JP2005302428A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができ、しかも調光可能な調光レベルの下限を低くすることを可能とした放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】インバータ2は直流電源1から電源が供給され放電灯Laを含む負荷回路3に電力を供給する。検出回路4は、放電灯Laのランプ電流が通過する2個の抵抗R1,R2の直列回路を有し、一方の抵抗R1にスイッチ要素SW1が並列接続される。スイッチ要素SW1は、調光器6からの調光信号Sg1により指示される調光レベルが規定値より高いときにオンになる。検出回路4から出力される検出値は、ゲインが一定である帰還制御回路5に与えられ、調光信号Sg1により指示される調光レベルを維持するようにインバータ2への調光制御信号Sg2を生成する。検出回路4の出力値は、調光レベルが規定値よりも低いときに、高いときよりも変化率が大きくなる。
【選択図】 図1
【解決手段】インバータ2は直流電源1から電源が供給され放電灯Laを含む負荷回路3に電力を供給する。検出回路4は、放電灯Laのランプ電流が通過する2個の抵抗R1,R2の直列回路を有し、一方の抵抗R1にスイッチ要素SW1が並列接続される。スイッチ要素SW1は、調光器6からの調光信号Sg1により指示される調光レベルが規定値より高いときにオンになる。検出回路4から出力される検出値は、ゲインが一定である帰還制御回路5に与えられ、調光信号Sg1により指示される調光レベルを維持するようにインバータ2への調光制御信号Sg2を生成する。検出回路4の出力値は、調光レベルが規定値よりも低いときに、高いときよりも変化率が大きくなる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、調光制御が可能な放電灯点灯装置に関するものである。
従来から、蛍光灯のような放電灯の調光制御が可能な放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯は、調光時に調光レベルを低く(調光を深く)した場合や周囲温度が低い場合には、放電状態が不安定になって移動縞が生じたりちらつきが生じたりすることがあり、また、さらに調光レベルを低くすると放電を維持できなくなって立ち消えを生じたりすることがある。要するに、放電灯に供給するランプ電力が定格に比較して小さくなるほど、ランプ電流が小さくなり、発熱量が低下するから、放電を安定に維持するのが困難になり、光出力が不安定になったり立ち消えしたりするという問題が生じやすくなる。
このような問題に対処する技術としては、図10に示すように、放電灯Laを含む負荷回路3に対してインバータなどを備えた電子安定器(図示例では商用電源ACを電源とした高周波電源2′で構成してある)から電力を供給し、電流検出回路4′においてランプ電流を検出するとともに、検出したランプ電流が調光レベルに応じたランプ電流の目標値に維持されるように高周波電源2′の出力を帰還制御回路5′によりフィードバック制御することが考えられている。帰還制御回路5′は調光器6から出力される調光信号Sg1を目標値として電流検出回路4′での検出値との差分を求める減算器51を備え、さらに、減算器51の出力を増幅する誤差増幅器52と、誤差増幅器52の出力を調光信号Sg1と加算する加算器54とを備え、加算器54の出力を調光制御信号Sg2として高周波電源2′に与えるように構成されている。帰還制御回路5′では、調光レベルに応じたランプ電流を維持するようにフィードバック制御を行うから、周囲温度が変化してもランプ電流はほぼ一定に維持され、光出力がほぼ安定に維持されることになり、ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができる。
ちらつきや立ち消えは、放電灯の光出力が小さいほど、つまりランプ電流が小さいほど生じやすくなるから、ランプ電流の微小変化に対して電子安定器の出力変化が大きくなるように、フィードバック制御の際のゲインを大きくするほうが、ちらつきや立ち消えが生じにくくなる。すなわち、ちらつきや立ち消えを抑制する効果を高めるためには、フィードバック制御を行う帰還制御回路においてランプ電流の検出値と目標値との差分を求めるために用いる誤差増幅器のゲインを大きくするほうが望ましいと言える。一方、放電灯の光出力が大きくランプ電流が大きい領域においては、ちらつきや立ち消えはほとんど生じないから、ランプ電流のフィードバック制御はほとんど必要がない。
このような知見に基づいて、放電灯の調光レベルが40〜60%よりも低い領域においてのみフィードバック制御を行うことが提案されている(たとえば、特許文献1参照)。特許文献1には、ランプ電流が小さいほど誤差増幅器のゲインを大きくするようにゲインを切り替える構成が記載されている。
具体的には、図10に示すように、誤差増幅器51と加算器54との間にスイッチ要素SW3を設け、調光レベルに応じてスイッチ要素SW3をオンオフするように構成してあり、スイッチ要素SW3がオンである期間にのみフィードバック制御を行うように構成してある。スイッチ要素SW3のオンオフには、調光器6から出力される調光信号Sg1と、スイッチ要素SW3のオンオフを切り替える調光レベルが設定される基準信号発生部7と、調光信号Sg1と基準信号発生部7から出力される基準信号とを比較する比較器8とを設けている。比較器8では、調光信号Sg1により指示される調光レベルが基準信号で指定された調光レベル以下になったときにスイッチ要素SW3をオンにし、フィードバック制御を有効にする。
特許文献1には、誤差増幅器としてゲインを連続的に変化させることのできるものを用いる例も開示されている。また、ゲインを連続的に変化させる誤差増幅器を用いる場合において、ゲインに上限を設けることによって異常発振の発生を防止する構成が開示されている。
特開平9−251899号公報(第0018−0021段落、第0034−0035段落、図1)
ところで、近年、定格電力の異なる放電灯に共用可能な放電灯点灯装置が提供されており、この種の放電灯点灯装置に適合する放電灯は一般に定格電力が異なっていても定格電流が略等しくなるように設計されている(たとえば、FHT42、FHT32、FHT24)。ただし、放電灯の定格電流が略等しい場合であっても、放電灯のランプ電流−ランプ電圧特性は放電灯の種類によって異なっているから、調光器6から指示する調光レベルに対するランプ電流は放電灯の種類によって異なる。言い換えると、複数種類の放電灯が適合する放電灯点灯装置であっても、使用する放電灯の定格電力によってちらつきや立ち消えが発生する調光レベルは異なるから、特許文献1に記載の技術を採用しても、適合するすべての放電灯に対してちらつきや立ち消えを抑制することは困難である。
いま、図11に示すように、ランプ電流−ランプ電圧の特性が曲線A,Bで表される2種類の放電灯を調光制御する場合について考える。放電灯点灯装置は、調光制御信号Sg2により高周波電源2′の出力周波数を変化させることにより、放電灯の光出力を制御するものとする。図11において縦方向の4本の曲線は高周波電源2′の出力の電流−電圧特性を示しており、右側2本の曲線と左側2本の曲線とは、それぞれ同じ調光信号Sg1に対する特性を示している。つまり、左右各2本の曲線の範囲が帰還制御回路5による制御範囲になる。図示例においては、曲線Aの放電灯は曲線Bの放電灯に対して同じランプ電流に対するランプ電圧の変化率が大きいから、ちらつきが発生しやすいと言える。また、同じ調光信号Sg1に対するランプ電流の変化幅は、曲線Aの放電灯のほうが曲線Bの放電灯よりも広いから、調光制御信号の変化に対するランプ電流の変化率も曲線Aの放電灯のほうが大きく、曲線Aの放電灯のほうが安定に点灯させるのは難しいと言える。
ところで、放電灯Laの固有の出力応答に比較して、帰還制御回路5のゲインが大きく帰還制御回路5の応答時間が短いと、ランプ電流の瞬時値の微小変化に対して高周波電源2′が過剰に応答し、オーバーシュートを生じやすくなる。たとえば、ランプ電流の瞬時値が減少したときに、帰還制御回路5ではランプ電流を増加させるように調光制御信号Sg2を生成するが、誤差増幅器52のゲインが大きいときには、ランプ電流を過剰に増加させることになる。つまり、オーバーシュートを生じてランプ電流が増加するから、次には、ランプ電流を減少させようとしてランプ電流を過剰に減少させ、結果的に図12に示すように、ランプ電流が振動し、ちらつきを生じることになる。このように、帰還制御回路5における誤差増幅器52のゲインが大きくなると、帰還制御回路5を設けない場合よりもちらつきを発生しやすくなることがある。
また、調光レベルが低いほど誤差増幅器52のゲインを大きくする構成を採用すると、ゲインが大きくなる調光レベルの低い区間では帰還制御に異常発振を生じる可能性が高くなる。たとえば、調光信号Sg1が調光レベルの下限付近であると、図11の左側の曲線で示すように、高周波電源2′の電流−電圧特性が略垂直になっている。これは、調光レベルの下限付近では無負荷2次電圧が高くなることを意味している。無負荷2次電圧が高いと、ちらつきや立ち消えは発生しにくくなるものの、ちらつきが一旦発生すると、上述のようにオーバシュートを繰り返し、ランプ電流の増減が大きくなって帰還制御に異常発振を生じやすくなる。特許文献1では、この種の異常発振を防止するために、誤差増幅器52のゲインに上限を設ける技術が記載されているが、定格電力の異なる複数種類の放電灯を用いる場合には、ゲインの上限を適切に定めることは困難であり、すべての放電灯について調光レベルの下限を深くするのは困難である。
さらに、特許文献1に記載の技術では、調光レベルが高い区間においてはフィードバック制御を行っていないものであって、定格電流が略等しい放電灯を使用する場合であっても、放電灯の種類によってランプ電流は若干の差があるから、定格電力の異なる複数種類の放電灯を適合させようとすると、適正なランプ電流を得ることができず、放電灯の種類によってはちらつきや立ち消えを生じる可能性もある。なお、誤差増幅器52としてゲインが可変であるものを用いると、コスト高になる可能性がある。
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、定格電力の異なる放電灯を使用する場合でも、すべての放電灯に対して異常発振を生じることがなく、ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができ、しかも調光可能な調光レベルの下限を低くすることを可能とした放電灯点灯装置を提供することにある。
請求項1の発明は、放電灯を含む負荷回路に電力を供給し放電灯を点灯させる電子安定器と、放電灯の光出力を反映する出力関連値を検出し出力関連値に一対一対応する検出値を出力する検出回路と、調光信号により決定される目標値と検出回路から出力された検出値との差分を増幅する誤差増幅器を有し検出値が目標値に保たれるように誤差増幅器の出力により電子安定器の出力をフィードバック制御する帰還制御回路とを有し、検出回路は、調光信号により放電灯に供給されるランプ電力が小さくなるほど出力関連値に対する検出値の変化率を大きくすることを特徴とする。
この構成によれば、調光レベルの下限付近では出力関連値に対する検出値の変化率が調光レベルの上限付近よりも大きいから、出力関連値を安定化させるフィードバック制御において出力関連値が小さいほど応答性を高めることができ、ちらつきや立ち消えを防止することが可能になる。また、フィードバック制御の応答性を可変としながらも誤差増幅器のゲインは変化させる必要がないから、誤差増幅器のゲインを大きくする場合のような異常発振の可能性を低減できる。しかも、定格電力の異なる放電灯を使用する際に、各放電灯に対して調光レベルに対応する出力関連値を等しくすることが可能であり、放電灯の種類にかかわらず深い調光が可能になる。
請求項2の発明では、請求項1の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記検出回路は、前記放電灯に直列接続されランプ電流が通過する電流検出用の抵抗を備え、抵抗の両端電圧を前記検出値に用いる構成であって、調光信号により指示される調光レベルが低い区間において抵抗の抵抗値を大きくすることを特徴とする。
この構成によれば、ランプ電流を検出するために放電灯に直列接続された電流検出用の抵抗の抵抗値を調光レベルに応じて変化させるだけの簡単な構成で目的を達成することができる。
請求項3の発明では、請求項1の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を変化させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に1次巻線が直列接続されランプ電流が1次巻線を通過するカレントトランスと、カレントトランスの2次側に接続され電子安定器の出力周波数によりインピーダンスが変化するリアクタンス要素とからなり、電子安定器の出力周波数がランプ電力を低下させる方向に変化したときのリアクタンス要素のインピーダンスの変化によりランプ電流に対する前記検出値の変化率が大きくなるようにリアクタンス要素を接続していることを特徴とする。
この構成によれば、ランプ電流の検出に際してカレントトランスの1次巻線を放電灯に直列接続しているから、検出回路でのランプ電流の損失がほとんど生じない。また、電子安定器の出力周波数を変化させて放電灯への供給電力を変化させる構成を採用し、かつ検出回路がリアクタンス要素を含むことによって、電子安定器の出力周波数に応じてランプ電流に対する検出値の変化率を変化させることができ、スイッチ要素を用いることなく簡単な構成で目的を達成することができる。
請求項4の発明では、請求項1の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を高周波側に変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を低減させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に1次巻線が直列接続されランプ電流が1次巻線を通過するとともにリーケージギャップを有したカレントトランスであり、カレントトランスの2次出力を前記検出値に用いることを特徴とする。
この構成によれば、ランプ電流の検出に際してカレントトランスの1次巻線を放電灯に直列接続しているから、検出回路でのランプ電流の損失がほとんど生じない上に、カレントトランスのリーケージインダクタンスによるインピーダンスが電子安定器の出力周波数に依存することを利用して、ランプ電流に対する検出回路の検出値の変化率を変化させているから、部品点数が少なく、低コストで実現することができる。
なお、放電灯の光出力を反映する出力関連値として、以下に説明する実施形態ではランプ電流を例示するが、ランプ電力、放電灯の光出力を光センサで検出した検出値、電子安定器に用いるスイッチング素子の通過電流などを用いることができる。
本発明の構成によれば、調光レベルの下限付近では出力関連値に対する検出値の変化率が調光レベルの上限付近よりも大きいから、出力関連値を安定化させるフィードバック制御において出力関連値が小さいほど応答性を高めることができ、ちらつきや立ち消えを防止することが可能になるという利点がある。また、フィードバック制御の応答性を可変としながらも誤差増幅器のゲインは変化させる必要がないから、誤差増幅器のゲインを大きくする場合のような異常発振の可能性を低減できるという利点がある。しかも、定格電力の異なる放電灯を使用する際に、各放電灯に対して調光レベルに対応する出力関連値を等しくすることが可能であり、放電灯の種類にかかわらず深い調光が可能になるという利点がある。
(実施形態1)
本実施形態は、図1に示すように、直流電源1とインバータ2とからなる電子安定器を備え、放電灯Laを含む負荷回路3に対してインバータ2から出力される高周波電力を供給する構成を採用している。直流電源1には、周知のように、商用電源を整流しチョッパ回路などで電圧を安定化させる電源回路を用いることができる。インバータ2は、直流電源1を電源とし、スイッチング素子を高周波数(数kHz〜数百kHz)でオンオフさせることにより高周波交番電圧を出力する。図示例では、直流電源1とインバータ2とを個別に記載しているが、直流電源1においてチョッパ回路のようにスイッチング素子を用いる回路を採用する場合には、インバータ2のスイッチング素子と直流電源1のスイッチング素子とを兼用する構成を採用することも可能である。また、インバータ2は、後述する調光制御信号Sg2を受けて、スイッチング素子をオンオフさせる周波数を変化させたりデューティを変化させたりすることが可能になっている。
本実施形態は、図1に示すように、直流電源1とインバータ2とからなる電子安定器を備え、放電灯Laを含む負荷回路3に対してインバータ2から出力される高周波電力を供給する構成を採用している。直流電源1には、周知のように、商用電源を整流しチョッパ回路などで電圧を安定化させる電源回路を用いることができる。インバータ2は、直流電源1を電源とし、スイッチング素子を高周波数(数kHz〜数百kHz)でオンオフさせることにより高周波交番電圧を出力する。図示例では、直流電源1とインバータ2とを個別に記載しているが、直流電源1においてチョッパ回路のようにスイッチング素子を用いる回路を採用する場合には、インバータ2のスイッチング素子と直流電源1のスイッチング素子とを兼用する構成を採用することも可能である。また、インバータ2は、後述する調光制御信号Sg2を受けて、スイッチング素子をオンオフさせる周波数を変化させたりデューティを変化させたりすることが可能になっている。
負荷回路3は、インバータ2の出力端間に接続されるインダクタL1とコンデンサC1との直列回路を備え、コンデンサC1の両端間に放電灯Laが接続される。放電灯Laとしては蛍光灯のような熱陰極型の放電灯を想定している。インダクタL1とコンデンサC1とは共振回路を構成しており、この共振回路の共振周波数はインバータ2の出力周波数よりも低く設定される。したがって、インバータ2の出力周波数を変化させると、放電灯Laへの印加電圧が変化し、放電灯Laの予熱、始動、点灯、調光の各制御が可能になる。
ところで、放電灯Laの一端には放電灯Laの光出力を反映する出力関連値としてランプ電流を検出するとともにランプ電流に一対一対応する検出値を電圧として出力する検出回路4を設けてある。検出回路4から出力される電圧は帰還制御回路5に入力される。帰還制御回路5は、調光器6から電圧で与えられる調光信号Sg1に応じた目標値と、検出回路4から出力された検出値との差分を出力する減算器51を備え、減算器51から出力された差分を増幅する誤差増幅器52を備える。減算器51は、目標値から検出値を減算するように構成され、誤差増幅器52はゲインが一定になっている。誤差増幅器52の出力は帰還制御回路5に設けた加算器53において調光信号Sg1と加算され、上述した調光制御信号Sg2としてインバータ2に与えられる。
したがって、検出回路4で検出されたランプ電流に一対一対応する検出値と調光信号Sg1で規定される目標値との差分が誤差増幅器52で増幅され、誤差増幅器52の出力と調光信号Sg1とが加算され調光制御信号Sg2としてインバータ2に与えられる。この構成により、調光信号Sg1で設定された目標値よりもランプ電流が増加すれば検出回路4から出力される検出値が増加して減算器51の出力が負になり、加算器53から出力される調光制御信号Sg2はインバータ2の出力を低下させ、逆にランプ電流が目標値よりも減少すれば検出回路4から出力される検出値が減少して調光制御信号Sg2はインバータ2の出力を上昇させる。
本実施形態における検出回路4は、放電灯Laの一端とコンデンサC1の一端との間に挿入された2個の抵抗R1,R2の直列回路と、一方の抵抗R1に並列接続されたスイッチ要素SW1とを備え、さらに、抵抗R1と放電灯Laとの接続点にアノードが接続され抵抗R1,R2の直列回路の両端電圧を整流するダイオードD1と、ダイオードD1で整流された電圧が印加されるコンデンサC2と抵抗R3との並列回路とを備える。検出回路4の出力はコンデンサC2の両端電圧であって、この電圧が上述した減算器51に入力される。
抵抗R1,R2の直列回路にはランプ電流が通過するから、検出回路4の出力としてランプ電流に比例する電圧が上記検出値として減算器51に入力される。ただし、抵抗R1にはスイッチ要素SW1が並列接続されており、スイッチ要素SW1がオンであれば、オフである場合に比較すると、同じランプ電流に対するダイオードD1の両端の電圧差が小さくなる。つまり、スイッチ要素SW1がオフであるときのほうが、コンデンサC2の充電電流が増加し、ランプ電流の変化に対するコンデンサC2の両端電圧の変化率が大きくなる。スイッチ要素SW1のオンオフは、調光器6から調光信号Sg1の調光レベルに応じて出力される切替信号Sg3により制御され、調光レベルが規定値Th1以下のときにスイッチ要素SW1がオフになる。つまり、調光レベルが規定値Th1を越える範囲ではランプ電流の変化に対する検出値の変化率は比較的小さく、調光レベルが規定値Th1以下の範囲ではランプ電流の変化に対する検出値の変化率が比較的大きくなる。すなわち、ランプ電流と検出回路4から出力される検出値との関係は、図2のようになる。
上述のように、調光レベルが規定値Th1以下か規定値Th1を越えるかに応じてスイッチ要素SW1を切り替えるから、図2に示しているように、切替点においては検出値が変化する。そこで、本実施形態では、調光器6から調光信号Sg1の調光レベルに応じて出力される切替信号Sg4により開閉されるスイッチ要素SW2を設けてあり、このスイッチ要素SW2により、調光器6から出力される調光信号Sg1を一方の入力とする加算器54の他方の入力として電圧源E1から出力される直流電圧を印加するか否かを選択する構成を採用している。
加算器54の出力は、上述した減算器51の一方の入力であり、スイッチ要素SW2がオフであれば減算器51の一方の入力は調光信号Sg1になり、スイッチ要素SW2がオンであれば減算器51の一方の入力は調光信号Sg1に電圧源E1の出力電圧を加算した値になる。したがって、スイッチ要素SW2がオンであれば、スイッチ要素SW2がオフである場合に比較すると、減算器51の上記一方に入力される電圧が電圧源E1の電圧分だけ高くなる。スイッチ要素SW2をオンオフする切替信号Sg4は、スイッチ要素SW1をオンオフする切替信号Sg3と同じタイミングで発生するが、両スイッチ要素SW1,SW2のオンオフは互いに逆になるように制御される。つまり、調光レベルが規定値Th1以下の区間では、スイッチ要素SW1がオフでスイッチ要素SW2がオンになり、規定値Th1を越える区間では、スイッチ要素SW1がオンでスイッチ要素SW2がオフになる。この構成では電圧源E1の出力電圧を適宜に設定することによって、検出回路4から出力される検出値が規定値Th1の前後で大きく変化するのを防止することが可能になり、スイッチ要素SW1,SW2のオンオフの前後で光出力が不連続に変化するのを防止することができる。
本実施形態の動作を従来構成と対比するために、図3に放電灯Laのランプ電流−ランプ電圧特性と、インバータ2の出力の電流−電圧特性との関係を示す。図11と同様に、曲線A,Bはそれぞれ定格電力の異なる放電灯Laのランプ電流−ランプ電圧特性を示しており、縦方向の曲線はそれぞれ調光信号に応じたインバータ2の電流−電圧特性を示している。調光信号Sg1により制御される調光レベルの下限付近では、従来構成と同様にインバータ2の電流−電圧特性は略垂直になるから、無負荷2次電圧が高くなり、立ち消えが生じにくくなる。
一方、定格点灯に近い区間ではインバータ2の電流−電圧特性は傾いているが、帰還制御回路5が動作しているから、曲線A,Bのどちらの放電灯Laを使用する場合もランプ電流は一定に保たれる。すなわち、同じ調光信号に対して、曲線Aに対応する放電灯Laのほうが曲線Bに対応する放電灯Laに比べて調光制御信号Sg2が大きくなる。一般に、定格点灯付近では調光レベルの下限付近に比較すると、ランプ電圧が低く、ちらつきや立ち消えが生じにくいから、インバータ2の定格出力付近でのゲインが調光レベルの下限と同じであれば、定格電力が異なっていてもランプ電流を一定にすることができる。
また、調光レベルの下限付近においてインバータ2の電流−電圧特性が略垂直になるから、ちらつきが発生しにくく、また、調光レベルの下限付近での調光制御信号Sg2はほぼ等しくなり、定格電力の異なる放電灯Laが装着されてもゲインを増加させる必要がない。
調光レベルの下限付近では、周囲温度の変化や放電灯Laの仕様のばらつきによって、ちらつきや立ち消えが発生しやすいが、調光レベルの下限付近ではランプ電流の変化に対する検出回路4の検出値の変化率が大きくなっているから、調光レベルの下限付近において感度よくランプ電流をフィードバック制御することができる。つまり、従来構成に比較すると、調光レベルの下限付近においてランプ電流に対する検出値の変化が大きいから、フィードバック制御の応答性が改善され、オーバシュートによる異常発振が生じにくくなる。定格点灯付近では、ちらつきのようなランプ電流の急峻な変化はほとんど発生しないから、ランプ電流に対する検出値の変化率を小さくしている。
誤差増幅器52のゲインを一定にする場合に、ランプ電流と検出値とが比例関係である検出回路4を用いると、定格点灯付近と調光レベルの下限付近との両方で最適なゲインを設定することは困難であるが、本実施形態のように検出回路4の入出力特性を非線形にすれば、誤差増幅器52のゲインは一定でよく帰還制御回路5の設計が容易かつ設計の自由度が高くなる。本実施形態の構成は、定格電力の異なる放電灯Laに用いる場合にとくに有効であり、定格電力が異なっていても同じ調光レベルに対してランプ電流を等しくすることができるから、定格電力の異なる放電灯Laのいずれかについて調光レベルの下限が他の放電灯Laよりも高くなることがなく、すべての放電灯Laについて深い調光が可能になる。
以上説明したように、本実施形態の構成を採用することにより、調光レベルが規定値Th1以下の区間では、規定値Th1を越える区間に比較して、ランプ電流に対する検出回路4の出力である検出値の変化率を大きくすることができ、結果的に、放電灯の出力が小さく、ちらつきや立ち消えが生じやすい条件では、ランプ電流の変化に対する帰還制御回路5の応答性を高めることができ、調光レベルの低い区間においても安定な点灯が可能になる。しかも、帰還制御回路5の応答性を調光レベルに応じて変化させる構成として、従来構成のように誤差増幅器52のゲインを変化させるのではなく、誤差増幅器52に入力する検出値の変化率を変化させているから、誤差増幅器52の異常発振を防止する構成が不要である。
(実施形態2)
実施形態1では、2個のスイッチ要素SW1,SW2を切替信号Sg3,Sg4で制御する構成を示したが、本実施形態は、図4に示すように、図1に示した実施形態1の構成からスイッチ要素SW2および電圧源E1を省略し、スイッチ要素SW1に代えて逆並列に接続した2個のダイオードD2,D3を用いるものである。つまり、ダイオードD2,D3は抵抗R1に並列接続され、かつ互いに他方のアノードとカソードとを接続している。
実施形態1では、2個のスイッチ要素SW1,SW2を切替信号Sg3,Sg4で制御する構成を示したが、本実施形態は、図4に示すように、図1に示した実施形態1の構成からスイッチ要素SW2および電圧源E1を省略し、スイッチ要素SW1に代えて逆並列に接続した2個のダイオードD2,D3を用いるものである。つまり、ダイオードD2,D3は抵抗R1に並列接続され、かつ互いに他方のアノードとカソードとを接続している。
この構成では抵抗R1を適宜に設定すれば、ランプ電流が図5に示す規定値Th2以下の区間では、ダイオードD2,D3が導通しない条件にすることができ、ランプ電流が規定値Th2以下の区間では2個の抵抗R1,R2の合成抵抗で検出回路4の検出値が得られ、規定値Th2を越える区間では抵抗R2のみで検出回路4の検出値が得られることになる。つまり、実施形態1においてスイッチSW1をオンオフさせる動作と同様の動作が可能になる。その結果、ランプ電流が規定値Th2以下の区間であって調光レベルが低い区間では、検出回路4から出力される検出値のランプ電流に対する変化率を大きくすることができ、帰還制御回路5の応答性を高めてちらつきや立ち消えを抑制することができる。また、本実施形態の構成ではスイッチ要素SW1,SW2および電圧源E1を用いていないから、実施形態1の構成よりも構成が簡単になる。他の構成および動作は実施形態1と同様である。
(実施形態3)
本実施形態は、図6に示すように、図4に示した実施形態2における検出回路4に代えて、ランプ電流を検出するためにカレントトランスCT1を用いた検出回路4を採用している。また、インバータ2の出力を調光制御信号Sg2によって変化させる技術には、インバータ2に設けたスイッチング素子のオンオフの周波数(出力周波数)を変化させる技術のほか、インバータ2のスイッチング素子をオンオフさせるデューティを変化させる技術なども知られているが、本実施形態では、インバータ2の出力周波数を変化させることにより調光レベルを変化させる構成を前提とする。
本実施形態は、図6に示すように、図4に示した実施形態2における検出回路4に代えて、ランプ電流を検出するためにカレントトランスCT1を用いた検出回路4を採用している。また、インバータ2の出力を調光制御信号Sg2によって変化させる技術には、インバータ2に設けたスイッチング素子のオンオフの周波数(出力周波数)を変化させる技術のほか、インバータ2のスイッチング素子をオンオフさせるデューティを変化させる技術なども知られているが、本実施形態では、インバータ2の出力周波数を変化させることにより調光レベルを変化させる構成を前提とする。
検出回路4は、カレントトランスCT1の2次出力を、リアクタンス要素としてのインダクタL2とコンデンサC3とを介して別のカレントトランスCT2に与えており、カレントトランスCT2の2次出力をダイオードブリッジからなる整流器DBにより整流し、整流器DBの出力電圧をコンデンサC4と抵抗R4との並列回路の両端に印加するように構成される。コンデンサC3はインバータ2の出力周波数によるインピーダンスの変化を無視できる程度に容量の十分に大きいものを用いる。コンデンサC4と抵抗R4との並列回路は、実施形態1、2におけるコンデンサC2と抵抗R3との並列回路と同様に作用し、コンデンサC4の両端電圧が検出回路4の出力として減算器51に入力される。
本実施形態の構成では、調光レベルを変化させるためにインバータ2の出力周波数を変化させると(たとえば、定格点灯時に50kHz、調光レベルの下限付近において90kHz)、2個のカレントトランスCT1,CT2の間に設けたインダクタL2のインピーダンスが変化することを利用し、ランプ電流に対する検出回路4の検出値の変化率を調光レベルに応じて変化させている。インダクタL2のインダクタンスをL、インバータ2の出力周波数をfとすれば、インダクタL2のインピーダンスは2πfLになるから、検出回路4の出力はインダクタL2のインピーダンスに依存しており、ランプ電流に対して検出回路4から出力される検出値は図7のような変化になる。つまり、調光レベルが低い区間ではインバータ2の出力周波数が高くなるから、インダクタL2のインピーダンス(リアクタンス)が大きくなり、ランプ電流に対するカレントトランスCT2の出力の変化率が大きくなる。したがって、本実施形態の構成でも調光レベルが低い区間では、高い区間よりも、ランプ電流に対する検出値の変化率を大きくすることができる。
また、本実施形態の構成では、実施形態1、2の構成のようにランプ電流を抵抗R1,R2により検出するのではなく、カレントトランスCT1を用いてランプ電流を検出しているから、カレントトランスCT1,CT2の巻数比によって信号を増幅することになり、また抵抗R1,R2を用いる場合に比較すると発熱も少ないから電力損失を低減することができる。なお、リアクタンス要素としてインダクタL2ではなくコンデンサを用いたり、インダクタとコンデンサとを組合せた回路を用いることも可能であるが、いずれの場合も、調光レベルが低い区間において高い区間よりもランプ電流に対する検出値の変化率が大きくなる接続関係とする。他の構成は実施形態1と同様である。
(実施形態4)
本実施形態は、図8に示すように、図6に示した実施形態3の構成の検出回路4と同様にカレントトランスCTを用いてランプ電流を検出するように検出回路4を構成したものであるが、実施形態3のように2個のカレントトランスCT1,CT2を用いるのではなく、1個のカレントトランスCTのみを用い、さらにインダクタL2およびコンデンサC3を省略し、インダクタL2に代えてカレントトランスCTのリーケージインダクタンスを用いる構成としてある。つまり、カレントトランスCTのコアにはリーケージギャップを設けてある。カレントトランスCTの2次出力は、実施形態3の構成におけるカレントトランスCT2の2次出力と同様に、ダイオードブリッジからなる整流器DBにより整流している。また、実施形態3では整流器DBの出力を抵抗R4とコンデンサC4との並列回路に印加しているが、本実施形態では抵抗R4のみ接続してあり、誤差増幅器52を積分回路として構成することによりコンデンサC4を省略している。さらに、誤差増幅器52は、調光器6からの調光信号Sg1の調光レベルに応じて電圧が変化する調光電圧Vdimと検出回路4から出力される検出値との差分を出力する機能を有しており、上述した各実施形態における減算器51および加算器53の機能を兼ね備えている。つまり、誤差増幅器52の出力が調光制御信号Sg2になるのであって、この調光制御信号Sg2はインバータ制御回路CON2に与えられる。
本実施形態は、図8に示すように、図6に示した実施形態3の構成の検出回路4と同様にカレントトランスCTを用いてランプ電流を検出するように検出回路4を構成したものであるが、実施形態3のように2個のカレントトランスCT1,CT2を用いるのではなく、1個のカレントトランスCTのみを用い、さらにインダクタL2およびコンデンサC3を省略し、インダクタL2に代えてカレントトランスCTのリーケージインダクタンスを用いる構成としてある。つまり、カレントトランスCTのコアにはリーケージギャップを設けてある。カレントトランスCTの2次出力は、実施形態3の構成におけるカレントトランスCT2の2次出力と同様に、ダイオードブリッジからなる整流器DBにより整流している。また、実施形態3では整流器DBの出力を抵抗R4とコンデンサC4との並列回路に印加しているが、本実施形態では抵抗R4のみ接続してあり、誤差増幅器52を積分回路として構成することによりコンデンサC4を省略している。さらに、誤差増幅器52は、調光器6からの調光信号Sg1の調光レベルに応じて電圧が変化する調光電圧Vdimと検出回路4から出力される検出値との差分を出力する機能を有しており、上述した各実施形態における減算器51および加算器53の機能を兼ね備えている。つまり、誤差増幅器52の出力が調光制御信号Sg2になるのであって、この調光制御信号Sg2はインバータ制御回路CON2に与えられる。
図8では直流電源1およびインバータ2の構成例を具体回路で示している。図示する直流電源1は、昇圧型のチョッパ回路を用いており、商用電源のような交流電源VSをダイオードブリッジからなる整流回路REにより全波整流し、チョッパ回路により力率改善と高調波歪の除去とを行う構成になっている。したがって、図示していないが、交流電源VSと整流回路REとの間には高周波を除去するローパスフィルタが設けられる。
チョッパ回路は、整流回路REの直流出力端間にインダクタL3とスイッチング素子Q3との直列回路を接続し、スイッチング素子Q3の両端間にダイオードD4と平滑コンデンサC5との直列回路を接続した構成を有している。スイッチング素子Q3にはMOSFETを用いており、スイッチング素子Q3はチョッパ制御回路CON1により高周波でオンオフされる。図示していないが、チョッパ制御回路CON1では、直流電源1の出力を監視するとともにスイッチング素子Q3のオンオフのデューティを制御することにより出力電圧を制御する。
インバータ2は、2個のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路を平滑コンデンサC5の両端間に接続したハーフブリッジ型のインバータであって、両スイッチング素子Q1,Q2の接続点と負荷回路3との間に直流カット用のコンデンサCdを接続してある。両スイッチング素子Q1,Q2は、インバータ制御回路CON2により高周波で交互にオンオフされ、スイッチング素子Q1のオン期間にはスイッチング素子Q1を通して負荷回路3に給電するとともにコンデンサCdを充電し、スイッチング素子Q2のオン期間にはコンデンサCdを電源として負荷回路3に給電するように構成されている。
負荷回路3に用いるインダクタL1には2個の予熱巻線を設けてあり、放電灯Laに設けたフィラメントを予熱する電力を予熱巻線から与えるようにしてある。各予熱巻線と各フィラメントとの間にはそれぞれコンデンサCh1,Ch2を挿入してあり、予熱時のようにインバータ2の出力周波数が高い期間においてフィラメントに比較的大きい電流が流れ、放電灯Laの定格点灯時のようにインバータ2の出力周波数が低い期間にはフィラメントに流れる電流が少なくなるようにしてある。
誤差増幅器52は、演算増幅器OP1を用いて構成され、演算増幅器OP1の出力端と反転入力端との間にコンデンサCpと抵抗Rpとの並列回路を接続することによって積分回路として機能し、低周波のリプル成分を除去できるように構成してある。また、演算増幅器OP1の反転入力端と非反転入力端とにはそれぞれ入力用の抵抗Ri1,Ri2が接続されている。非反転入力端には検出回路4の出力が抵抗Ri1を介して入力され、反転入力端には上述した調光電圧Vdimが抵抗Ri2を介して印加される。つまり、誤差増幅器52は調光電圧Vdimと検出回路4の検出値との差分を増幅する機能を有しているから、減算器51としての機能も有している。つまり、誤差増幅器52は、調光電圧Vdimから検出回路4の検出値を減算し、減算値を積分するとともに増幅して調光制御信号Sg2として出力するのである。
誤差増幅器52から出力される調光制御信号Sg2は、調光電圧Vdimを目標値としており、検出回路4から出力される検出値が目標値よりも大きいときには調光制御信号Sg2が負になり、逆に検出回路4から出力される検出値が目標値よりも小さいときには調光制御信号Sg2が正になる。したがって、インバータ制御回路CON2では、調光制御信号Sg2が負になるとインバータ2の出力周波数を高くなるように制御してランプ電流を減少させ、調光制御信号SG2が正になるとインバータ2の出力周波数を低くなるように制御してランプ電流を増加させる。
ところで、カレントトランスCTの1次巻線に流れる電流(1次電流)と、2次巻線に誘起される電圧(2次電圧)とは図9に示すように比例関係になる。ただし、1次電流に対する2次電流の傾きは、周波数が高いほど大きく、2次巻線の巻数が多い(1次巻線に対する2次巻線の巻数比が大きい)ほど大きく、リーケージギャップが小さいほど大きくなる。要するに、これらの要素が変化すると、カレントトランスCTの1次巻線と2次巻線との間の相互インダクタンスが変化し、カレントトランスCTの1次巻線と2次巻線との結合係数が変化するのである。相互インダクタンスMは、真空中の透磁率をμ0、コアの透磁率をμr、実効断面積をAe、磁路長をL、1次巻線と2次巻線との巻数をそれぞれN1,N2とするとき次式で表される。
M=μ0・μr・Ae・N1・N2/L
いま、カレントトランスCTの等価回路として、結合係数が1である理想トランスと、理想トランスの1次巻線に励磁インダクタンスが並列接続されるとともに、理想トランスの1次巻線と励磁インダクタンスとの並列回路と直列にリーケージギャップによる漏れインダクタンスが接続されたものを考える。この等価回路では励磁インダクタンスに流れる電流が大きいほど、理想トランスの2次出力が大きくなる。
M=μ0・μr・Ae・N1・N2/L
いま、カレントトランスCTの等価回路として、結合係数が1である理想トランスと、理想トランスの1次巻線に励磁インダクタンスが並列接続されるとともに、理想トランスの1次巻線と励磁インダクタンスとの並列回路と直列にリーケージギャップによる漏れインダクタンスが接続されたものを考える。この等価回路では励磁インダクタンスに流れる電流が大きいほど、理想トランスの2次出力が大きくなる。
しかるに、インバータ2の出力周波数が高いほど励磁インダクタンスを流れる電流は小さくなり、出力周波数が低くなると励磁インダクタンスを流れる電流が増加して2次側の電圧が低下する。すなわち、出力周波数が低く、巻数が少なく、リーケージギャップが大きいほど図9における傾きが小さくなる。言い換えると、カレントトランスCTのリーケージギャップの調節によって、ランプ電流に対する検出値の変化率を調節することができる。他の構成および動作は実施形態1と同様である。
本実施形態の構成では、上述した各実施形態と同様に、調光レベルの下限付近でのちらつき、立ち消え、異常発振を生じることなく、深い調光が可能であり、しかも、上述した各実施形態に比較して部品点数が少なく、コストの低減が可能になる。
1 直流電源
2 インバータ
3 負荷回路
4 検出回路
5 帰還制御回路
52 誤差増幅器
CT カレントトランス
CT1 カレントトランス
CT2 カレントトランス
La 放電灯
L2 インダクタ
R1,R2 抵抗
SW1 スイッチ要素
2 インバータ
3 負荷回路
4 検出回路
5 帰還制御回路
52 誤差増幅器
CT カレントトランス
CT1 カレントトランス
CT2 カレントトランス
La 放電灯
L2 インダクタ
R1,R2 抵抗
SW1 スイッチ要素
Claims (4)
- 放電灯を含む負荷回路に電力を供給し放電灯を点灯させる電子安定器と、放電灯の光出力を反映する出力関連値を検出し出力関連値に一対一対応する検出値を出力する検出回路と、調光信号により決定される目標値と検出回路から出力された検出値との差分を増幅する誤差増幅器を有し検出値が目標値に保たれるように誤差増幅器の出力により電子安定器の出力をフィードバック制御する帰還制御回路とを有し、検出回路は、調光信号により放電灯に供給されるランプ電力が小さくなるほど出力関連値に対する検出値の変化率を大きくすることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記出力関連値はランプ電流であり、前記検出回路は、前記放電灯に直列接続されランプ電流が通過する電流検出用の抵抗を備え、抵抗の両端電圧を前記検出値に用いる構成であって、調光信号により指示される調光レベルが低い区間において抵抗の抵抗値を大きくすることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を変化させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に1次巻線が直列接続されランプ電流が1次巻線を通過するカレントトランスと、カレントトランスの2次側に接続され電子安定器の出力周波数によりインピーダンスが変化するリアクタンス要素とからなり、電子安定器の出力周波数がランプ電力を低下させる方向に変化したときのリアクタンス要素のインピーダンスの変化によりランプ電流に対する前記検出値の変化率が大きくなるようにリアクタンス要素を接続していることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を高周波側に変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を低減させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に1次巻線が直列接続されランプ電流が1次巻線を通過するとともにリーケージギャップを有したカレントトランスであり、カレントトランスの2次出力を前記検出値に用いることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004114362A JP2005302428A (ja) | 2004-04-08 | 2004-04-08 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2004114362A JP2005302428A (ja) | 2004-04-08 | 2004-04-08 | 放電灯点灯装置 |
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JP2005302428A true JP2005302428A (ja) | 2005-10-27 |
Family
ID=35333674
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JP2004114362A Withdrawn JP2005302428A (ja) | 2004-04-08 | 2004-04-08 | 放電灯点灯装置 |
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JP (1) | JP2005302428A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113791552A (zh) * | 2020-12-31 | 2021-12-14 | 马瑞利汽车零部件(芜湖)有限公司 | 实现灯具间通讯的系统及点灯方法 |
-
2004
- 2004-04-08 JP JP2004114362A patent/JP2005302428A/ja not_active Withdrawn
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