JP2005269146A - ステレオ復調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ステレオを感じる中音域のセパレーションを保持するとともに、ノイズを感じる高音域のセパレーションを制御するステレオ復調回路を提供する。
【解決手段】ステレオ信号における主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいて、Ｌ信号とＲ信号を生成して出力するマトリクス回路を有するステレオ復調回路において、前記副チャンネル信号を入力し、前記副チャンネル信号の所定の周波数より高い周波数を当該周波数が高くなるにつれて減衰する減衰回路を、前記マトリクス回路の前段に備えた。
【選択図】 図３

Description

本発明は、ステレオ復調回路に関する。

ＦＭステレオは、ＦＭ放送の高音質伝送を生かすとともに、一つの電波でステレオ放送と、モノラル放送との両立性を保っている。

この両立性のため送信側は、ステレオ信号におけるＬ信号とＲ信号をマトリクス処理した（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号を生成し、さらに、（Ｌ−Ｒ）信号を３８ｋＨｚの複搬送波で変調した信号と、（Ｌ＋Ｒ）信号と、ステレオ放送を識別するために用いられる１９ｋＨｚのパイロット信号とを混合したステレオ複合信号を生成して送信している。

ＦＭ受信機においてステレオ復調回路は、受信信号の検波によって復調されたステレオ複合信号から、主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ：以下、主チャンネル信号とする）と、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ：以下、副チャンネル信号とする）を抽出し、さらに、主チャンネル信号と副チャンネル信号とのマトリクス処理を行いＬ信号とＲ信号を分離して出力する。

このＬ信号とＲ信号の分離の度合いを分離度（以下、セパレーションとする）と呼ぶ。例えば、ＦＭ受信機における左側から右側へのセパレーション（Ｓｌ）は、Ｌ信号のみによる左側の出力をＬｌ、Ｌ信号のみによる右側の出力をＲｌとすると、
Ｓｌ＝２０ｌｏｇＬｌ／Ｒｌ（ｄＢ）
で表される。セパレーションが小さいとステレオの特性が生かされず、臨場感が減少してしまう。

セパレーションを大きくするには、マトリクス処理において主チャンネル信号と副チャンネル信号の大きさが一致していることが必要であるが、実際にはステレオ複合信号から生成される副チャンネル信号は、後述するように主チャンネル信号の大きさの１／２となる。

そこで、従来のステレオ復調回路では、主チャンネル信号と副チャンネル信号の大きさを合わせてセパレーション特性を大きくするため、ステレオ復調回路の前段の副チャンネル信号側に信号の大きさを増幅する増幅器を設けて副チャンネル信号の大きさを調整している（例えば、特許文献１参照）。

例えば、ステレオ復調回路で主チャンネル信号と副チャンネル信号によって生成されるＬ信号の出力Ｌ（ＯＵＴ）は、
Ｌ（ＯＵＴ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋α｛１／２・（Ｌ―Ｒ）｝
となる。αは増幅回路の増幅率であり、主チャンネル信号と副チャンネル信号の大きさを合わせるため通常２に近い値が設定されている。

なお、この増幅回路の増幅率αを調整することによって、セパレーションの大きさを制御することが可能である。例えば、（Ｌ＋Ｒ）と（Ｌ−Ｒ）の位相が合っていると仮定すると、α＝２では、Ｌ（ＯＵＴ）が２Ｌとなり、Ｒの項が消えるのでセパレーションが大きくなる。０＜α＜２の場合は、Ｌ（ＯＵＴ）にＲの項が消えずに残る。よって、この場合にはαが小さくなるに従ってセパレーションが小さくなる。またα＝０ではＬ（ＯＵＴ）がＬ＋Ｒとなるので、セパレーションが０となり主チャンネル信号のみが出力される。
特開平９−３６８２１号公報

図９は、従来のステレオ復調回路のセパレーション特性の一例を説明するための図である。この横軸の周波数の帯域において、中音域（例えば１ｋＨｚ）は聴感上ステレオを感じる音域であり、高音域（例えば７ｋＨｚ）は聴感上ノイズを感じる音域である。また、図９の実線は、増幅率αが２に近い場合のセパレーション特性であり、点線は、ノイズ感を低減するため増幅率αを小さくした場合のセパレーション特性である。
同図では、増幅率αを小さくして７ｋＨｚのセパレーションを、３０ｄＢから１０ｄＢに小さくしている。一方、このとき中音域である１ｋＨｚのセパレーションも同時に４０ｄＢから２０ｄＢに小さくなる。その結果、７ｋＨｚのセパレーションが小さくなることでノイズ感は減少するが、同時にステレオ感も損なわれてしまう。
このように、従来のステレオ復調回路では、セパレーションを小さくすると、ノイズを感じる高音域とともに他の周波数帯域のセパレーションも小さくなる。よって、ステレオを感じる中音域のセパレーションを保持したまま、ノイズを感じる高音域のセパレーションを小さくすることができなかった。

本発明は、ステレオを感じる中音域（所定周波数）のセパレーションを保持するとともに、ノイズを感じる高音域（所定周波数より高い周波数）のセパレーションを小さくするステレオ復調回路を提供することを目的とする。

本発明に係る主たる発明は、ステレオ信号における主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいて、Ｌ信号とＲ信号を生成して出力するマトリクス回路を有するステレオ復調回路において、前記副チャンネル信号を入力し、前記副チャンネル信号の所定の周波数より高い周波数を当該周波数が高くなるにつれて減衰する減衰回路を、前記マトリクス回路の前段に備えたことを特徴とする。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、所定周波数のセパレーションを保持するとともに、所定周波数より高い周波数のセパレーションを小さくすることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて具体的に説明する。

＝＝＝ＦＭ受信機構成＝＝＝
図１は、本発明のステレオ復調回路２６を使用したＦＭ受信機の構成の一例を示すブロック図である。同図に示すＦＭ受信機は、フロントエンド部１００、中間周波増幅部２００、ＦＭ検波回路２４、ステレオ復調回路２６、ディエンファシス回路２８、３０、低周波増幅回路３２、３４、シグナルメータ（以下、Ｓメータとする）３８を備えている。

フロントエンド部１００は、アンテナ１から得られる受信信号を１０．７ＭＨｚの中間周波信号に周波数変換して出力する。なお、フロントエンド部１００は、アンテナ１から受信した受信信号を、特定の周波数帯域だけ選択的に増幅する高周波増幅回路１０と、周波数変換に必要な局部発振信号を出力する局部発振回路１２と、高周波増幅回路１０の出力信号および局部発振回路１２から出力される局部発振信号を混合して中間周波信号として出力する混合回路１４と、中間周波信号の大きさに応じて高周波増幅回路１０の利得を自動的に調節するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路１６と、を備えている。局部発振回路１２は、例えばＰＬＬ回路１８を備えたＰＬＬ周波数シンセサイザが用いられる。ＰＬＬ周波数シンセサイザは、基準周波数をもとに電圧制御発振回路（不図示）が出力する周波数を位相比較回路（不図示）で比較し、差があれば位相比較回路の差に応じた信号を発生させ、安定した周波数を発生させる。

中間周波増幅部２００は、中間周波信号を増幅するとともに所定周波数以外の不要な信号の除去を行う。なお、中間周波増幅部２００は、入力した中間周波信号のうち所定周波数以外を除去するフィルタ（不図示）と中間周波信号を増幅する増幅回路（不図示）を有する中間周波増幅回路２０と、中間周波増幅回路２０から出力された信号のうち所定外の振幅部分を除去するとともにＳメータ３８に電界強度を示すＳメータ信号を出力するリミッター増幅回路２２を備えている。

中間周波増幅回路２０内のフィルタは、位相特性が音質に与える影響が大きいので、フィルタの通過帯域内で群遅延特性が平坦であることが要求されるが、実際にはフィルタを通過する信号の周波数に応じた位相の遅延が生じている。このフィルタとして、例えばセラミックフィルタが使用される。また、リミッター増幅回路２２は受信信号の所定外の振幅部分を除去する働きがあり、受信信号がノイズ等の影響で振幅変化を受けていてもそのノイズ部分が除去されて出力される。

ＦＭ検波回路２４は、リミッター増幅回路２２の出力をＦＭ検波することで、ステレオ複合信号を復調して出力する。このＦＭ検波回路２４として、例えば周波数の変化に追従するよう電圧制御発振回路（不図示）をフィードバック制御し、この制御電圧から振幅信号を取り出すＰＬＬ検波回路が用いられる。それ以外の検波回路としてフォスター・シーリー型検波回路、レシオ検波回路などがあるが、本発明のステレオ復調回路２６には、どの検波方式を適用することも可能である。

Ｓメータ３８は、リミッター増幅回路２２からＳメータ信号を入力し、受信の強さのレベルをメータやＬＣＤで表示する。また、Ｓメータ３８は、電界強度を示すＤＣ成分（以下Ｓ−ＤＣとする）をステレオ復調回路２６に出力する。

ステレオ復調回路２６は、ステレオ複合信号に含まれる主チャンネル信号と副チャンネル信号を抽出し、さらに主チャンネル信号と副チャンネル信号のマトリクス処理を行うことでＬ信号とＲ信号を生成して出力する。またステレオ復調回路２６は、Ｓメータ３８から得られる電界強度の大きさに応じてセパレーションを制御する。

ディエンファシス回路２８、３０は、送信側でプリエンファシスによって強められたＬ信号とＲ信号の高域部を、送信側と逆の周波数特性によって減衰し平坦な周波数特性に戻し、低周波増幅回路３２、３４にそれぞれ出力する。

低周波増幅回路３２、３４は、入力したＬ信号とＲ信号を増幅するとともにスピーカーに必要な電力を供給する。

以上の構成によって受信信号からＬ信号およびＲ信号が復調され、Ｌ信号に基づいた音声が左のスピーカーから、Ｒ信号に基づいた音声が右のスピーカーから出力される。

なお、モノラル放送として受信する場合は、ステレオ復調回路２６において、主チャンネル信号のみが選択されて左右のスピーカーから出力される。この場合、主チャンネル信号はＬ＋Ｒの信号なので、Ｌ信号、Ｒ信号の両方の情報が出力されることになり、問題は発生しない。

＝＝＝ステレオ復調回路＝＝＝
図２は、本発明のステレオ復調回路２６の構成の一例を示すブロック図である。
ステレオ復調回路２６は、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦとする）４０、５０、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦとする）４２、４４、副搬送波発生回路４６、ＭＩＸ回路４８、ステレオ信号処理回路５２を備えている。
ＬＰＦ４０は、ＦＭ検波回路２４で復調されたステレオ複合信号を入力し、主チャンネル信号を抽出して出力する。
ＢＰＦ４４は、ステレオ複合信号を入力し、１９ｋＨｚのパイロット信号を抽出して出力する。
副搬送波発生回路４６は、入力されたパイロット信号を２倍の３８ｋＨｚの副搬送波として出力する。
ＢＰＦ４２は、ステレオ複合信号から所定の周波数領域を抽出した信号を出力する。
ＭＩＸ回路４８は、ＢＰＦ４２の出力と副搬送波を乗算しＬＰＦ５０に出力する。
ＬＰＦ５０は、ＭＩＸ回路４８の出力から副チャンネル信号を抽出して出力する。
ステレオ信号処理回路５２は、主チャンネル信号と副チャンネル信号とＳ−ＤＣ信号とを入力し、電界強度に応じてセパレーションを制御したＬ信号とＲ信号を生成して出力する。
以上の構成のステレオ復調回路２６で、ステレオ複合信号からＬ信号とＲ信号が生成される。

次に、ステレオ復調の動作について説明する。
ステレオ復調回路２６に入力されるステレオ複合信号をＣＯＭＰ、主チャンネル信号を（Ｌ＋Ｒ）、副チャンネル信号を（Ｌ−Ｒ）、副搬送波の周波数をｆｃとすると、パイロット信号を除いたステレオ複合信号ＣＯＭＰは、
ＣＯＭＰ＝（Ｌ＋Ｒ）＋ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）・（Ｌ−Ｒ）
と表される。このＣＯＭＰをＬＰＦ４０に通すことにより副搬送波成分が取り除かれ主チャンネル信号として（Ｌ＋Ｒ）が得られる。

また、ＢＰＦフィルタ４２で２３〜５３ｋＨｚの周波数を抽出することによりＣＯＭＰからｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）・（Ｌ−Ｒ）が抽出される。ＭＩＸ回路４８で、この抽出された信号に副搬送波ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）を乗算すると、
ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）・ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）・（Ｌ−Ｒ）
＝１／２・（Ｌ−Ｒ）−１／２ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ）・（Ｌ−Ｒ）
となる。この信号をＬＰＦ５０に通すことによって副搬送波成分が取り除かれ副チャンネル信号として１／２・（Ｌ−Ｒ）が得られる。このように、ステレオ信号処理回路５２に入力される副チャンネル信号は、主チャンネル信号に対して１／２の大きさとなる。

また、周波数変調では、変調信号の周波数に比例して雑音が強くなる三角雑音スペクトラムの特性がある。主チャンネル信号は２０Ｈｚ〜１５ｋＨｚの変調周波数であり、副チャンネル信号は２３ｋＨｚ〜５３ｋＨｚの変調周波数であるので、副チャンネル信号の方が主チャンネル信号よりＳＮ比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒｅｔｉｏ）が悪いことになる。

そこで、副チャンネル信号は、ステレオ信号処理回路５２で大きさが調整されるとともに、周波数特性の調整が行われ、ノイズ感が小さくなるよう制御される。そしてステレオ信号処理回路５２に入力された主チャンネル信号と副チャンネル信号は、マトリクス処理によってＬ信号とＲ信号に分離され出力される。

＝＝＝ステレオ信号処理回路＝＝＝
図３は、本発明のステレオ復調回路２６内のステレオ信号処理回路５２の構成の一例を示すブロック図である。

ステレオ信号処理回路５２は、ステレオ信号における主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいてＬ信号とＲ信号を生成して出力するマトリクス回路５３と、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ５４、ＦＩＲフィルタ５６（『減衰回路』）と、Ｓ−ＤＣ（『電界強度の大きさを示す信号』）から電界強度を検出する電界強度検出回路６２と、後述するＦＩＲフィルタ５６の乗算係数を電界強度に応じたセパレーション制御量に対応する値に設定するフィルタ係数設定回路６４（『乗算係数設定部』）とを備えている。

また、マトリクス回路５３は、主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいてＬ信号を出力する加算回路５８と、主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいてＲ信号を出力する減算回路６０とを備えている。

ＦＩＲフィルタ５４、５６は、後述するように遅延回路と、乗算係数を有する乗算回路と、加算回路とで構成され、この乗算係数の設定値によって、信号の大きさ、及び位相、及び周波数特性の調整を行うことができる。ＦＩＲフィルタ５４は、主チャンネル信号を入力し位相を調整して出力する。ＦＩＲフィルタ５６は、副チャンネル信号の大きさを調整するとともに、副チャンネル信号の所定周波数より高い周波数を当該周波数が高くなるにつれて減衰する。

なおＦＩＲフィルタ５６は、乗算係数を自動的に決定するアルゴリズム部をさらに有する適応フィルタを用いてもよい。この場合、乗算係数が自動的に設定されることによって副チャンネル信号の増幅率も調整できるので副チャンネル信号の増幅回路は不要となる。

主チャンネル信号は、ＦＩＲフィルタ５４に入力され、位相が調整された後に加算回路５８および減算回路６０に入力される。副チャンネル信号は、ＦＩＲフィルタ５６に入力され、主チャンネル信号と等しい大きさに調整されるとともに、所定の周波数、例えば１ｋＨｚ以上の周波数が電界強度に応じて小さくなるように制御される。ＦＩＲフィルタ５６から出力された副チャンネル信号は、加算回路５８および減算回路６０に入力される。そして加算回路５８に入力された各信号の加算処理によってＬ信号が生成される。また、減算回路５８に入力された各信号の減算処理によってＲ信号が生成される
なお、本発明の実施の形態では、ＦＩＲフィルタ５６を適応フィルタとすることで、自動的に乗算係数を設定できるようにしたが、増幅回路を用いて副チャンネル信号の増幅率の調整を行ってもよい。また、ＦＩＲフィルタ５６には、他のローパスフィルタの周波数特性を持つフィルタ、例えばＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いてもよい。

＝＝＝ＦＩＲフィルタ＝＝＝
図４は、ＦＩＲフィルタ５４、５６の構成を示すブロック図である。
ＦＩＲフィルタ５４、５６は、入力信号（Ｘｎ：ｎはサンプル数）をサンプリングの周期単位ごと（『所定期間』）に信号を遅延して出力する遅延回路Ｄ１〜Ｄ（ｋ−１）と、入力信号および遅延回路Ｄ１〜Ｄ（ｋ−１）の出力と対応した任意の乗算係数を有し、入力した信号に乗算係数を乗算して出力する乗算回路Ａ１〜Ａｋと、乗算回路Ａ１〜Ａｋの出力を加算してその和を出力する加算回路８０とを備えている。ここで、ｋはフィルタ次数であり、２以上の整数である。

遅延回路Ｄ（ｋ−１）は、入力信号Ｘｎに対してｎ−（ｋ−１）のサンプリング周期分遅延した信号を出力する。例えば入力信号Ｘｎのとき、Ｄ１はＸｎ−１を出力し、Ｄ２はＸｎ−２を出力する。
入力信号Ｘｎおよび遅延回路Ｄ１〜Ｄ（ｋ−１）からの出力であるＸｎ−１〜Ｘｎ−（ｋ−１）は、対応する乗算回路Ａ１〜Ａｋで乗算係数ａ１〜ａｋがそれぞれ乗算された後に加算回路８０で全て加算されて出力される。例えば、乗算係数ａ１が１でそれ以外は０の場合には入力Ｘｎに対し出力Ｘｎとなり位相はそのままである。また乗算係数ａ２が１でそれ以外は０の場合には入力Ｘｎに対し出力Ｘｎ−１となり１サンプル周期位相の遅れた値が出力される。

以上説明したように、ＦＩＲフィルタ５４、５６は、乗算回路Ａ１〜Ａｋの乗算係数ａ１〜ａｋの設定値に応じて、入力信号を任意の位相に調整して出力することができる。

また、ＦＩＲフィルタ５４、５６は、乗算係数ａ１〜ａｋの設定によって周波数特性及び信号の大きさを調整することができる。例えばＦＩＲフィルタ５６は、乗算係数ａ１〜ａｋの設定によって、低い周波数が通過する通過域と高い周波数が通過しない範囲の阻止域とを有するローパスフィルタの特性とすることができる。

以下、図５、図６を使ってＦＩＲフィルタ５６の乗算係数と、フィルタの周波数特性について説明する。

図５は、ＦＩＲフィルタ５６をローパスフィルタとする場合の乗算係数の設定を説明するための図である。同図は、ＦＩＲフィルタ５６をｋ＝１０の１０次フィルタとして、カットオフ周波数を７ｋＨｚとした場合の一例である。カットオフ周波数とは、信号の通過域と阻止域との境目の周波数のことであり、周波数特性において通過域のフラットな部分から、例えば３ｄＢ分減衰した周波数である。図５において、縦軸は乗算係数ａ１〜ａ１０の各設定値であり、この乗算係数はインパルスを入力した場合の出力の大きさに対応している。横軸はインパルス入力時のサンプル数であり、乗算回路Ａ１〜Ａ１０にそれぞれ対応している。
ＦＩＲフィルタ５６をローパスフィルタとする場合、乗算係数ａ１〜ａ１０は、例えば図５のように、ａ６が最大値で、その前後の係数が対称の傾斜をもって減少するような値に設定される。

図６は、図５の乗算係数ａ１〜ａ１０が設定されたＦＩＲフィルタ５６の周波数特性を示している。図６の横軸は周波数、縦軸は周波数の減衰量である。図６に示すように周波数が１ｋＨｚでは周波数の減衰が無いのに対し、７ｋＨｚでは約５ｄＢ減衰している。７ｋＨｚ以上ではさらに減衰量が大きくなる。なお、ＦＩＲフィルタ５６の設定値によってこの７ｋＨｚの減衰量を任意の値に設定でき、カットオフ周波数も変更できる。例えば、図５においてａ６の値をさらに大きくして傾斜を急にした場合、図６のカットオフ周波数が大きくなり、逆にａ６の値を小さくして傾斜を滑らかにした場合、カットオフ周波数が小さくなる。
このようにＦＩＲフィルタ５６の乗算係数ａ１〜ａｋの設定によって、ＦＩＲフィルタ５６をローパスフィルタとして機能させることができる。

＝＝＝セパレーション特性＝＝＝
本発明のステレオ復調回路２６のセパレーション特性について図７、図８を用いて説明する。

図７は、Ｓ−ＤＣから得られる電界強度と７ｋＨｚのセパレーション制御量の関係の一例を示す図である。セパレーション制御量は、フィルタ係数設定回路６４によってＦＩＲフィルタ５６の乗算係数が変更されることで制御される。また、副チャンネル側のＦＩＲフィルタ５６の７ｋＨｚ周波数の減衰量が０ｄＢであるとき、７ｋＨｚのセパレーションは３０ｄＢであることにする。

一般に電界強度が強ければノイズ感が小さく、電界強度が弱くなるにつれてノイズ感が大きくなる。そこで、電界強度が強（例えば、６０ｄＢμＶ以上）の場合、７ｋＨｚのセパレーションを３０ｄＢのままとする。このときＦＩＲフィルタ５６の周波数特性は変化しない。
電界強度が中（例えば、２０〜６０ｄＢμＶ）の場合（『予め定められた範囲』）、ステレオ復調回路２６は、電界強度が弱くなるにつれてセパレーションを小さくする。このときＦＩＲフィルタ５６の乗算係数ａ１〜ａｋには、フィルタ係数設定回路６４によって電界強度に応じた値が設定され、ＦＩＲフィルタ５６は、ローパスフィルタとして機能する。
電界強度が弱（例えば、２０ｄＢμＶ以下）では、セパレーションを０とする。この場合モノラル受信となり、このときＦＩＲフィルタ５６の乗算係数は、フィルタ係数設定回路６４によってすべて０に設定される。
このようにステレオ復調回路２６は、電界強度の大きさに応じてセパレーション特性を変更することで、受信状態に応じたノイズ感の低減を行うことができる。

図８は、本発明のステレオ復調回路２６を用いたセパレーション特性の一例を示す図である。電界強度が強のときのセパレーション特性を実線で、および電界強度が中のときのセパレーション特性を点線でそれぞれ示している。

同図に示すように、ステレオ復調回路２６は、電界強度が強から中と変化した場合に、ノイズを感じる７ｋＨｚのセパレーションを３０ｄＢから１０ｄＢに減衰している。このときＦＩＲフィルタ５６の乗算係数ａ１〜ａｋには、例えば図５に示す値が設定され、ＦＩＲフィルタ５６は図６の周波数特性をもつローパスフィルタとして機能している。なお、このとき図６に示すように１ｋＨｚの周波数の減衰量は無いので、７ｋＨｚのセパレーションを減衰しても１ｋＨｚのセパレーションは変化しないことになる。
このように本発明のステレオ復調回路２６では、ノイズ感を小さくするため７ｋＨｚのセパレーションを３０ｄＢから１０ｄＢに小さくても、１ｋＨｚのセパレーションは４０ｄＢのままで変化しない。よって、ステレオ感を損なうことなくノイズ感を小さくすることができる。

以上説明したように、本発明のステレオ復調回路は、ＦＩＲフィルタ５６によって副チャンネル信号の周波数特性を調整することで、聴感上ステレオを感じる中音域、例えば１ｋＨｚのセパレーションを保持したまま、ノイズを感じる高音域、例えば７ｋＨｚのセパレーションを制御することができる。このときＳＮ比が悪い副チャンネル信号の高音域を減衰することで効率よくノイズを低減することができる。

また、主チャンネル信号と周波数特性を調整した副チャンネル信号との加算、減算によって、ノイズ感を感じる高音域、例えば７ｋＨｚのセパレーションを小さくしたＬ信号、Ｒ信号を生成できる。

さらに、ＦＩＲフィルタ５６の簡素な構成で副チャンネル信号を任意のローパスフィルタの周波数特性とすることができ、セパレーションの減衰量を、ＦＩＲフィルタ５６の乗算係数の設定によって容易に制御することができる。

また、電界強度の強さに応じてセパレーションの減衰量を調整することができ、電界強度が弱くなり所定の範囲となったときに電界強度に応じたセパレーションの減衰量に制御することができる。

なお、本発明のステレオ復調回路２６をＦＭ受信機に適用すると電界強度に応じてノイズ感を低減するＦＭステレオ受信を行うことができる。

以上、本発明の実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば主チャンネル側のＦＩＲフィルタ５４を使用しなくてもよい。またＳメータ３８以外によって電界強度を検出してもよい。例えば、中間周波増幅回路２０で中間周波信号のレベル検波を行うことによって電界強度を検出してもよい。

本発明のステレオ復調回路を使用したＦＭ受信機のブロック図である。 本発明のステレオ復調回路の構成を示すブロック図である。 本発明のステレオ復調回路内のステレオ信号処理回路の構成を示すブロック図である。 ＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。 ＦＩＲフィルタの乗算係数の設定を説明するための図である。 ＦＩＲフィルタの周波数特性を説明するための図である。 本発明のステレオ復調回路のセパレーション制御量と電界強度の関係を示す図である。 本発明のステレオ復調回路のセパレーション特性を説明するための図である。 従来のステレオ復調回路のセパレーション特性を説明するための図である。

符号の説明

１０ 高周波増幅回路 １２ 局部発振回路
１４ 混合回路 １８ ＰＬＬ回路
２０ 中間周波増幅回路 ２２ リミッター増幅回路
２４ ＦＭ検波回路 ２６ ステレオ復調回路
２８、３０ ディエンファシス回路 ３２、３４ 低周波増幅回路
３８ Ｓメータ
４０、５０ ローパスフィルタ ４２、４４ バンドパスフィルタ
４６ 副搬送波発生回路 ４８ ＭＩＸ回路
５２ ステレオ信号処理回路 ５３ マトリクス回路
５４、５６ ＦＩＲフィルタ
５８ 加算回路 ６０ 減算回路
６２ 電界強度検出回路 ６４ フィルタ係数設定回路
１００ フロントエンド部 ２００ 中間周波増幅部

Claims (6)

1. ステレオ信号における主チャンネル信号と副チャンネル信号に基づいて、Ｌ信号とＲ信号を生成して出力するマトリクス回路を有するステレオ復調回路において、
   前記副チャンネル信号を入力し、前記副チャンネル信号の所定の周波数より高い周波数を当該周波数が高くなるにつれて減衰する減衰回路を、前記マトリクス回路の前段に備えたことを特徴とするステレオ復調回路。
2. 前記マトリクス回路は、
   前記主チャンネル信号と前記副チャンネル信号に基づいてＬ信号を出力する加算回路と、
   前記主チャンネル信号と前記副チャンネル信号に基づいてＲ信号を出力する減算回路と、
   を備え、
   前記減衰回路の出力は、前記加算回路および前記減算回路に入力されることを特徴とする請求項１に記載のステレオ復調回路。
3. 前記減衰回路は、
   入力信号を所定期間経過後に出力する複数の遅延回路と、
   前記複数の遅延回路の出力に対応した乗算係数がそれぞれ設定される複数の乗算回路と、
   前記複数の乗算回路の出力を加算して出力する加算回路と、
   を有することを特徴とする請求項１または２に記載のステレオ復調回路。
4. 前記乗算回路の前記乗算係数を、電界強度の大きさを示す信号に応じた値に設定する乗算係数設定部を備えたことを特徴とする請求項３に記載のステレオ復調回路。
5. 前記乗算係数設定部は、
   前記電界強度が予め定められた範囲であるときの前記信号に応じて前記乗算係数を設定することを特徴とする請求項４に記載のステレオ復調回路。
6. 前記ステレオ信号は、ＦＭ受信信号であることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のステレオ復調回路。
   
   

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