。これは、距離ｄが小さくなるに伴なって、２つの極大値が互いに干渉し合うことによって、波形が乱れてしまうことによる。図１６の場合では、距離ｄが２ｍ以上では正確に測距できるが、距離ｄが２ｍ以下となると、正しい計測値が得られていないことが分かる。

図１７は、図１６のプロファイルから導かれる測定対象物Ｍ_ｋまでの距離（計測値）と実際の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。

図１７を参照して、測定対象物Ｍ_ｋまでの距離が２ｍ以上においては、計測値は実際の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離に正確に一致しているが、２ｍ以下では、測定精度が著しく劣ってしまうことが分かる。これは、図１６に示す近距離でのプロファイルの乱れによるものであり、２ｍが測距できる距離の限界であることを示唆している。

詳細には、距離ｄ＝２ｍのときには、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の周期は、ｃ／（２×２）＝７５ＭＨｚとなることから、送信周波数帯域幅ｆ_Ｗ＝７５ＭＨｚはちょうど受信パワー信号の１周期分の帯域に相当する。したがって、これより短い周期となるような、より長い距離であれば正しい計測値が得られることから、最小検出距離ｄ_ｍｉｎは、

で表わすことができる。

ここで、先述のように、当該距離測定装置を特定小電力無線として使用する場合は、使用できる周波数帯域幅が国内電波法によって制限される。たとえば「移動体検知センサ」においては、２４．１５ＧＨｚ帯での周波数帯域を使用したとすると、占有周波数帯域幅の許容値は７６ＭＨｚと規定される。したがって、図１６の場合と同様に、約２ｍ以下の近距離の位置計測において、計測結果に大きな誤差を生じることとなる。

以上に述べた計測誤差は、受信パワー信号が１周期成分以下となる近距離に特有の問題点であるが、１周期成分以上の周期性が含まれる距離（中距離および遠距離）の場合であっても、計測結果に数ｃｍの誤差が生じる。

図１８は、測定対象物Ｍ_ｋまでの距離が中距離レベルのときのプロファイルから得られる計測値と実際の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。

図１８を参照して、測定対象物Ｍ_ｋを中距離レベルである距離ｄ＝４．９ｍからｄ＝５．０ｍまでの区間を２ｍｍごとに位置変化させたときには、計測結果に約±２．５ｃｍ程度の誤差が生じていることが分かる。

図１９は、測定対象物Ｍ_ｋをさらに遠距離レベル（ｄ＝１０ｍ）まで位置変化させたときの計測誤差を示す図である。

図１９から明らかなように、測定対象物Ｍ_ｋが当該距離測定装置から遠距離であって、受信パワー信号に十分な周期成分が見られる距離ｄ＝１０ｍの地点に位置するときにおいても、計測結果には、約±５ｃｍ程度の誤差が生じている。

この計測誤差を低減する手段としては、第１に、受信パワー信号をフーリエ変換する際に、受信パワー信号から少なくとも１周期成分が含まれる信号範囲を抽出してフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。

第２に、送信周波数の使用帯域幅は同一とし、送信する初期の周波数をわずかにずらせることによって得られた受信パワー信号をフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。

図２０は、受信パワー信号をかかる手段に従って多重処理したときの処理結果である。図２０から明らかなように、計測結果に見られる誤差は、距離ｄが１０ｍに至る範囲において、約±１ｃｍ程度にまで改善される。

しかしながら、このような多重処理は、複数のフーリエ変換処理を含むことから、処理に相当な時間が必要となり、即応性を必要とする用途には不向きであるという問題点を有する。

さらに、図１４の距離測定装置では、測定対象物Ｍ_ｋが等速で計測軸（ｘ軸）上を移動している場合においても、計測結果に誤差が生じるという問題がある。

詳細には、測定対象物Ｍ_ｋが移動している場合、検出部８０で検出される定在波Ｓの受信パワー信号においては、受信周波数が送信周波数ｆに対して伝搬媒質の時間的変化に比例した周波数だけシフトするという、ドップラーシフトが生じる。このときのシフト量は、測定対象物Ｍ_ｋが接近する場合には受信周波数を下げる方向に、測定対象物Ｍ_ｋが離れる場合では受信周波数を上げる方向に作用する。

図２１は、測定対象物Ｍ_ｋがｘ軸上を等速移動しているときの計測結果の一例を示す図である。図２１の計測においては、たとえば、距離ｄ＝５ｍに位置する測定対象物Ｍ_ｋが静止状態から速度２．０ｍ／秒で前後に等速移動しているものとする。また、送信周波数については、使用帯域幅内で上昇させながら掃引する上昇掃引と、使用帯域幅内で下降させながら掃引する下降掃引とを行なうものとする。

図２１を参照して、計測結果は、上昇掃引時（実線に相当）および下降掃引時（点線に相当）ともに、測定対象物Ｍ_ｋの移動体速度が増加するにつれ、実際の測定対象物Ｍ_ｋの位置（５ｍ）に対する誤差が大きくなることが分かる。なお、いずれの掃引時においても、計測結果が０ｍで折り返された波形を示すが、これは、ＦＦＴ処理結果のうちの正の結果のみを抽出する従来の距離測定方法に起因するものである。

このような計測誤差を低減する手段としては、送信周波数を上昇掃引して得られる受信パワー信号をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第１の位置情報とも称する）と、送信周波数を下降掃引して得られる受信パワー信号をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第２の位置情報とも称する）とを求め、第１および第２の位置情報を平均化する補正処理を行なうことによって、移動する測定対象物の位置を検出する方法が挙げられる。

この方法に従って補正処理をした結果を、図２１中に太い実線で示す。掃引時間２０ｍ秒においては、移動体速度が±０．８ｍ／ｓ未満となる範囲において、正しい測定対象物Ｍ_ｋの位置である５ｍが算出されている。

図２２は、図２１の計測をさらに掃引時間を短くしたときの計測結果の一例を示す図である。図２２の計測は、測定対象物Ｍ_ｋの距離（ｄ＝５ｍ）および移動体速度については、図２１と同一条件とし、掃引時間のみを２０ｍ秒から１０ｍ秒に短縮させて行なったものである。

図２２を参照して、上昇掃引時（実線に相当）および下降掃引時（点線に相当）のいずれにおいても、測定対象物Ｍ_ｋの移動体速度が大きくなるにしたがって計測結果の誤差が増加する。この傾向は図２１に示す掃引時間２０ｍ秒の結果と共通する。さらに、これらの計測結果に上記の補正処理を施すと、図２２の太い実線で示す結果が得られる。

この補正処理の結果から明らかなように、掃引時間を短くすることによって、正しい測定対象物Ｍ_ｋの位置が得られる移動体速度の範囲が±−１．５ｍ／ｓ未満となり、補正できる測定対象物Ｍ_ｋの速度範囲が広がっていることが分かる。

しかしながら、このような方法では、補正処理ができる測定対象物Ｍ_ｋの速度範囲が、送信周波数の掃引時間に依存することから、高速で移動する測定対象物Ｍ_ｋを対象とするときには、掃引時間を短く、すなわち掃引速度を高速にしなければならず、安定して高速可変が可能な発振器が新たに必要となる。

それゆえ、この発明のある目的は、狭い放射周波数帯域においても、近距離まで精度良く計測可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。

この発明の別の目的は、移動する測定対象物においても、正確に測距可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。

この発明のある局面によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定装置であって、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力する発信源と、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射する送信部と、電磁波と電磁波の反射波とによって測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出する検出部と、検出した定在波のパワー信号と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備える。検出部は、電磁波の進行方向を検出軸として、検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置され、各々が対応する観測点での定在波のパワー信号を検出する複数の検出器を含む。信号処理部は、複数の検出器で検出された複数の定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成する解析信号生成手段と、解析信号を、定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値から測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む。

好ましくは、複数の観測点は、検出軸上であって、送信部と測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる。

好ましくは、測定対象物は、少なくとも１個以上とする。

好ましくは、発信源は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含む。信号処理部は、上昇掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む。

この発明の別の局面によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定方法であって、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波と電磁波の反射波とによって測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出するステップと、検出した定在波のパワー信号と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを備える。定在波のパワー信号を検出するステップは、電磁波の進行方向を検出軸として、検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置される複数の検出器において、対応する観測点での定在波のパワー信号を検出するステップを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、複数の定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成するステップと、解析信号を定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値から測定対象物までの距離を求めるステップとを含む。

好ましくは、複数の観測点は、検出軸上であって、送信部と測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる。

好ましくは、測定対象物は、少なくとも１個以上とする。

好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む。

この発明の別の局面によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムであって、コンピュータに、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波と電磁波の反射波とによって測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出するステップと、検出した定在波のパワー信号と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させる。定在波のパワー信号を検出するステップは、電磁波の進行方向を検出軸として、検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置される複数の検出器において、対応する観測点での定在波のパワー信号を検出するステップをさらにコンピュータに実行させる。測定対象物までの距離を算出するステップは、複数の定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成するステップと、解析信号を定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値から測定対象物までの距離を求めるステップとをさらにコンピュータに実行させる。

好ましくは、複数の観測点は、検出軸上であって、送信部と測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる。

好ましくは、測定対象物は、少なくとも１個以上とする。

好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとをコンピュータに実行させる。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらにコンピュータに実行させる。

この発明によれば、制限された送信周波数帯域幅においても、測定対象物を距離０ｍから高い測定精度で測距可能な距離測定装置を実現することができる。

さらに、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。

図１を参照して、距離測定装置は、一定の送信周波数ｆの信号を発信する発信源１０と、発信された信号と同一の周波数ｆの電磁波を放出する送信部２０と、送信部２０から出力された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）と測定対象物Ｍ_１〜Ｍ_ｎにおいて反射された電磁波（以下、反射波Ｒとも称する）とが干渉して形成される定在波Ｓを検知する検出部３０と、検出部３０で検知された定在波Ｓの受信パワー信号を演算処理し、測定対象物Ｍ_１〜Ｍ_ｎとの距離ｄ_１〜ｄ_ｎを算出する信号処理部４０とを備える。

発信源１０は、一定の周波数ｆの信号を出力する発信部１２と、発信部１２の出力する信号の周波数ｆを制御する周波数制御部１４とを含む。

発信部１２は、たとえば電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）で構成され、周波数制御部１４からの制御信号に基づいて、所定の送信周波数ｆの信号を出力する。

周波数制御部１４は、たとえば位相検出器で構成され、信号処理部４０からの基準発振信号と発信部１２から帰還される帰還信号との位相差を検出し、ＶＣＯの発振周波数を上昇または下降させる制御信号を出力する。

発信部１２では、ＶＣＯがこの制御信号を受けて発振周波数を調整することにより、基準発振信号に対して周波数と位相とが一致し、かつ所定の送信周波数ｆに制御された信号が出力される。

送信部２０は、たとえばアンテナで構成され、アンテナと測定対象物Ｍ_１〜Ｍ_ｎとの間に存在する空気や水などの伝搬媒質中もしくは真空中に、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。

検出部３０は、たとえばアンテナや振幅検出器などの複数の検出器で構成される。各検出器は、ｘ軸上に設けた複数の観測点（たとえばｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２とする）ごとに配置される。複数の検出器は、対応する観測点（ｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２）における定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）をそれぞれ検知する。

信号処理部４０は、検出部３０に接続され、各観測点において検出した受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）を受ける。

信号処理部４０は、複数の受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）から解析信号を生成する解析信号生成部４２と、生成された解析信号をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出するフーリエ変換部４４とを含む。なお、解析信号生成部４２とフーリエ変換部４４とは、たとえばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）によって一体的に構成される。これにより、各部における演算処理は、予め記憶されたプログラムにしたがってソフトウェア的に実行される。

以上のように、本実施の形態に係る距離測定装置の構成は、図１４に示す従来の距離測定装置に対して、基本的な構成を同じくする。しかしながら、検出部３０において複数の観測点に対応して複数の検出器を設けた点と、信号処理部４０に解析信号生成部４２を含む点とにおいて、従来の距離測定装置とは異なっている。以下に、本実施の形態に従う距離測定方法について詳細に説明し、上記の相違点のもたらす効果について明示する。

最初に、本実施の形態に従う距離測定方法の測定原理について説明する。

図１に示す距離測定装置において、ある観測点ｘにおいて検知される定在波の受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、従来の距離測定装置における受信パワー信号の式（４）と同様に、

で表わされる。この式（８）を変形して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、

ただし、

となる。

ここで、基準とする観測点をｘ＝０とすると、ｘ＝０の受信パワー信号ｐ（ｆ，０）は、

である。この受信パワー信号ｐ（ｆ，０）において、振幅変化成分ｍ（ｆ）と位相変化成分θ（ｆ）とを算出して得られる解析信号ｐａ（ｆ，０）は、

で表わされる。

したがって、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）のプロファイルＰ（ｘ）は、式（１１）の解析信号ｐａ（ｆ，０）をフーリエ変換することにより、

となる。この式（１２）は、式（６）に示す従来の距離測定装置にて得られるプロファイルＰ（ｘ）と比較して、単一項の成分からなり、複数項の成分を含まないことが分かる。これは、位相変化成分θ（ｆ）を算出したことによって、式（６）中のｃｏｓ関数が複素正弦波関数ｅ^{ｊθ（ｆ）}に置き換えられたことによる。

ここで、ｃｏｓ関数から複素正弦波関数ｅ^{ｊθ（ｆ）}を導く方法には、一般的にヒルベルト変換が知られている。これによれば、ｃｏｓ関数から、これに直交するｓｉｎ関数を求めることで複素正弦波関数ｅ^{ｊθ（ｆ）}が得られる。しかしながら、ヒルベルト変換によって複素正弦波関数を生成するためには、基本となるｃｏｓ関数に十分な周期性が含まれることが必要とされる。したがって、本実施の形態のように、距離ｄが短く、ｃｏｓ関数に十分な周期性が認められない場合においては、ヒルベルト変換の適用は困難であるといえる。

これに対して、本実施の形態では、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）を各成分が既知の解析信号ｐａ（ｆ，０）に変換することによって、複素正弦波関数ｅ^{ｊθ（ｆ）}を導出する。本手法によれば、ｃｏｓ関数に周期性が含まれていることを必要としないため、周期性が見られない近距離においてもフーリエ変換からプロファイルＰ（ｘ）を得ることができる。

さらに、複素正弦波関数を含む解析信号ｐａ（ｆ，０）をフーリエ変換して得られるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、式（１２）から明らかなように、単一の極大値を有する。これにより、図１６の距離ｄが小さい領域において見られた、第２項成分と第３項成分との干渉によって生じるプロファイルの乱れを回避でき、近距離における計測誤差を軽減することができる。

そこで、本実施の形態では、定在波Ｓの観測点を複数個設け、各観測点において検出される受信パワー信号から、振幅変化成分ｍ（ｆ）および位相変化成分θ（ｆ）を求めて解析信号ｐａ（ｆ，０）を生成し、これをフーリエ変換することによって、近距離においても誤差のない距離測定方法を実現する。

詳細には、基準となる観測点ｘ＝０に新たに追加された２つの観測点ｘ＝ｘ_１，ｘ_２における受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）は、それぞれ、

となる。式（１１），（１３），（１４）より、位相変化成分θ（ｆ）は、

ただし、

また、振幅変化成分ｍ（ｆ）は、

がそれぞれ算出される。

さらに、解析信号の構築には直接必要はないが、定数成分Ａ^２も

により算出される。

式（１５），（１６）によって、振幅変化成分ｍ（ｆ）、位相変化成分θ（ｆ）が求められると、式（１１）に示す解析信号ｐａ（ｆ，０）が生成される。この解析信号ｐａ（ｆ，０）をフーリエ変換することにより、式（１２）に示すプロファイルＰ（ｘ）が得られる。

図２は、図１の距離測定装置において、以上に述べた測定原理を実現するための動作を示すフロー図である。

図２を参照して、まず計測に先立って、図１の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ_０、送信周波数範囲ｆ_Ｗ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ０１）。

周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ_０−ｆ_Ｗ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ０２）。

発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ０３）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍ_ｋに対して放出する。

次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄと測定対象物で反射された反射波Ｒとによって生成される定在波Ｓを検出する。このとき、検出部３０では、３つの観測点（ｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２）にそれぞれ配置された検出器によって、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）がそれぞれ検出される（ステップＳ０４）。

ステップＳ０３およびＳ０４に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ０６）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ_０＋ｆ_Ｗ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ０５）。

ステップＳ０５において、所定の周波数範囲ｆ_Ｗでの受信パワー信号の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）から解析信号ｐａ（ｆ，０）＝ｍ（ｆ）ｅ^{ｊθ（ｆ）}が算出される（ステップＳ０７）。

得られた解析信号ｐａ（ｆ，０）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ０８）。

最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ０９）。

図３は、ｆ_０＝２４．０３７５ＧＨｚ，ｆ_Ｗ＝７５ＭＨｚ，γ_ｋ＝０．１，φ_ｋ＝πの条件下において、の測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋを０ｍ≦ｄ_ｋ≦５ｍの範囲で変化させたときに、図１の距離測定装置において、受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めたものである。なお、３つの観測点（０，ｘ_１，ｘ_２）をそれぞれ（０，−２ｍｍ，−５ｍｍ）とし、フーリエ変換時の窓関数にはハミング窓を用いた。

図３から明らかなように、プロファイルＰ（ｘ）は、測定対象物Ｍ_ｋまでの距離ｄ_ｋが０ｍ≦ｄ_ｋ≦５ｍを満たす全範囲において、受信パワー信号の周期の位置に極大値を有する関数となっている。

図４は、図３に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。

図４に示すように、プロファイルＰ（ｘ）から得られる測定対象物の距離ｄ_ｋと実際の測定対象物までの距離とは、０ｍ≦ｄ_ｋ≦５ｍの全範囲において、１対１の関係が得られている。これにより、従来計測不可能であった距離が２ｍ以下の領域においても計測することができ、特にｄ＝０ｍからの測距が可能となる。

図５は、図４に示す関係のうち、測定対象物までの距離ｄ_ｋが中距離レベル（４．０ｍ≦ｄ_ｋ≦５．０ｍ）における計測結果を抽出して示す図である。

図５に示すように、測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋには、図で示されるような変動が見られず、誤差は非常に小さい。したがって、中距離以上に位置する測定対象物Ｍ_ｋに対しても、計測誤差を低減することができる。

図６は、上記測定対象物を第１の測定対象物Ｍ_ｋとして、さらにｘ＝１０ｍの位置に固定した第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１を追加したときに、図１の距離測定装置にて得られるプロファイルを示す図である。

図６によれば、プロファイルは、第１および第２の測定対象物にそれぞれ対応する極大値を独立的に有することが分かる。

図７は、図６に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる第１の測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋ（計測値）と実際の第１の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。さらに、図８は、図６に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１の距離ｄ_ｋ＋１（計測値）と実際の第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１までの距離との関係を示す図である。

図７および図８を参照して、測定対象物が２個存在するときにおいても、それぞれの位置は、誤差成分を含まずに正確に計測されていることが分かる。なお、２個以上の複数の測定対象物に対しても、独立して各対象物の測距が可能であることは言うまでもない。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、制限された送信周波数帯域幅においても、測定対象物を距離０ｍから高い測定精度で測距可能な距離測定装置を実現することができる。

［実施の形態２］
先の実施の形態では、距離０ｍから正確に測距可能な距離測定装置について提案した。本願発明の距離測定装置によれば、さらに、従来において問題視されてきた移動する測定対象物の距離の計測についても高精度に行なうことができる。本実施の形態では、本願発明の距離測定装置を用いた移動する測定対象物の測距について詳細に説明する。

初めに、本願発明に係る距離測定装置において、移動する測定対象物の測距は、基本的に従来の距離測定装置において説明したもの（図２１および図２２参照）と同様の手順で行なわれる。

詳細には、まず、送信周波数ｆの掃引方向を周波数帯域幅ｆ_Ｗの範囲で上昇させ（Δｆ＞０に相当）、得られた受信パワー信号からプロファイルＰ（ｘ）を算出する。得られたプロファイルから極大値を抽出して距離を計測し、計測結果と移動速度との相関を示す測定対象物Ｍ_ｋの第１の位置情報を求める。

次に、送信周波数ｆの掃引方向を周波数帯域幅ｆ_Ｗの範囲で下降させ（Δｆ＜０に相当）、得られた受信パワー信号からプロファイルＰ（ｘ）を算出する。得られたプロファイルＰ（ｘ）から極大値を抽出して距離を計測し、計測結果と移動速度との相関を示す測定対象物Ｍ_ｋの第２の位置情報を求める。

最後に、得られた第１の位置情報と第２の位置情報とを平均化する補正処理と行ない、真の測定対象物Ｍ_ｋの位置情報を求めるものである。

図９は、この発明の実施の形態２に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。

図９を参照して、距離測定装置は、実施の形態１の距離測定装置の信号処理部４０に、第１の位置情報と第２の位置情報との補正処理を行なう補正処理部４６を追加したものである。したがって、信号処理部４０についてのみ説明し、これ以外の共通する部分についての説明は繰り返さない。

信号処理部４０は、受信パワー信号から解析信号を生成する解析信号生成部４２と、解析信号をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出するフーリエ変換部４４と、プロファイルＰ（ｘ）から得られた位置情報を補正処理して真の位置情報を取得する補正処理部４６とを含む。

解析信号生成部４２は、送信周波数ｆの上昇掃引時および下降掃引時のそれぞれについて、得られた受信パワー信号から振幅変化成分ｍ（ｆ）および位相変化成分θ（ｆ）を算出して解析信号ｐａ（ｆ，０）を生成する。

フーリエ変換部４４は、得られた解析信号をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出する。上昇掃引時において、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を与える距離ｄ_ｋが第１の位置情報として取得される。同様に、下降掃引時において、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を与える距離ｄ_ｋが第２の位置情報として取得される。

補正処理部４６は、第１の位置情報と第２の位置情報との和を２分の１する、すなわち平均化する補正処理を行なう。処理結果である距離ｄ_ｋは、測定対象物Ｍ_ｋの真の位置情報として取得される。

以下に、第１および第２の位置情報とかかる情報から得られる真の位置情報との関係について、測定結果をもとに説明する。

図１０および図１１は、距離ｄ_ｋ＝５ｍに位置する測定対象物Ｍ_ｋが移動体速度２．０ｍ／秒で前後に等速移動しているときに、距離測定装置で検出される受信パワー信号の検出結果を示す図である。なお、距離測定装置における送信周波数の掃引時間は２０ｍ秒とする。

詳細には、図１０は、送信周波数ｆを下降掃引したときに得られる測定対象物Ｍ_ｋの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めた結果である。

図１０を参照して、下降掃引時には、移動速度が負（測定対象物Ｍ_ｋが接近することに相当）から正（測定対象物が離れることに相当）となる範囲で、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、距離が正から負にわたって極大値を示す。

一方、図１１は、送信周波数ｆを上昇掃引したときに得られる測定対象物Ｍ_ｋの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めた結果である。

図１１を参照して、上昇掃引時には、移動速度が負から正となる範囲で、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、距離が負から正にわたって極大値を示す。

図１２は、図１０および図１１に示すプロファイルから得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。

図１２を参照して、上昇掃引時の計測結果（図中の実線に相当）は、図１１のプロファイルを反映し、移動速度が負から正となる範囲で負から正へと単調増加する。上昇掃引時の計測結果は第１の位置情報として保持される。

一方、下降掃引時の計測結果（図中の点線に相当）は、図１０のプロファイルを反映し、移動速度が負から正となる範囲で正から負へと単調減少する。下降掃引時の計測結果は、第２の位置情報として保持される。

これらの第１および第２の位置情報を平均化する補正処理によって得られる計測結果は、図中の太い実線で示すように、測定対象物の移動速度の大小によらず正確に距離５ｍを保持している。

以上の計測結果を図２１および図２２に示す従来の計測結果と比較すると、従来の距離測定装置では、負の距離を測定できないために、計測結果は０ｍで折り返された波形となる。これに対して、本実施の形態では、第１および第２の位置情報ともに、計測結果は、負に至っても折り返されることなく直線性を保っている。このため、補正処理して得られる計測結果には、移動速度が大きいときにおいても誤差が見られない。したがって、本実施の形態によれば、移動する測定対象物においても、掃引時間に依存することなく、正確に位置を計測することができる。

図１３は、図９に示す距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。

図１３を参照して、まず計測に先立って、図９の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ_０、送信周波数範囲ｆ_Ｗ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ１０）。以下においては、送信周波数ｆを、周波数ステップΔｆごとに増加（上昇掃引に相当）、または周波数ステップΔｆごとに減少（下降掃引に相当）することによって、第１および第２の位置情報がそれぞれ検出される。

まず、上昇掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ_０−ｆ_Ｗ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ１１）。

発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ１２）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する。

次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄと測定対象物Ｍｋで反射された反射波Ｒとによって生成される定在波Ｓを検出する。このとき、検出部３０では、３つの観測点（ｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２）にそれぞれ配置された検出器によって、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）がそれぞれ検出される（ステップＳ１３）。

ステップＳ１２およびＳ１３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ１５）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ_０＋ｆ_Ｗ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ１４）。

ステップＳ１４において、所定の周波数範囲ｆ_Ｗでの受信パワー信号の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）から解析信号ｐａ（ｆ，０）＝ｍ（ｆ）ｅ^{ｊθ（ｆ）}が算出される（ステップＳ１６）。

さらに、得られた解析信号ｐａ（ｆ，０）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ１７）。

最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋを求めることができる（ステップＳ１８）。検出された距離ｄ_ｋは、第１の位置情報として補正処理部４６に送られる。

次に、下降掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ_０＋ｆ_Ｗ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ２１）。

発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍ_ｋに対して放出する（ステップＳ２２）。

次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄと測定対象物Ｍ_ｋで反射された反射波Ｒとによって生成される定在波Ｓを検出する。このとき、検出部３０では、３つの観測点（ｘ＝０，ｘ_１，ｘ_２）にそれぞれ配置された検出器によって、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）がそれぞれ検出される（ステップＳ２３）。

ステップＳ２２およびＳ２３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ減少させて行なわれる（ステップＳ２５）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ_０−ｆ_Ｗ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ２４）。

ステップＳ２４において、所定の周波数範囲ｆ_Ｗでの受信パワー信号の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、受信パワー信号ｐ（ｆ，０），ｐ（ｆ，ｘ_１），ｐ（ｆ，ｘ_２）から解析信号ｐａ（ｆ，０）＝ｍ（ｆ）ｅ^{ｊθ（ｆ）}が算出される（ステップＳ２６）。

得られた解析信号ｐａ（ｆ，０）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ２７）。

最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋを求めることができる（ステップＳ２８）。検出された距離ｄ_ｋは、第２の位置情報として補正処理部４６に送られる。

補正処理部４６は、ステップＳ１８，Ｓ２８において、第１および第２の位置情報が送られると、これら２つの位置情報を平均化する（ステップＳ２９）。得られた結果は、測定対象物Ｍ_ｋの真の位置情報として取得される（ステップＳ３０）。

なお、本実施の形態にかかる距離測定装置において、観測点（０，ｘ_１，ｘ_２）は、発信源１０から送信部２０までの接続部、すなわち、プリント配線基板上での結合、もしくは接続ケーブル（同軸ケーブル）上での結合を表わしているが、送信部２０の導波管内や送信２０部から測定対象物Ｍ_１〜Ｍ_ｎとの間に設けても同様に検出できる。すなわち、原理的に任意の位置に計測点を設けることが可能である。

また、受信パワー信号の直流成分が何らかの手段によって既知であれば、定数成分Ａ^２が既知となるため、観測点の数を２点で構成することも可能となり、装置の簡易化を図ることができる。

以上のように、この発明の実施の形態２によれば、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。 図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。 測定対象物Ｍ_ｋの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めた結果を示す図である。 図３に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。 図４に示す関係のうち、測定対象物までの距離ｄ_ｋが中距離レベル（４．０ｍ≦ｄ_ｋ≦５．０ｍ）における計測結果を抽出して示す図である。 第１の測定対象物Ｍ_ｋおよび第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１の受信パワー信号のプロファイルＰ（ｘ）を示す図である。 図６に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる第１の測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋ（計測値）と実際の第１の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。 図６に示すプロファイルＰ（ｘ）から求められる第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１の距離ｄ_ｋ＋１（計測値）と実際の第２の測定対象物Ｍ_ｋ＋１までの距離との関係を示す図である。 この発明の実施の形態２に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。 上昇掃引時に得られる測定対象物Ｍ_ｋの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めた結果を示す図である。 下降掃引時に得られる測定対象物Ｍ_ｋの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を数値計算により求めた結果を示す図である。 図１０および図１１に示すプロファイルから得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。 図９に示す距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。 特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。 測定対象物Ｍ_ｋが距離ｄ_ｋの位置にあるときに、ｘ＝ｘ_ｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。 測定対象物Ｍ_ｋの距離ｄ_ｋが０ｍから５ｍまでの範囲におけるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の計算結果を示す図である。 図１６のプロファイルから導かれる測定対象物Ｍ_ｋまでの距離（計測値）と実際の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。 測定対象物Ｍ_ｋまでの距離が中距離レベルのときのプロファイルから得られる計測値と実際の測定対象物Ｍ_ｋまでの距離との関係を示す図である。 測定対象物Ｍ_ｋを遠距離レベルまで位置変化させたときの計測誤差を示す図である。 受信パワー信号を多重処理して得られる計測結果を示す図である。 測定対象物Ｍ_ｋがｘ軸上を等速移動しているときの計測結果の一例を示す図である。 図２１の計測をさらに掃引時間を短くしたときの計測結果の一例を示す図である。

符号の説明

１０，６０ 発信源、１２，６２ 発信部、１４，６４ 周波数制御部、２０，７０ 送信部、３０，８０ 検出部、４０，９０ 信号処理部、４２ 解析信号生成部、４４，９２ フーリエ変換部、４６ 補正処理部、Ｍ_１〜Ｍ_ｎ 測定対象物。

Claims (12)

1. 測定対象物までの距離を計測する距離測定装置であって、
   所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力する発信源と、
   前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射する送信部と、
   前記電磁波と前記電磁波の反射波とによって前記測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出する検出部と、
   検出した前記定在波のパワー信号と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備え、
   前記検出部は、
   前記電磁波の進行方向を検出軸として、前記検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置され、各々が対応する観測点での前記定在波のパワー信号を検出する複数の検出器を含み、
   前記信号処理部は、
   前記複数の検出器で検出された複数の前記定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成する解析信号生成手段と、
   前記解析信号を、前記定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値から前記測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む、距離測定装置。
2. 前記複数の観測点は、前記検出軸上であって、前記送信部と前記測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる、請求項１に記載の距離測定装置。
3. 前記測定対象物は、少なくとも１個以上とする、請求項２に記載の距離測定装置。
4. 前記発信源は、
   前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、
   前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含み、
   前記信号処理部は、
   前記上昇掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、
   保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む、請求項３に記載の距離測定装置。
5. 測定対象物までの距離を計測する距離測定方法であって、
   所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
   前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
   前記電磁波と前記電磁波の反射波とによって前記測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出するステップと、
   検出した前記定在波のパワー信号と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを備え、
   前記定在波のパワー信号を検出するステップは、
   前記電磁波の進行方向を検出軸として、前記検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置される複数の検出器において、対応する観測点での前記定在波のパワー信号を検出するステップを含み、
   前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
   複数の前記定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成するステップと、
   前記解析信号を前記定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値から前記測定対象物までの距離を求めるステップとを含む、距離測定方法。
6. 前記複数の観測点は、前記検出軸上であって、前記送信部と前記測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる、請求項５に記載の距離測定方法。
7. 前記測定対象物は、少なくとも１個以上とする、請求項６に記載の距離測定方法。
8. 前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
   前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
   前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含み、
   前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
   前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
   保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む、請求項７に記載の距離測定方法。
9. 測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムであって、
   コンピュータに、
   所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
   前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
   前記電磁波と前記電磁波の反射波とによって前記測定対象物との間に形成される定在波のパワー信号を検出するステップと、
   検出した前記定在波のパワー信号と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させ、
   前記定在波のパワー信号を検出するステップは、
   前記電磁波の進行方向を検出軸として、前記検出軸上に設けられた複数の観測点の各々に対応して配置される複数の検出器において、対応する観測点での前記定在波のパワー信号を検出するステップを含み、
   前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
   複数の前記定在波のパワー信号から定数成分、振幅変化成分および位相変化成分を算出して解析信号を生成するステップと、
   前記解析信号を前記定数成分を除去してフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値から前記測定対象物までの距離を求めるステップとをさらにコンピュータに実行させる、距離測定プログラム。
10. 前記複数の観測点は、前記検出軸上であって、前記送信部と前記測定対象物との間の任意の位置にそれぞれ設けられる、請求項９に記載の距離測定プログラム。
11. 前記測定対象物は、少なくとも１個以上とする、請求項１０に記載の距離測定プログラム。
12. 前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
    前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
    前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとをコンピュータに実行させ、
    前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
    前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
    保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらにコンピュータに実行させる、請求項１１に記載の距離測定プログラム。

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