JP2005278274A - Gate drive circuit in power converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To switch a gage drive condition so that an EMI noise can be reduced sufficiently while suppressing the increase of unnecessary switching loss at the turn-on of a voltage drive type semiconductor switching element, such as an IGBT, etc. <P>SOLUTION: The gate resistance of the IGBT 1 is made to start turn-on of the IBGT 1 as enough this morning height reduce the EMI noise at the turn-on time. The gate drive condition is switched by slightly switching the gate resistance for a predetermined time at timing (time tB) for detecting the zero cross of the time differential value of a collector current. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

この発明は、電力変換器を構成するＩＧＢＴなどの電圧駆動形半導体スイッチング素子のゲート駆動回路に関し、特にノイズ及び損失を低減するためゲート駆動条件を切り換えることのできるものに関するものである。   The present invention relates to a gate drive circuit of a voltage-driven semiconductor switching element such as an IGBT that constitutes a power converter, and more particularly to a circuit that can switch a gate drive condition in order to reduce noise and loss.

従来のＩＧＢＴ等、電圧駆動形スイッチングデバイスのゲート駆動回路では、コレクタ電流の時間微分相当値を検出する検出手段と、ゲート・エミッタ間容量を変更する操作手段とを設け、スイッチングデバイスのターンオン時に、前記検出手段の出力が所定値以上になったときは、前記操作手段によりゲート・エミッタ間容量を一定時間だけ大きくする、あるいはゲート抵抗値を一定時間だけ大きくしてコレクタ電流の微分値を低下させていた。これにより、ＩＧＢＴのターンオン時に回路の配線インダクタンスに発生するサージ電圧を抑制してスナバ回路を不要にし、低ノイズ化を図っていた（例えば、特許文献１参照）。   In a gate drive circuit of a voltage-driven switching device such as a conventional IGBT, a detection means for detecting a time differential equivalent value of a collector current and an operation means for changing a gate-emitter capacitance are provided, and when the switching device is turned on, When the output of the detection means exceeds a predetermined value, the gate-emitter capacitance is increased by a certain time by the operation means, or the gate resistance value is increased by a certain time to reduce the collector current differential value. It was. As a result, the surge voltage generated in the wiring inductance of the circuit when the IGBT is turned on is suppressed to eliminate the need for a snubber circuit and to reduce noise (for example, see Patent Document 1).

特許第３１３２６４８号公報Japanese Patent No. 3132648

従来の電圧駆動形スイッチングデバイスのゲート駆動回路は、以上のように構成されているので、ターンオン時にコレクタ電流の微分値（ｄｉ／ｄｔ）が所定値以上になったことを検出し、操作回路にてゲート駆動条件を切り換えてコレクタ電流の微分値を低下させ、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズを低減していた。しかしながら、コレクタ電流の微分値（ｄｉ／ｄｔ）が所定値以上になったことを検出してから操作回路にてゲート駆動条件を切り換え操作するため、検出段階での遅れ時間および操作段階での遅れ時間によりゲート駆動条件が実際に切り換え完了するのが遅れ、ＥＭＩノイズを充分低減できないことがあった。また、スイッチングに要する時間は短く、特に電流が小さい場合はコレクタ電流の上昇時間はより短くなるため適切なタイミングで安定してゲート駆動条件を切り換えることが困難であった。   Since the gate drive circuit of the conventional voltage-driven switching device is configured as described above, it detects that the differential value (di / dt) of the collector current is greater than or equal to a predetermined value at turn-on, and Thus, the gate drive conditions are switched to reduce the differential value of the collector current, thereby reducing EMI (Electromagnetic Interference) noise. However, since it is detected that the differential value (di / dt) of the collector current has exceeded a predetermined value and the gate drive conditions are switched by the operation circuit, the delay time at the detection stage and the delay at the operation stage Depending on the time, the gate drive conditions are actually delayed in completion, and EMI noise may not be sufficiently reduced. In addition, the time required for switching is short, and in particular when the current is small, the rise time of the collector current is shorter, so it is difficult to stably switch the gate drive conditions at an appropriate timing.

さらに、従来のゲート駆動回路では、操作回路にてゲート駆動条件を一定時間だけ切り換えるものであるため、コレクタ電流が最大値となる時点で元のゲート駆動条件に戻らずそれ以降のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち下がりにおいて、ゲート・エミッタ間容量が大きい、あるいはゲート抵抗値が大きい駆動条件のままとなる場合があり、スイッチング損失が増大するという問題点もあった。   Furthermore, in the conventional gate drive circuit, the gate drive condition is switched for a certain period of time by the operation circuit. Therefore, when the collector current reaches the maximum value, the original gate drive condition is not restored and the subsequent collector-emitter When the voltage falls, the gate-emitter capacitance may be large or the driving condition may have a large gate resistance value, which causes a problem that switching loss increases.

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電圧駆動形半導体スイッチング素子のターンオン時に、スイッチング損失を不要に増大させることなくＥＭＩノイズを低減できるようにゲート駆動条件を切り換えることのできるゲート駆動回路を得ることを目的とするものである。   The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and it is possible to reduce the EMI noise without unnecessarily increasing the switching loss when the voltage-driven semiconductor switching element is turned on. An object of the present invention is to obtain a gate drive circuit capable of switching between the two.

この発明に係る電力変換器におけるゲート駆動回路は、電力変換器を構成する電圧駆動形半導体スイッチング素子のゲート駆動回路であって、上記スイッチング素子のターンオン時に、ゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする操作手段を備え、予め設定された所定のゲート駆動条件にて上記スイッチング素子のターンオンを開始し、上記スイッチング素子のコレクタ電流の立ち上がり後の所定のタイミングで上記操作手段により該ゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くすることを特徴とする電力変換器におけるゲート駆動回路。   A gate drive circuit in a power converter according to the present invention is a gate drive circuit for a voltage-driven semiconductor switching element constituting the power converter, and an operation for sharpening a gate drive condition for a predetermined time when the switching element is turned on. Means for starting the turn-on of the switching element under a predetermined gate drive condition set in advance, and the gate drive condition is set for a predetermined time by the operation means at a predetermined timing after the rise of the collector current of the switching element. A gate driving circuit in a power converter characterized by sharpening.

この発明に係る電力変換器におけるゲート駆動回路によると、予め設定された所定のゲート駆動条件にて上記スイッチング素子のターンオンを開始するため、ＥＭＩノイズを充分低減できるゲート駆動条件に予め設定しておけば、ターンオン時のＥＭＩノイズが確実に低減でき、また、所定のタイミングでゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする操作手段を備えたため、スイッチング損失も低減できる。   According to the gate drive circuit of the power converter according to the present invention, since the switching element starts to turn on under a predetermined gate drive condition set in advance, the gate drive condition that can sufficiently reduce the EMI noise should be set in advance. For example, the EMI noise at the turn-on can be surely reduced, and the switching means can be reduced because the operation means for sharpening the gate drive condition for a predetermined time at a predetermined timing is provided.

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図２はこのゲート駆動回路を用いたときのＩＧＢＴのターンオン時における各出力波形図である。
図に示すように、電圧駆動形半導体スイッチング素子として電流センス端子を備えた絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ１（以下、ＩＧＢＴ１と称す）に逆並列にダイオード２が接続され、抵抗３は上記ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩＣに相当する信号を検出する。
ゲート駆動信号発生部７にＩＧＢＴ１をオンするためのゲートオン指令ＳＡが入力されると、ゲート駆動信号がＩＧＢＴ１のゲート端子（Ｇ）に入力され、図２に示すように、時刻ｔＡにて、ＩＧＢＴ１のコレクタ端子（Ｃ）及びエミッタ端子（Ｅ）の間の電圧ＶＣＥが立ち下がり、同時にＩＧＢＴ１を流れるコレクタ電流ＩＣは立ち上がる。
複数の半導体素子でインバータ回路等を構成する場合では、図示しないダイオードが上記ＩＧＢＴ１と直列に接続されるため、該ダイオードが逆回復動作（リカバリ動作）を伴いＩＣはピークを持つ波形となる。 Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a gate drive circuit in the power converter according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2 is an output waveform diagram when the IGBT is turned on when this gate drive circuit is used.
As shown in the figure, a diode 2 is connected in antiparallel to an insulated gate bipolar transistor 1 (hereinafter referred to as IGBT1) having a current sense terminal as a voltage-driven semiconductor switching element, and a resistor 3 is a collector current of the IGBT1. A signal corresponding to I C is detected.
When a gate-on command SA for turning on the IGBT 1 is input to the gate drive signal generator 7, the gate drive signal is input to the gate terminal (G) of the IGBT 1, and as shown in FIG. 2, at the time tA, the IGBT 1 The voltage V CE between the collector terminal (C) and the emitter terminal (E) falls, and at the same time, the collector current I C flowing through the IGBT 1 rises.
In the case of an inverter circuit and the like in a plurality of semiconductor elements, since the diode (not shown) is connected in series with the IGBT 1, I C the diode with a reverse recovery operation (recovery operation) has a waveform having a peak.

検出されたコレクタ電流ＩＣから、コレクタ電流の微分値検出手段としての微分回路４は時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）を出力し、ゼロクロス検出手段としてのゼロクロスコンパレータ５は微分回路４の出力を入力として、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロスを検出してワンショットマルチバイブレータ６への動作信号を出力する。図２に示すように、ＩＣが立ち上がる時刻ｔＡにてＩＣの微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）は正の信号として検出され、その後ダイオードのリカバリ動作に伴い、時刻ｔＢにてＩＣは立ち下がる。このとき（ｄＩＣ／ｄｔ）はゼロクロスしてゼロクロスコンパレータ５が動作し、ワンショットマルチバイブレータ６は動作信号の入力により操作信号（手段）となるゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間（時刻ｔＤまで）発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。 From the detected collector current I C , the differentiation circuit 4 as the collector current differential value detection means outputs the time differential value (dI C / dt), and the zero cross comparator 5 as the zero cross detection means outputs the output of the differentiation circuit 4. As an input, the zero crossing of the time differential value of the collector current is detected and an operation signal to the one-shot multivibrator 6 is output. As shown in FIG. 2, the differential value of I C At time tA where I C rises (dI C / dt) is detected as a positive signal, then along with the recovery operation of the diode, I C stood at time tB Go down. At this time, (dI C / dt) is zero-crossed and the zero-cross comparator 5 operates, and the one-shot multivibrator 6 sends the gate condition switching signal SB, which becomes an operation signal (means), to the predetermined time (until time tD) by the input of the operation signal In the meantime, switching is performed so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal becomes small.

この実施の形態１では、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロスを検出するタイミング（時刻ｔＢ）で、ゲート抵抗を小さくしてゲート駆動条件を所定の時間だけ鋭くする。このため、時刻ｔＢ以降のＶＣＥが立ち下がる期間でのスイッチング損失（ＶＣＥ×ＩＣ）の増加を抑制できる。ここで、ゲート抵抗の定常値は、ターンオン時のＥＭＩノイズが低減できる十分な高さとし、可変ゲート抵抗８の抵抗値が該定常値に予め設定された状態でターンオンが開始されるものとする。このため、スイッチング損失を増加させることなく確実にＥＭＩノイズを低減できる。 In the first embodiment, at the timing (time tB) when the zero crossing of the time differential value of the collector current is detected, the gate resistance is decreased and the gate driving condition is sharpened for a predetermined time. For this reason, it is possible to suppress an increase in switching loss (V CE × I C ) during a period in which V CE falls after time tB. Here, it is assumed that the steady value of the gate resistance is high enough to reduce the EMI noise at the time of turn-on, and the turn-on is started in a state where the resistance value of the variable gate resistor 8 is preset to the steady value. For this reason, EMI noise can be reliably reduced without increasing switching loss.

このため、図示しない冷却手段の簡略化が図れると共に、ＥＭＩノイズを低減するためのフィルタを簡略化、あるいは省略することができ、ＩＧＢＴを含む電力変換装置を低コストで実現できるという効果がある。
また、ゲート駆動条件の切換は、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロス検出に基づいているため、ゼロ点以外の値で検出する場合に比して検出が容易で確実である。
なお、図２に示すＥＭＩノイズは、時刻ｔＢ以降のものを示しているが、それ以前のコレクタ電流の上昇期間にゲート抵抗を高く設定していることで低減されるものである。 For this reason, the cooling means (not shown) can be simplified, and a filter for reducing EMI noise can be simplified or omitted, and there is an effect that a power converter including an IGBT can be realized at low cost.
Further, since the switching of the gate driving condition is based on the zero cross detection of the time differential value of the collector current, the detection is easier and more reliable as compared with the case of detecting with a value other than the zero point.
In addition, although the EMI noise shown in FIG. 2 has shown the thing after the time tB, it is reduced by setting gate resistance high during the rise period of the collector current before that.

上記実施の形態では、ゲート駆動条件の切り換えに可変ゲート抵抗８を用いたが、図３にゲート抵抗を変える具体的な構成の例を示す。ゲートオン信号ＳＡによりゲート電源６４からスイッチ６３を介してＩＧＢＴ１のゲートＧを充電する。またゲート条件切換信号ＳＢを受けてスイッチ６２をオンオフすることで、第２のゲート抵抗６１が切り離された定常状態から、所定時間、第１のゲート抵抗６０と第２のゲート抵抗６１とが並列に接続された状態とし、ゲートＧを充電するゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする。   In the above embodiment, the variable gate resistor 8 is used for switching the gate driving condition. FIG. 3 shows an example of a specific configuration for changing the gate resistance. The gate G of the IGBT 1 is charged from the gate power supply 64 through the switch 63 by the gate-on signal SA. Further, by turning on / off the switch 62 in response to the gate condition switching signal SB, the first gate resistor 60 and the second gate resistor 61 are in parallel for a predetermined time from the steady state in which the second gate resistor 61 is disconnected. The gate drive condition for charging the gate G is sharpened for a predetermined time.

また、ゲート駆動条件の切り換えは、図４に示すようにゲート電源電圧の切り換えによるものでも良く、同様の効果を有する。
図４に示すように、第１のゲート電源７１は第２のゲート電源７２よりも小さい電圧値に設定されてダイオード７０が接続されている。ゲートオン信号ＳＡにより第１のゲート電源７１あるいは第２のゲート電源７２からスイッチ７４を介してＩＧＢＴ１のゲートＧを充電する。またゲート条件切換信号ＳＢを受けてスイッチ７３がオンオフすることにより、第１のゲート電源７１あるいは第２のゲート電源７２のいずれかの電圧が選択される。この場合、第１のゲート電源７１が選択された定常状態から、所定時間、ゲート電源電圧の大きな第２のゲート電源７２を選択して、ゲートＧを充電するゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする。 Further, the switching of the gate driving conditions may be performed by switching the gate power supply voltage as shown in FIG. 4 and has the same effect.
As shown in FIG. 4, the first gate power supply 71 is set to a voltage value smaller than that of the second gate power supply 72 and the diode 70 is connected thereto. The gate G of the IGBT 1 is charged from the first gate power supply 71 or the second gate power supply 72 via the switch 74 by the gate-on signal SA. Further, when the switch 73 is turned on / off in response to the gate condition switching signal SB, the voltage of either the first gate power supply 71 or the second gate power supply 72 is selected. In this case, from the steady state in which the first gate power supply 71 is selected, the second gate power supply 72 having a large gate power supply voltage is selected for a predetermined time, and the gate driving condition for charging the gate G is sharpened for a predetermined time. .

さらに、ゲート駆動条件の切り換えは、図５に示すようにゲート（Ｇ）エミッタ（Ｅ）間にコンデンサ８０を並列に接続するか切り離すことによっても良く、同様の効果を有する。
図５に示すように、ゲートオン信号ＳＡによりゲート電源６４からスイッチ６３を介してＩＧＢＴ１のゲートＧを充電する。またゲート条件切換信号ＳＢを受けてスイッチ８１をオンオフすることで、ゲート・エミッタ間にコンデンサ８０が並列に接続された定常状態から、所定時間、コンデンサ８０の切り離しを行い、ゲートＧを充電するゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする。このようにゲート・エミッタ間の容量を所定時間小さくすることによってもゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くすることができる。 Further, the switching of the gate driving conditions may be achieved by connecting or disconnecting the capacitor 80 in parallel between the gate (G) and the emitter (E) as shown in FIG.
As shown in FIG. 5, the gate G of the IGBT 1 is charged from the gate power supply 64 through the switch 63 by the gate-on signal SA. Further, by turning on / off the switch 81 in response to the gate condition switching signal SB, the capacitor 80 is disconnected for a predetermined time from the steady state in which the capacitor 80 is connected in parallel between the gate and the emitter, and the gate G is charged. The drive condition is sharpened for a predetermined time. Thus, the gate drive condition can be sharpened for a predetermined time also by reducing the gate-emitter capacitance for a predetermined time.

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図６はこの発明の実施の形態２による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。
図６に示すように、電流センス端子を持たないＩＧＢＴ１ａを用い、コレクタ電流の微分値検出手段としてサーチコイル９を用いる。なお、２および５〜８については図１で示した上記実施の形態１の場合と同様である。
サーチコイル９は、ＩＧＢＴ１ａのエミッタ端子あるいはコレクタ端子に接続されてコレクタ電流ＩＣが流れる配線の近傍に配設され、非接触でコレクタ電流ＩＣの微分波形を検出する。このように、サーチコイル９によりコレクタ電流の時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）を出力することができる。 Embodiment 2. FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 2 of the present invention will be described. 6 is a diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 2 of the present invention.
As shown in FIG. 6, an IGBT 1a having no current sense terminal is used, and a search coil 9 is used as a differential value detection means for collector current. 2 and 5 to 8 are the same as those in the first embodiment shown in FIG.
Search coil 9 is connected to the emitter terminal or the collector terminal of IGBT1a disposed in the vicinity of the wiring flowing collector current I C detects the differential waveform of the collector current I C in a non-contact manner. As described above, the search coil 9 can output the time differential value (dI C / dt) of the collector current.

この後、上記実施の形態１と同様に、ゼロクロスコンパレータ５はサーチコイル９の出力を入力として、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロスを検出してワンショットマルチバイブレータ６への動作信号を出力し、ワンショットマルチバイブレータ６はゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間（時刻ｔＤまで）発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。   Thereafter, as in the first embodiment, the zero cross comparator 5 receives the output of the search coil 9 as an input, detects the zero cross of the time differential value of the collector current, and outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 6, The one-shot multivibrator 6 generates a gate condition switching signal SB for a predetermined time (until time tD), and switches so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal decreases during this period.

この実施の形態２においても、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロスを検出するタイミング（時刻ｔＢ）で、ゲート抵抗を小さくしてゲート駆動条件を所定の時間だけ鋭くする。このため、時刻ｔＢ以降のＶＣＥが立ち下がる期間でのスイッチング損失（ＶＣＥ×ＩＣ）の増加を抑制できる。また、ゲート抵抗の定常値は、ターンオン時のＥＭＩノイズが低減できる十分な高さで予め設定され、可変ゲート抵抗８の抵抗値が該定常値に設定された状態でターンオンが開始されるため、上記実施の形態１と同様にスイッチング損失を増加させることなく確実にＥＭＩノイズを低減できる。また、ゲート駆動条件の切換は、コレクタ電流の時間微分値のゼロクロス検出に基づいているため、ゼロ点以外の値で検出する場合に比して検出が容易で確実である。 Also in the second embodiment, at the timing (time tB) at which the zero crossing of the time differential value of the collector current is detected, the gate resistance is decreased and the gate driving condition is sharpened for a predetermined time. For this reason, it is possible to suppress an increase in switching loss (V CE × I C ) during a period in which V CE falls after time tB. Further, the steady value of the gate resistance is set in advance at a sufficiently high level to reduce the EMI noise at the time of turn-on, and the turn-on is started in a state where the resistance value of the variable gate resistor 8 is set to the steady value. As in the first embodiment, EMI noise can be reliably reduced without increasing switching loss. Further, since the switching of the gate driving condition is based on the zero cross detection of the time differential value of the collector current, the detection is easier and more reliable as compared with the case of detecting with a value other than the zero point.

またサーチコイル９によりコレクタ電流の微分波形を得るため、微分波形を得るための時間遅れがなく、時間遅れのないゼロクロス検出ができ、信頼性の高い検出が行えると共に、検出回路の簡略化が図れる。
また電流センス端子を持たないＩＧＢＴ１ａについても広く適用できるという効果がある。
さらに、上記実施の形態１と同様に、ゲート駆動条件の切り換えは、図４に示すようにゲート電源電圧の切り換えによるものでも、また、図５に示すようにゲート・エミッタ間の容量を切り換えるものであっても良く、同様の効果が得られる。 Further, since a differential waveform of the collector current is obtained by the search coil 9, there is no time delay for obtaining the differential waveform, zero cross detection without time delay can be performed, highly reliable detection can be performed, and the detection circuit can be simplified. .
Further, there is an effect that it can be widely applied to the IGBT 1a having no current sense terminal.
Further, as in the first embodiment, the gate drive condition can be switched by switching the gate power supply voltage as shown in FIG. 4, or by switching the gate-emitter capacitance as shown in FIG. The same effect can be obtained.

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図７はこの発明の実施の形態２による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。
図７に示すように、ダイオード２２、２４が逆並列接続されたＩＧＢＴ２１、２３をハーフブリッジ回路に適用したものである。ダイオード２２もしくは２４がリカバリ動作を行う場合は、コレクタ電流に相当する電流がハーフブリッジ回路のＰ側直流母線２７、Ｎ側直流母線３２を必ず流れるため、サーチコイル２８、３３をＰ側直流母線２７、Ｎ側流母線３２の近傍に配設する。ゼロクロスコンパレータ２６、３１、ワンショットマルチバイブレータ２５、３０、ゲート可変抵抗２９、３４は、上記実施の形態１、２のゼロクロスコンパレータ５、ワンショットマルチバイブレータ６、ゲート可変抵抗８と同様であり、同様に動作する。 Embodiment 3 FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 3 of the present invention will be described. FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the gate drive circuit in the power converter according to the second embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 7, IGBTs 21 and 23 having diodes 22 and 24 connected in reverse parallel are applied to a half-bridge circuit. When the diode 22 or 24 performs a recovery operation, a current corresponding to the collector current always flows through the P-side DC bus 27 and the N-side DC bus 32 of the half-bridge circuit, so that the search coils 28 and 33 are connected to the P-side DC bus 27. In the vicinity of the N-side flow bus 32. Zero-cross comparators 26 and 31, one-shot multivibrators 25 and 30, and gate variable resistors 29 and 34 are the same as and similar to zero-cross comparator 5, one-shot multivibrator 6 and gate variable resistor 8 in the first and second embodiments. To work.

この実施の形態では、上記実施の形態２と同様の効果が得られると共に、サーチコイル２８、３３をＰ側直流母線２７、Ｎ側流母線３２の近傍に配設することにより、サーチコイル２８、３３をＩＧＢＴ２１、２３直近の空間余裕のない位置に設置する必要がなく、容易に設置できる。また、１つのサーチコイルで複数のＩＧＢＴの電流検出も可能になり、部品点数を低減できる効果もある。   In this embodiment, the same effects as those of the second embodiment can be obtained, and the search coils 28 and 33 are disposed in the vicinity of the P-side DC bus 27 and the N-side flow bus 32, whereby the search coils 28, 33 are arranged. It is not necessary to install 33 in the position where there is no space margin in the immediate vicinity of IGBT21 and 23, and it can install easily. In addition, it is possible to detect currents of a plurality of IGBTs with one search coil, and there is an effect that the number of parts can be reduced.

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図８はこの発明の実施の形態４による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図９はこのゲート駆動回路を用いたＩＧＢＴ１のターンオン時における各出力波形図である。
上記実施の形態１では、ゼロクロスコンパレータ５はコレクタ電流の時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）のゼロクロスを検出してワンショットマルチバイブレータ６への動作信号を出力したが、この実施の形態では、レベルコンパレータ１０を配設し、微分回路４からのコレクタ電流の時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）のレベルが所定値ｘを超えるとレベルコンパレータ１０はワンショットマルチバイブレータ１１への動作信号を出力する。ワンショットマルチバイブレータ１１は動作信号の入力によりゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。 Embodiment 4 FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 4 of the present invention will be described. FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the gate drive circuit in the power converter according to the fourth embodiment of the present invention, and FIG. 9 is each output waveform diagram when the IGBT 1 using this gate drive circuit is turned on.
In the first embodiment, the zero cross comparator 5 detects the zero cross of the time differential value (dI C / dt) of the collector current and outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 6. The comparator 10 is provided, and when the level of the time differential value (dI C / dt) of the collector current from the differentiating circuit 4 exceeds a predetermined value x, the level comparator 10 outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 11. The one-shot multivibrator 11 generates a gate condition switching signal SB for a predetermined time in response to an operation signal input, and switches so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal becomes small during that time.

図９に示すように、ＩＣが立ち上がる時刻ｔＡにてＩＣの微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）は正の信号として検出され、その後ダイオードのリカバリ動作に伴い、時刻ｔＢにてＩＣは立ち下がる。レベルコンパレータ１０は、時刻ｔＢ以前の時刻ｔＥにて、時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）のレベルが所定値ｘを超えることを検出し、ワンショットマルチバイブレータ１１への動作信号を出力する。
図に示すように、時刻ｔＥにて時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）のレベルが所定値ｘを超えてからワンショットマルチバイブレータ６によりゲート条件切換信号ＳＢが発生されるまでと、さらに可変ゲート抵抗８の抵抗値が実際に切り換えられるまでと、それぞれ時間遅れが発生し、これにより時刻ｔＥからＴの時間遅れを有して可変ゲート抵抗８の抵抗値の切り換えが完了する。 As shown in FIG. 9, the differential value of I C At time tA where I C rises (dI C / dt) is detected as a positive signal, then along with the recovery operation of the diode, I C stood at time tB Go down. The level comparator 10 detects that the level of the time differential value (dI C / dt) exceeds the predetermined value x at time tE before time tB, and outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 11.
As shown in the figure, the variable gate is further changed from when the level of the time differential value (dI C / dt) exceeds the predetermined value x at time tE until the gate condition switching signal SB is generated by the one-shot multivibrator 6. There is a time delay until the resistance value of the resistor 8 is actually switched, and thus the switching of the resistance value of the variable gate resistor 8 is completed with a time delay of T to T.

ところで、ゲート抵抗値の切り換え等ゲート駆動条件の切り換え動作は、望ましくはリカバリ動作の終了する時刻ｔＢにて完了し、これにより時刻ｔＢ以降での不要なスイッチング損失を低減する。さらに、時刻ｔＢ、あるいは時刻ｔＢ以前で（ｄＩＣ／ｄｔ）が最大値となる時点から時刻ｔＢまでの間にゲート駆動条件を切り換えると、時刻ｔＢ以降に切り換えた場合より発生するＥＭＩノイズの大きさが小さくなるものである。
この実施の形態では、上述したように、ゲート駆動条件の切り換えタイミングの基となる検出を、時刻ｔＢ以前の時刻ｔＥにて時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）のレベルが所定値ｘを超えることで行っているため、所定値ｘを適した値に設定することで、上述した時間遅れのある場合でも、時刻ｔＢまでにゲート駆動条件の切り換えを完了させることができる。このため、時刻ｔＢ以降での不要なスイッチング損失を低減させると共に、ＥＭＩノイズを低減することができる。
なおこの実施の形態では所定値ｘを超えることを検出することを述べたが一旦上昇した（ｄＩＣ／ｄｔ）が減少して所定値ｘ未満となることを検出しても良く、同様の効果が得られる。 By the way, the switching operation of the gate driving conditions such as switching of the gate resistance value is preferably completed at the time tB when the recovery operation ends, thereby reducing unnecessary switching loss after the time tB. Furthermore, if the gate drive condition is switched from time tB or before time tB until (dI C / dt) reaches the maximum value until time tB, the amount of EMI noise generated is greater than when switching after time tB. The size becomes smaller.
In this embodiment, as described above, the level of the time differential value (dI C / dt) exceeds the predetermined value x at the time tE before the time tB, as the basis of the switching timing of the gate drive conditions. Therefore, by setting the predetermined value x to an appropriate value, the switching of the gate driving condition can be completed by time tB even when there is a time delay as described above. For this reason, unnecessary switching loss after time tB can be reduced and EMI noise can be reduced.
In this embodiment, the detection of exceeding the predetermined value x has been described. However, it may be detected that the increased (dI C / dt) decreases to become less than the predetermined value x, and the same effect is obtained. Is obtained.

なお、この実施の形態においても、上記実施の形態２で用いたサーチコイル９を用いてコレクタ電流の時間微分値を検出しても良く、同様の効果が得られる。   Also in this embodiment, the time differential value of the collector current may be detected using the search coil 9 used in the second embodiment, and the same effect can be obtained.

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図１０はこの発明の実施の形態５による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図１１はこのゲート駆動回路を用いたＩＧＢＴ１ａのターンオン時における各出力波形図である。
上記実施の形態２では、サーチコイル９によりコレクタ電流の時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）を出力し、この（ｄＩＣ／ｄｔ）のゼロクロスをゼロクロスコンパレータ５で検出してワンショットマルチバイブレータ６へ動作信号を出力したが、この実施の形態では、２階微分値検出手段としての第１のサーチコイル４０と第２のサーチコイル４２とにより、コレクタ電流の時間２階微分相当値を検出する。 Embodiment 5 FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 5 of the present invention will be described. FIG. 10 is a diagram showing the configuration of a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 5 of the present invention, and FIG. 11 is each output waveform diagram when the IGBT 1a using this gate drive circuit is turned on.
In the second embodiment, the time differential value (dI C / dt) of the collector current is output by the search coil 9, the zero cross of this (dI C / dt) is detected by the zero cross comparator 5, and the one shot multivibrator 6 is output. Although the operation signal is output, in this embodiment, the first-order search coil 40 and the second search coil 42 as the second-order differential value detecting means detect the second-order differential equivalent value of the collector current.

図１０に示すように、第１の微分値検出手段である第１のサーチコイル４０を、ＩＧＢＴ１ａのエミッタ端子あるいはコレクタ端子に接続されてコレクタ電流が流れる配線の近傍に配設し、この第１のサーチコイル４０は抵抗４１を接続して終端し、抵抗４１の近傍に第２の微分値検出手段である第２のサーチコイル４２を配設する。第１のサーチコイル４０の出力はコレクタ電流の時間微分値（ｄＩＣ／ｄｔ）であり、第２のサーチコイル４２の出力は、第１のサーチコイル４０の出力時間微分値、即ち、コレクタ電流の２階時間微分値（ｄ２ＩＣ／ｄｔ２）となる。
この後、ゼロクロス検出手段としてのゼロクロスコンパレータ５ａは第２のサーチコイル４２の出力を入力として、コレクタ電流の２階時間微分値のゼロクロスを検出してワンショットマルチバイブレータ６への動作信号を出力し、ワンショットマルチバイブレータ６はゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。 As shown in FIG. 10, a first search coil 40, which is a first differential value detecting means, is disposed in the vicinity of a wiring that is connected to the emitter terminal or collector terminal of the IGBT 1a and through which a collector current flows. The search coil 40 is terminated by connecting a resistor 41, and a second search coil 42, which is a second differential value detecting means, is disposed in the vicinity of the resistor 41. The output of the first search coil 40 is a time differential value (dI C / dt) of the collector current, and the output of the second search coil 42 is an output time differential value of the first search coil 40, that is, the collector current. The second-order time differential value (d 2 I C / dt 2 ).
Thereafter, the zero-cross comparator 5a as the zero-cross detecting means receives the output of the second search coil 42, detects the zero-cross of the second-order time differential value of the collector current, and outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 6. The one-shot multivibrator 6 generates the gate condition switching signal SB for a predetermined time, and switches so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal becomes small during that period.

図１１に示すように、第２のサーチコイル４２の出力である（ｄ２ＩＣ／ｄｔ２）は、時刻ｔＦにおいて（ｄＩＣ／ｄｔ）が極大値となるときゼロクロスするため、時刻ｔＢの（ｄＩＣ／ｄｔ）のゼロクロス時点よりも早くゼロクロス点を迎える。このため、ゲート駆動条件の切り換え完了までに多少時間遅れのある場合でも、時刻ｔＢ以降での不要なスイッチング損失を低減させると共に、ＥＭＩノイズを低減することができる。なお、図１１では時間遅れのない場合を示している。
また、コレクタ電流の２階時間微分値がゼロクロスするタイミングである時刻ｔＦから時刻ｔＢまでの時間は、電流の大きさによって大きく変化しないため、安定した切り換え動作が得られる。また、ゼロクロス検出を用いているため検出が容易で確実である。
また２個のサーチコイル４０、４２によりコレクタ電流の２階時間微分値を得るため、コレクタ電流の２階時間微分値を検出するための時間遅れがなく、時間遅れのないゼロクロス検出ができ、信頼性の高い検出が行えると共に、検出回路の簡略化が図れる。 As shown in FIG. 11, the output of the second search coil 42 (d 2 I C / dt 2 ) crosses zero when (d I C / dt) reaches a maximum value at time tF, and therefore at time tB. The zero cross point is reached earlier than the (dI C / dt) zero cross point. For this reason, even if there is a slight time delay until the completion of switching of the gate drive conditions, unnecessary switching loss after time tB can be reduced and EMI noise can be reduced. FIG. 11 shows a case where there is no time delay.
In addition, since the time from the time tF to the time tB, which is the timing at which the second-order time differential value of the collector current crosses zero, does not change greatly depending on the magnitude of the current, a stable switching operation can be obtained. In addition, since zero cross detection is used, detection is easy and reliable.
In addition, since the second-order time differential value of the collector current is obtained by the two search coils 40 and 42, there is no time delay for detecting the second-order time differential value of the collector current, and zero cross detection without time delay can be performed. It is possible to perform highly-sensitive detection and simplify the detection circuit.

実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図１２はこの発明の実施の形態６による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図１３はこのゲート駆動回路を用いたＩＧＢＴのターンオン時における各出力波形図である。
図１２に示すように、ダイオード２２、２４が逆並列接続されたＩＧＢＴ２１、２３をハーフブリッジ回路に適用したものである。ＩＧＢＴ２１がターンオンするとき負荷電流ＩＡが矢印方向に流れていれば、ＩＧＢＴ２３に逆並列接続されたダイオード２４がリカバリ動作する。ダイオード２４に直列に配置された抵抗５１はダイオード２４に流れる電流ＩＦに相当する信号を検出する。ゼロクロス検出手段としてのゼロクロスコンパレータ５ｂは電流ＩＦに相当する信号のゼロクロスを検出してワンショットマルチバイブレータ６への動作信号を出力し、ワンショットマルチバイブレータ６はゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。 Embodiment 6 FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 6 of the present invention will be described. FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a power converter according to Embodiment 6 of the present invention, and FIG. 13 is an output waveform diagram at the time of turn-on of an IGBT using this gate drive circuit.
As shown in FIG. 12, IGBTs 21 and 23 having diodes 22 and 24 connected in reverse parallel are applied to a half-bridge circuit. If the load current IA flows in the direction of the arrow when the IGBT 21 is turned on, the diode 24 connected in reverse parallel to the IGBT 23 performs a recovery operation. Resistor 51 arranged in series with the diode 24 detects a signal corresponding to the current I F flowing through the diode 24. Zero cross comparator 5b as zero crossing detection means outputs an operation signal to the one-shot multivibrator 6 detects a zero crossing of the signal corresponding to the current I F, the one-shot multivibrator 6 gate condition switching signal SB for a predetermined time In the meantime, switching is performed so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal becomes small.

図１３に示すように、ＩＧＢＴ２１がターンオンするとき、ＩＧＢＴ２３に逆並列接続されたダイオード２４を流れる電流ＩＦは、リカバリ動作することにより、コレクタ電流ＩＣが極大値となる時刻ｔＢよりも早い時刻ｔＧにてゼロクロス点を迎える。このため、ゲート駆動条件の切り換えを完了までに多少時間遅れのある場合でも、時刻ｔＢ以降での不要なスイッチング損失を低減させると共に、ＥＭＩノイズを低減することができる。なお、図１３では時間遅れのない場合を示している。 As shown in FIG. 13, when the IGBT21 is turned on, the current I F flowing through the antiparallel connected diode 24 to the IGBT23, by recovery operation, a time earlier than the time tB that the collector current I C becomes the maximum value The zero crossing point is reached at tG. For this reason, even when there is a slight time delay until the switching of the gate driving conditions is completed, unnecessary switching loss after time tB can be reduced and EMI noise can be reduced. FIG. 13 shows a case where there is no time delay.

また、ダイオード２４を流れる電流ＩＦがゼロクロスするタイミングである時刻ｔＧから時刻ｔＢまでの時間は、負荷電流ＩＡの大きさが変化しても大きく変化しないため、安定した切り換え動作が得られる。また、ゼロクロス検出を用いているため検出が容易で確実である。
また図１２では省略したが、ＩＧＢＴ２１側に逆並列接続されたダイオード２２に直列に抵抗を配置することで、他方のＩＧＢＴ２３がターンオンする場合に対応した検出手段を設置できる。 The time from the time tG current I F flowing through the diode 24 is the timing to zero crossing to the time tB, since the magnitude of the load current IA does not change significantly be varied, a stable switching operation is obtained. In addition, since zero cross detection is used, detection is easy and reliable.
Although omitted in FIG. 12, a detecting means corresponding to the case where the other IGBT 23 is turned on can be installed by arranging a resistor in series with the diode 22 connected in reverse parallel to the IGBT 21 side.

実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による電力変換器におけるゲート駆動回路を説明する。図１４はこの発明の実施の形態７による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図であり、図１５はこのゲート駆動回路を用いたＩＧＢＴのターンオン時における各出力波形図である。
上記実施の形態６では、ダイオード２４に流れる電流ＩＦのゼロクロスを検出したが、この実施の形態では、レベルコンパレータ１０ａを配設して、ダイオード２４に流れる電流ＩＦのレベルが低下し所定値ｙ未満になるときを検出し、ワンショットマルチバイブレータ１１へ動作信号を出力する。ワンショットマルチバイブレータ１１は動作信号の入力によりゲート条件切換信号ＳＢを所定の時間発生し、その間、ゲート端子に接続される可変ゲート抵抗８の抵抗値が小さくなるように切り換える。 Embodiment 7 FIG.
Next, a gate drive circuit in a power converter according to a seventh embodiment of the present invention will be described. 14 is a diagram showing a configuration of a gate drive circuit in a power converter according to a seventh embodiment of the present invention, and FIG. 15 is an output waveform diagram at the time of turn-on of an IGBT using this gate drive circuit.
In the sixth embodiment, has been detected a zero crossing of the current I F flowing through the diode 24, in this embodiment, by arranging the level comparator 10a, a predetermined value reduces the level of the current I F flowing through the diode 24 When it is less than y, an operation signal is output to the one-shot multivibrator 11. The one-shot multivibrator 11 generates a gate condition switching signal SB for a predetermined time in response to an operation signal input, and switches so that the resistance value of the variable gate resistor 8 connected to the gate terminal becomes small during that time.

図１５に示すように、ＩＧＢＴ２１がターンオンするとき、ＩＧＢＴ２３に逆並列接続されたダイオード２４を流れる電流ＩＦは、リカバリ動作することにより、コレクタ電流ＩＣが極大値となる時刻ｔＢよりも早い時刻ｔＧにてゼロクロス点を迎えるが、このゼロクロス時点よりも早い時刻ｔＨにて所定値ｙ未満になる。このため、時刻ｔＨを検出することでゲート駆動条件の切り換え完了までの時間遅れが大きくなっても、時刻ｔＢ、あるいは時刻ｔＢ以前で（ｄＩＣ／ｄｔ）が最大値となる時点から時刻ｔＢまでの間にゲート駆動条件を切り換えることができ、時刻ｔＢ以降での不要なスイッチング損失を低減させると共に、ＥＭＩノイズを低減することができる。なお、図１５では時間遅れのない場合を示している。 As shown in FIG. 15, when the IGBT21 is turned on, the current I F flowing through the antiparallel connected diode 24 to the IGBT23, by recovery operation, a time earlier than the time tB that the collector current I C becomes the maximum value Although the zero cross point is reached at tG, it becomes less than the predetermined value y at time tH earlier than the zero cross point. For this reason, even if the time delay until the completion of the switching of the gate driving condition is increased by detecting the time tH, the time (dI C / dt) becomes the maximum value before the time tB or before the time tB until the time tB. During this period, the gate drive conditions can be switched, and unnecessary switching loss after time tB can be reduced and EMI noise can be reduced. FIG. 15 shows a case where there is no time delay.

さらに所定値ｙが負荷電流ＩＡ未満であれば、時刻ｔＨから時刻ｔＢまでの時間は、負荷電流ＩＡの大きさが変化しても大きく変化しないため、安定した切り換え動作が得られる。所定値ｙが負荷電流ＩＡ以上であればゲート抵抗は切り替わらず大きいままであるが、このときＥＭＩノイズは低減でき、負荷電流ＩＡが十分小さいためスイッチング損失も小さく問題ない。   Furthermore, if the predetermined value y is less than the load current IA, the time from time tH to time tB does not change greatly even if the magnitude of the load current IA changes, so a stable switching operation can be obtained. If the predetermined value y is equal to or greater than the load current IA, the gate resistance remains high without switching, but at this time, the EMI noise can be reduced, and the load current IA is sufficiently small, so there is no problem with a small switching loss.

この発明の実施の形態１による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるターンオン時における各出力波形図である。It is each output waveform diagram at the time of turn-on according to Embodiment 1 of the present invention. この発明の実施の形態１の別例による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by another example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の別例による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by another example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の別例による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by another example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４によるターンオン時における各出力波形図である。It is each output waveform figure at the time of turn-on by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 5 of this invention. この発明の実施の形態５によるターンオン時における各出力波形図である。It is each output waveform figure at the time of turn-on by Embodiment 5 of this invention. この発明の実施の形態６による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態６によるターンオン時における各出力波形図である。It is each output waveform figure at the time of turn-on by Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態７による電力変換器におけるゲート駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the gate drive circuit in the power converter by Embodiment 7 of this invention. この発明の実施の形態７によるターンオン時における各出力波形図である。It is each output waveform diagram at the time of turn-on according to Embodiment 7 of the present invention.

符号の説明Explanation of symbols

１，１ａ 電圧駆動形半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ、２ ダイオード、
３ 抵抗、４ 微分値検出手段としての微分回路、
５，５ａ，５ｂ ゼロクロス検出手段としてのゼロクロスコンパレータ、
６ ワンショットマルチバイブレータ、７ ゲート駆動信号発生部、
８ 可変ゲート抵抗、９ 微分値検出手段としてのサーチコイル、
１０，１０ａ レベルコンパレータ、１１ ワンショットマルチバイブレータ、
２１，２３ 電圧駆動形半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ、
２２，２４ ダイオード、
２６，３１ ゼロクロス検出手段としてのゼロクロスコンパレータ、
２７，３２ 直流母線、２８，３３ 微分値検出手段としてのサーチコイル、
２９，３４ 可変ゲート抵抗、
４０ 第１の微分値検出手段としての第１のサーチコイル、
４２ 第２の微分値検出手段としての第２のサーチコイル、５１ 抵抗、
６０ 第１のゲート抵抗、６１ 第２のゲート抵抗、６２ スイッチ、
７１ 第１のゲート電源、７２ 第２のゲート電源、７３ スイッチ、
８０ コンデンサ、８１ スイッチ、ＳＡ ゲートオン信号、
ＳＢ ゲート条件切換信号。 1, 1a IGBT as voltage-driven semiconductor switching element, 2 diode,
3 resistance, differentiation circuit as differential value detection means,
5, 5a, 5b Zero-cross comparator as zero-cross detection means,
6 One-shot multivibrator, 7 Gate drive signal generator,
8 variable gate resistance, 9 search coil as differential value detection means,
10, 10a level comparator, 11 one-shot multivibrator,
21, 23 IGBT as a voltage-driven semiconductor switching element,
22, 24 diodes,
26, 31 Zero cross comparator as zero cross detection means,
27, 32 DC bus, 28, 33 Search coil as differential value detection means,
29, 34 Variable gate resistance,
40. First search coil as first differential value detecting means,
42 Second search coil as second differential value detection means, 51 resistance,
60 first gate resistance, 61 second gate resistance, 62 switch,
71 first gate power source, 72 second gate power source, 73 switch,
80 capacitors, 81 switches, SA gate on signal,
SB Gate condition switching signal.

Claims (10)

電圧駆動形半導体スイッチング素子にて構成される電力変換器のゲート駆動回路に、上記スイッチング素子のターンオン時に、ゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くする操作手段を備え、予め設定された所定のゲート駆動条件にて上記スイッチング素子のターンオンを開始し、上記スイッチング素子のコレクタ電流の立ち上がり後の所定のタイミングで上記操作手段により該ゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くすることを特徴とする電力変換器におけるゲート駆動回路。 A gate driving circuit of a power converter composed of a voltage-driven semiconductor switching element is provided with operation means for sharpening a gate driving condition for a predetermined time when the switching element is turned on, and a predetermined predetermined gate driving condition And the gate driving condition is sharpened for a predetermined time by the operating means at a predetermined timing after the collector current of the switching element rises. circuit. 上記操作手段は、上記スイッチング素子のゲートに直列接続されたゲート抵抗値を小さくする第１の手段、上記スイッチング素子のゲートを充電するためのゲート電源電圧を大きくする第２の手段、上記スイッチング素子のゲート・エミッタ間容量を小さくする第３の手段のいずれかを用いて上記ゲート駆動条件を所定時間だけ鋭くすることを特徴とする請求項１記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 The operating means includes: first means for reducing a gate resistance value connected in series to the gate of the switching element; second means for increasing a gate power supply voltage for charging the gate of the switching element; and the switching element. 2. The gate drive circuit for a power converter according to claim 1, wherein the gate drive condition is sharpened for a predetermined time by using any one of the third means for reducing the gate-emitter capacitance. 上記スイッチング素子のコレクタ電流の時間微分相当値を検出する微分値検出手段と、該微分値検出手段による微分値がゼロクロスすることを検出するゼロクロス検出手段とを備え、上記スイッチング素子のターンオン時に、上記ゼロクロス検出手段により上記微分値の最初のゼロクロスを検出するタイミングを上記所定のタイミングとして、上記操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 A differential value detection means for detecting a time differential equivalent value of the collector current of the switching element; and a zero-cross detection means for detecting that the differential value by the differential value detection means is zero-crossed. 3. A gate drive circuit in a power converter according to claim 1, wherein the operation means is operated with the timing at which the first zero cross of the differential value is detected by the zero cross detection means as the predetermined timing. 上記スイッチング素子のコレクタ電流の時間微分相当値を検出する微分値検出手段を備え、上記スイッチング素子のターンオン時に、上記微分値検出手段の出力が所定値を超えるタイミング、あるいは一旦上昇した該出力が減少して所定値未満になるタイミングを上記所定のタイミングとして、上記操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 Differential value detecting means for detecting a time equivalent value of the collector current of the switching element, and when the switching element is turned on, the output of the differential value detecting means exceeds a predetermined value, or the output once increased decreases 3. The gate drive circuit in a power converter according to claim 1, wherein the operation means is operated with the timing that is less than a predetermined value as the predetermined timing. 上記微分値検出手段は、上記コレクタ電流が流れる配線近傍に配設され非接触で上記コレクタ電流の時間微分相当値を検出するものであることを特徴とする請求項３または４記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 5. The power converter according to claim 3, wherein the differential value detecting means is disposed in the vicinity of the wiring through which the collector current flows, and detects a time differential equivalent value of the collector current in a non-contact manner. Gate drive circuit in 上記微分値検出手段は、上記電力変換器の直流母線に流れるコレクタ電流に相当する電流から、その時間微分相当値を検出するものであることを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 6. The differential value detecting means detects a time differential equivalent value from a current corresponding to a collector current flowing in a DC bus of the power converter. Drive circuit in the power converter of the. 上記スイッチング素子のコレクタ電流の時間２階微分相当値を検出する２階微分値検出手段と、該２階微分値検出手段による２階微分値がゼロクロスすることを検出するゼロクロス検出手段とを備え、上記スイッチング素子のターンオン時に、上記ゼロクロス検出手段により上記２階微分値の最初のゼロクロスを検出するタイミングを上記所定のタイミングとして、上記操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 A second-order differential value detecting means for detecting a time second-order differential equivalent value of the collector current of the switching element; and a zero-cross detecting means for detecting that the second-order differential value by the second-order differential value detecting means is zero-crossed; 3. The operation means is operated with the timing at which the zero-cross detection means detects the first zero-cross of the second-order differential value as the predetermined timing when the switching element is turned on. A gate drive circuit in a power converter. 上記２階微分値検出手段を、上記コレクタ電流が流れる配線近傍に配設され非接触で上記コレクタ電流の時間微分相当値を検出する第１の微分値検出手段と、該第１の微分値検出手段の出力電流が流れる配線近傍に配設され非接触で該出力電流の時間微分相当値を検出する第２の微分値検出手段とで構成し、該第２の微分値検出手段の出力を上記コレクタ電流の時間２階微分相当値とすることを特徴とする請求項７記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 The second-order differential value detecting means is disposed in the vicinity of the wiring through which the collector current flows and detects the time differential equivalent value of the collector current in a non-contact manner, and the first differential value detection And a second differential value detecting means for detecting a time differential equivalent value of the output current in a non-contact manner disposed in the vicinity of the wiring through which the output current of the means flows. The output of the second differential value detecting means is the above-mentioned 8. The gate drive circuit in a power converter according to claim 7, wherein a value corresponding to a second-order differential of the collector current is used. 上記スイッチング素子と互いに逆極性で直列接続され該スイッチング素子のターンオンに伴い逆回復を起こすダイオードの電流を検出する手段と、検出された該ダイオードの電流がゼロクロスすることを検出するゼロクロス検出手段とを備え、上記スイッチング素子のターンオン時に、上記ゼロクロス検出手段により上記ダイオードの電流における最初のゼロクロスを検出するタイミングを上記所定のタイミングとして、上記操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 Means for detecting a current of a diode which is connected in series with the switching element in reverse polarity and causes reverse recovery when the switching element is turned on; and a zero-cross detecting means for detecting that the detected current of the diode is zero-crossed. 3. The operation means is operated with the timing at which the zero cross detection means detects the first zero cross in the current of the diode as the predetermined timing when the switching element is turned on. Drive circuit in the power converter of the. 上記スイッチング素子と互いに逆極性で直列接続され該スイッチング素子のターンオンに伴い逆回復を起こすダイオードの電流を検出する手段を備え、上記スイッチング素子のターンオン時に、上記検出手段による上記ダイオードの電流が所定値未満となるタイミングを上記所定のタイミングとして、上記操作手段を動作させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器におけるゲート駆動回路。 Means for detecting a current of a diode connected in series with the switching element in reverse polarity and causing reverse recovery when the switching element is turned on, and the diode current by the detecting means is a predetermined value when the switching element is turned on; 3. The gate drive circuit for a power converter according to claim 1, wherein the operation means is operated with the timing of less than the predetermined timing as the predetermined timing.
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