JP2005236968A - データ変換器、およびデータ変換方法、ならびにそれらを用いた送信回路、通信機器、および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 量子化雑音を抑圧し、かつ消費電力の低減を図ることができる送信回路およびそれに用いられるデータ変換器、データ変換方法、ならびにそれらを用いた通信機器を提供すること。
【解決手段】 本発明は、入力信号を増幅器に入力するための信号に変換して出力するデータ変換器である。データ変換器は、入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、振幅検知部によって検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力する信号処理部とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯電話、無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路、およびオーディオ機器、映像機器等の電子機器ならびにそれに用いられるデータ変換器、データ変換方法に関し、より特定的には、量子化雑音を抑圧することができる送信回路、通信機器および電子機器ならびにそれらに用いられるデータ変換器、データ変換方法に関する。

図２８は、従来の通信機器９００の構成を示すブロック図である。図２８において、従来の通信機器９００は、送信回路９０１と、受信回路９０２と、アンテナ共用器９０３と、アンテナ９０４とを備える。送信回路９０１で生成された高周波送信信号は、アンテナ共用器９０３を介して、アンテナ９０４から空間に放射させる。一方、アンテナ９０４で受信された高周波信号は、アンテナ共用器９０３を介して、受信回路９０２に送られて、受信処理される。アンテナ共用器９０３として、たとえば、スイッチや誘電体、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタ、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）フィルタ等を用いた共用器（デュプレクサ）が用いられる。

図２９は、図２８に示す従来の通信機器９００における送信回路９０１の構成の一例を示すブロック図である。図２９では、主要部における波形を模式的に示した。送信回路９０１は、ポーラ（ｐｏｌａｒ）変調によって送信信号を生成する送信回路である。図２９において、従来の送信回路９０１は、データ生成部９１０と、角度変調器９２０と、振幅変調器９３０とを含む。

データ生成部９１０は、互いに直交するＩデータ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｄａｔａ）と、Ｑデータ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｄａｔａ）とで表される直交座標系のベースバンド信号を極座標系に変換して、振幅データと位相データとを出力する。振幅データは、振幅変調器９３０に入力される。位相データは、角度変調器９２０に入力される。

角度変調器９２０は、入力される位相データを角度変調して、搬送波を出力する。出力された搬送波は、振幅変調器９３０に入力される。

振幅変調器９３０は、データ生成部９１０からの振幅データで、角度変調器９２０からの搬送波を振幅変調して出力する。これによって、送信信号が得られる。このような変調方式が、ポーラ変調と呼ばれる。

図３０は、振幅変調器９３０の構成を示すブロック図である。図３０において、振幅変調器９３０は、整合回路９３１，９３６と、トランジスタ９３２と、直流電源９３３と、バイアス回路９３４，９３５とを有する。

角度変調器９２０から出力された角度変調波は、整合回路９３１を介して、トランジスタ９３２で増幅され、整合回路９３６を介して出力される。整合回路９３１，９３６は、トランジスタ９３２の入出力間の整合をとるための回路である。バイアス回路９３４，９３５は、それぞれ、トランジスタのベースあるいはゲート、コレクタあるいはドレインにバイアス電圧を供給するための回路である。トランジスタ９３２のベース端子には、直流電源９３３によって、バイアス回路９３４を介して、直流電圧が供給される。データ生成部９１０から供給される電圧に応じて、トランジスタ９３２の利得が変化する。すなわち、データ生成部９１０から出力される振幅データに比例した電圧がトランジスタ９３２に供給されることによって、振幅変調が実現される。

しかし、図２９に示す送信回路９０１には、たとえば、トランジスタ９３２への入力電力が高くなった場合、あるいは、低くなった場合に、出力信号が歪んでしまうという問題があった。図３１は、この歪みが発生する原因を説明するための模式図の一例である。

図３１において、横軸は、トランジスタ９３２への入力電力の大きさ、すなわち振幅データの大きさを示す。左側の縦軸は、トランジスタ９３２の出力電力の大きさを示す。右側の縦軸は、トランジスタ９３２を通過する信号の位相（以下、通過位相という）を示す。

図３１では、出力電力と通過位相とを合わせて表示している。したがって、グラフ上で特性を示している線が、どちらの特性を示しているのかを示す必要がある。図３１では、どちらの特性を示しているかを、矢印が付いた楕円枠を用いて表している。楕円枠で囲まれた線の特性は、当該楕円枠に付いている矢印が指し示す縦軸である。

理想的なトランジスタでは、入力電力と出力電力とが比例関係になっている。また、理想的なトランジスタでは、入力電力が大きくなっても、通過位相が一定に保たれている。図３１では、この理想的なトランジスタの特性を高入力電力側では点線で示す。このように、理想的なトランジスタでは、全ての入力電力において、出力電力および通過位相が線形的に変化する。

しかし、実際のトランジスタは、必ずしも、全ての入力電力において、線形的であるとは限らない。図３１に示すように、入力電力がＰよりも大きい場合、出力電力と入力電力とは比例関係にならず、また、通過位相は一定とならない。すなわち、入力電力がＰよりも大きい場合、トランジスタの特性は非線形的となる。

このような非線形領域に振幅データが入力されると、出力電力が比例せずに増幅され、さらに、位相がずれる。すなわち、非線形領域に振幅データが入力されると出力信号が歪むこととなる。つまり、送信回路の出力が高出力となった場合、出力信号は歪んでしまうこととなる。

従来、このような問題を解決するために、振幅データを離散化する方法が提案されている。図３２は、図２８に示す従来の通信機器９００における送信回路の他の構成例を示すブロック図である（特許文献１参照）。図３２おいて、送信回路９０１ａは、データ生成部９１０と、角度変調器９２０と、振幅変調器９３０と、バンドパスフィルタ９４０と、デルタシグマ変調器９５０とを含む。図３２において、図２９と同様の部分については、同一の参照符号を付す。図３２では、主要部の波形を模式的に示した。

送信回路９０１ａにおいて、データ生成部９１０から出力される振幅データは、デルタシグマ変調器９５０において、デルタシグマ変調され、二値の信号（典型的には０と正の実数の２値）に離散化されて、振幅変調器９３０に入力される。

一方、データ生成部９１０から出力される位相データは、角度変調器９２０に入力され、角度変調され、角度変調波として出力され、振幅変調器９３０に入力される。

振幅変調器９３０は、角度変調器９２０からの搬送波を、デルタシグマ変調器９５０からの信号で振幅変調する。振幅変調器９３０の構成は、図３０に示すものと同様である。したがって、デルタシグマ変調器９５０から出力される二値の信号に対応する電圧がトランジスタ９３２に供給されることによって、搬送波が当該二値の信号によってオンオフされ、振幅変調が実現される。

バンドパスフィルタ９４０は、デルタシグマ変調により発生した量子化雑音を除去して、送信信号を出力する。

このように、送信回路９０１ａでは、デルタシグマ変調された二値の信号を用いて振幅変調するので、振幅変調器９３０から出力される信号は、角度変調波が、オンオフされるだけである。したがって、送信回路９０１ａからの出力信号が歪まないこととなる。
特開２００２−３２５１０９号公報、図１

しかし、図３２に示す送信回路９０１ａには、量子化雑音が多く含まれるという問題がある。図３３は、図３２に示す送信回路９０１ａの振幅変調器９３０からの出力スペクトラムを示す図である。図３４は、図３２に示す送信回路９０１ａのバンドパスフィルタ９４０からの出力スペクトラムを示す図である。なお、横軸の周波数のゼロ点は、中心周波数を表している。

図３３に示すように、振幅変調器９３０からの出力には、量子化雑音が多く含まれている。したがって、量子化雑音は、バンドパスフィルタ９４０で取り除く必要があるが、量子化雑音を取り除くことは損失となってしまう。例えば、量子化雑音のエネルギーが全体のエネルギーの３０から４０％を占めている場合、振幅変調器９３０の効率を１００％にしたとしても、送信回路９０１ａトータルの効率は６０から７０％に低下してしまう。したがって、量子化雑音の電力を小さくしなければ、送信回路全体の消費電力を小さくできない。すなわち、量子化雑音の電力が大きいと、送信回路全体の消費電力も大きくなってしまう。

さらに、不要な量子化雑音を十分に除去するために、バンドパスフィルタ９４０で大きな抑圧量が必要となる。これを実現するために、バンドパスフィルタ９４０での通過損失が大きくなる。また、大きな抑圧量を得るためにバンドパスフィルタ９４０の構成も大きくなり、結果、送信回路全体の回路規模も大きくなってしまう。

また、図３４に示すように、所望波周波数近傍の量子化雑音はバンドパスフィルタでは取り除くことができない。そのため、所望波周波数近傍の量子化雑音を取り除くためには、デルタシグマ変調器９５０で十分に低雑音としておく必要がある。これを実現するためにはデルタシグマ変調器９５０のクロック周波数を高くして、所望波周波数近傍の量子化雑音を下げなければならない。しかし、これは、デルタシグマ変調器９５０での消費電力増大を招いてしまう。

それゆえ、本発明の目的は、量子化雑音を抑圧し、かつ消費電力の低減を図ることができる送信回路、通信機器、および電子機器ならびにそれらに用いられるデータ変換器、データ変換方法を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、入力信号を増幅器に入力するための信号に変換して出力するデータ変換器であって、入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、振幅検知部によって検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力する信号処理部とを備える。

たとえば、入力信号が離散化されている場合、信号処理部は、離散値同士の間隔を広くすることによって、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換するとよい。

また、たとえば、入力信号が離散化されていない場合、信号処理部は、入力信号を離散化することによって、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換するとよい。

さらに、たとえば、信号処理部は、さらに、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属さないと判断された場合、非線形領域に属すると判断されて離散化する場合に比べて、離散値の間隔が狭くなるように入力信号を離散化するとよい。

好ましくは、入力信号が直交データである場合、振幅検知部は、これらの二乗和の平方根を求めることによって、入力信号の振幅の大きさを検知するとよい。

好ましくは、信号処理部による変換後の信号を、増幅器で発生する歪みが抑圧されるように補正する補正部をさらに備えるとよい。

たとえば、補正部は、入力信号の振幅および位相を補正するとよい。

また、たとえば、補正部は、増幅器で発生する歪みに対して、等振幅逆位相の信号を発生させるとよい。

たとえば、領域判断部は、入力信号の振幅の大きさが第１の閾値を超える場合、増幅器への入力電圧が非線形領域に属すると判断するとよい。

また、たとえば、領域判断部は、入力信号の振幅の大きさが第２の閾値を超えない場合、非線形領域に属すると判断するとよい。

また、たとえば、領域判断部は、入力信号の振幅の大きさが第３の閾値を超えないか、または第４の閾値を超える場合、非線形領域に属すると判断するとよい。

たとえば、信号処理部は、デルタシグマ変調によって、入力信号より分解能が低い信号に入力信号を変換するとよい。

好ましくは、増幅器には、利得可変増幅器による増幅後の信号が入力されており、領域判断部は、入力信号の振幅の大きさが設定範囲外であるか否かに基づいて、増幅器への入力電圧が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断し、さらに、利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整する設定範囲調整部を備えるとよい。

また、たとえば、信号処理部は、入力信号を振幅データおよび位相データに変換する座標系変換部と、座標系変換部によって変換された振幅データをデルタシグマ変調するデルタシグマ変調器と、位相データとデルタシグマ変調器によってデルタシグマ変調された振幅データとを掛け算する掛け算器とを含むとよい。

また、たとえば、入力信号は、直交データであって、信号処理部は、入力信号が入力される引き算器と、引き算器に接続され、直交データの各要素を積分するベクトル積分器と、ベクトル積分器によって積分された直交データに対して、少なくとも二以上の離散値を用い、当該二以上の離散値の中から、入力された直交データのなすベクトルの大きさよりも小さい最大の離散値を求め、積分された直交データのなすベクトルの大きさが当該最大の離散値となるようにし、かつ、積分された直交データの位相が入力された直交データの位相と等しくなるようにして量子化するベクトル量子化器とを備え、引き算器は、入力された直交データからベクトル量子化器によって量子化された直交データを引くとよい。

また、本発明は、送信信号を生成するための送信回路であって、増幅器と、入力信号を増幅器の入力に用いられる信号に変換するデータ変換器とを備え、データ変換器は、入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、振幅検知部によって検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力する信号処理部とを含む。

好ましくは、信号処理部による変換後の信号を、増幅器で発生する歪みが抑圧されるように補正する補正部をさらに備えるとよい。

好ましくは、増幅器の後段に接続されたフィルタをさらに備えるとよい。

好ましい実施形態では、さらに、増幅器に入力される信号の電力を調整する利得可変増幅器を備え、領域判断部は、入力信号の振幅の大きさが所定の設定範囲外であるか否かに基づいて、増幅器への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断し、データ変換器は、さらに、利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整する設定範囲調整部を含む。

好ましい実施形態では、データ変換器への入力信号は、直交データであり、データ変換器は、変換後の直交データを出力し、さらに、データ変換器によって出力された変換後の直交データを変調して出力するベクトル変調器を備え、振幅検知部は、直交データに基づいて、入力信号の振幅の大きさを検知する。

好ましい実施形態では、データ変換器への入力信号は、直交データであり、データ変換器は、変換後の直交データを出力し、さらに、変換後の直交データを極座標系のデータに変換して、振幅データおよび位相データを生成する座標系変換部と、座標系変換部によって生成された位相データを角度変調する角度変調器とを備え、増幅器は、角度変調器によって角度変調された位相データを座標系変換部によって生成された振幅データに基づいて振幅変調する振幅変調器であり、振幅検知部は、直交データに基づいて、入力信号の振幅の大きさを検知する。

好ましい実施形態では、さらに、振幅データおよび位相データを生成するデータ生成部と、データ生成部によって生成された位相データを角度変調して、角度変調波を生成する角度変調器とを備え、データ変換器への入力信号は、データ生成部が生成した振幅データであり、データ変換器は、変換後の振幅データを出力し、振幅検知部は、振幅データに基づいて、入力信号の振幅の大きさを検知し、増幅器は、角度変調器によって角度変調された位相データをデータ変換器によって変換された振幅データに基づいて振幅変調する振幅変調器であり、振幅検知部は、振幅データの大きさに基づいて、入力信号の振幅の大きさを検知する。

本発明は、通信機器であって、送信信号を生成するための送信回路と、受信信号を処理するための受信回路とを備え、送信回路は、増幅器と、入力信号を増幅器の入力に用いられる信号に変換するデータ変換器とを含み、データ変換器は、入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、振幅検知部によって検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力する信号処理部とを有する。

本発明は、電子機器であって、増幅器と、入力信号を増幅器に入力するための信号に変換して出力するデータ変換器とを備え、データ変換器は、入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、振幅検知部によって検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力する信号処理部とを備える。

本発明は、入力信号を増幅器に入力するための信号に変換するデータ変換器での処理方法であって、入力信号の振幅の大きさを検知するステップと、検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断するステップと、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、入力信号よりも分解能が低い信号に入力信号を変換して出力するステップとを備える。

好ましくは、増幅器の非線形領域に属するか否かを判断するステップでは、入力信号の振幅の大きさが設定範囲外であるか否かに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断し、さらに、増幅器の前段に接続される利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整するステップを備えるとよい。

以下、本発明の効果について説明する。本発明では、入力信号の振幅の大きさを検知して、検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断して、非線形領域に属する場合、入力信号の分解能を低くして出力する。したがって、入力信号の内、増幅器の非線形領域に対応する部分のみを離散化することとなる。ゆえに、入力信号の一部のみが離散化されることとなるので、従来のように入力信号の全てを離散化する場合に比べて、量子化雑音が低減されることとなる。

量子化雑音が低減することによって、増幅器で不要な信号を増幅する必要がなくなるので、送信回路全体の消費電力を低減することができる。

さらに、補正部によって、離散化された入力信号の電力および位相と当該離散化された入力信号に対応する出力信号の電力および位相とが補正されるので、増幅器での歪みが発生しないこととなる。

また、全体に量子化雑音が抑圧されているので、所望波周波数近傍の量子化雑音も抑圧されることとなる。したがって、送信回路におけるバンドパスフィルタに求められる減衰特性が緩和され、その結果、通過損失が低減することとなる。また、急峻なバンドパスフィルタを用いなくてもよくなり、送信回路の消費電力の低減につながる。結果、送信回路全体の小型化も図られることとなる。

また、本実施形態では、振幅の分解能が小さいので、デルタシグマ変調器によるデータ変換を行わない従来の送信回路において補償テーブルを用意する場合と比べて、極めてテーブルが小さくなる。

なお、一般に、データ変換器における離散化のためのクロック周波数を上げて、所望波周波数近傍の量子化雑音を低減する場合があるが、本発明では、量子化雑音がすでに低減されているので、データ変換器のクロック周波数を上げる必要がなくなるので、データ変換器の消費電力低減につながる。

入力信号が離散化されている場合、信号処理部は、離散値同士の間隔を広くすることによって、入力信号よりも分解能が低い信号を得ることができるので、処理が簡易である。

入力信号が離散化されていない場合、信号処理部は、入力信号を離散化することによって、入力信号よりも分解能が低い信号を得ることができるので、デルタシグマ変調等の一般的な離散化方式を用いるだけで、入力信号よりも分解能が低い信号を得ることができる。

信号処理部は、さらに、領域判断部によって、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属さないと判断された場合、非線形領域に属すると判断されて離散化する場合に比べて、離散値の間隔が狭くなるように入力信号を離散化することによって、入力信号よりも分解能が低い信号を得ることができる。

入力信号が直交データである場合、振幅検知部は、これらの二乗和の平方根を求めることによって、入力信号の振幅の大きさを検知するので、容易に入力信号の振幅の大きさを検知することができる。

領域判断部は、第１〜第４の閾値のいずれかを用いることによって、増幅器への入力電力が非線形領域に属しているか否かを容易に判断することができる。

設定範囲調整部は、利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整するので、実際に増幅器に入力される電力に応じて、入力信号を分解能が低い信号にするか否かが判断されることとなる。

信号処理部にデルタシグマ変調器やベクトル量子化器を用いることによって、入力信号の一部を分解能が低い信号にすることができる。

本発明のデータ変換器を備える送信回路、通信機器、電子機器は、量子化雑音を抑圧し、かつ消費電力の低減を図ることができる。

本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。本発明の送信回路が適用される通信機器は、従来と同様であるので、以下の実施形態においても、図２８を援用することとする。なお、以下の実施形態では、本発明のデータ変換器を通信機器に応用したときを中心に説明するが、本発明のデータ変換器は、通信機器のみならず、オーディオ機器や映像機器等、増幅器を備える全ての電子機器に応用することができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１００の構成を示すブロック図である。図１において、送信回路１００は、入力端子１０１と、データ変換器１１０と、補正部１２０と、補償テーブル部１３０と、ベクトル変調器１４０と、利得可変増幅器１５０と、増幅器１６０と、バンドパスフィルタ１７０と、出力端子１０２とを備える。

送信回路１００には、データ生成部（図示せず）から、直交データであるＩデータおよびＱデータが入力される。送信回路１００は、入力されたＩデータおよびＱデータを高周波の送信信号に変換して出力する。

入力端子１０１の一端には、データ生成部（図示せず）が接続される。入力端子の他端には、データ変換器１１０が接続される。データ変換器１１０の出力側には、補正部１２０が接続される。補償テーブル部１３０は、補正部１２０と接続される。補正部１２０の出力側には、ベクトル変調器１４０が接続される。ベクトル変調器１４０の出力側には、利得可変増幅器１５０が接続される。利得可変増幅器１５０の出力側には、増幅器１６０が接続される。増幅器１６０の出力側には、バンドパスフィルタ１７０が接続される。バンドパスフィルタ１７０の出力側には、出力端子１０２が接続される。

データ変換器１１０は、入力端子１０１に入力される信号を増幅器１６０に入力するための信号に変換する。補正部１２０は、データ変換器１１０が出力した信号のデータ値（振幅値および位相値）を補正する。補償テーブル部１３０は、補正部１２０で補正を行う際に参照される補償テーブルを格納する記憶部である。データ変換器１１０、補正部１２０、および補償テーブル部１３０は、入力信号を増幅器１６０に入力するための信号に変換するための装置であるので、これらを合わせて、データ変換器と呼ぶこともできる。

ベクトル変調器１４０は、直交データが搬送波に乗るように変調するための変調器である。利得可変増幅器１５０は、外部制御部（図示せず）からの指示に応じて、利得を可変にし、増幅器１６０に入力するための電力を調整する。増幅器１６０は、トランジスタからなっており、入力された信号を増幅して出力する。バンドパスフィルタは、所望の周波数帯域の信号を通過するためのフィルタである。

以下、送信回路１００の動作について説明する。

データ変換器１１０への入力信号は、ＩデータおよびＱデータで示される直交データでる。データ変換器１１０は、入力端子１０１に入力されるＩデータおよびＱデータに基づいて、入力信号である直交データの振幅の大きさである（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 を検知する。データ変換器１１０は、検知した振幅の大きさ（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 が、設定範囲内の大きさであるか否かを判断する。データ変換器１１０は、設定範囲を、外部制御部（図示せず）から伝えられる増幅器１６０が出力すべき電力の大きさに応じて、変化させる。

設定範囲内の大きさである場合、データ変換器１１０は、ＩデータおよびＱデータをそのまま出力する。一方、設定範囲内の大きさでない場合、データ変換器１１０は、入力されたＩデータおよびＱデータのなすベクトルの大きさの分解能を低くして、Ｉ２データおよびＱ２データとして出力する。なお、本明細書において、直交データの大きさといった場合、直交データのなすベクトルの大きさのことを意味するものとする。具体的には、直交データが予め離散化されているとき、データ変換器１１０は、設定範囲内の大きさでない場合、離散値同士の間隔を広くすることによって、分解能を低くする。一方、直交データが予め離散化されていないとき、データ変換器１１０は、設定範囲内の大きさでない場合、入力信号の大きさを離散化することによって分解能を低くする。このようにして、データ変換器は、設定範囲外の振幅値を有する入力信号を、その振幅の大きさに関して、それよりも分解能が低い信号に変換して出力する。

補償テーブル部１３０の補償テーブルには、Ｉ２データおよびＱ２データに基づく振幅信号の振幅値および位相値を補正するための情報が定義されている。

補正部１２０は、データ変換器１１０から入力されたデータがＩ２データおよびＱ２データである場合、補償テーブル部１３０に格納されている補償テーブルを参照して、Ｉ２データおよびＱ２データから求められる振幅値および位相値を補正して、Ｉ３データおよびＱ３データとして出力する。一方、補正部１２０は、データ変換器１１０から入力されたデータがＩデータおよびＱデータである場合、そのままＩデータおよびＱデータを出力する。

ベクトル変調器１４０は、入力される直交データと搬送波とを合成して、直交データが搬送波に乗るように変調する。

たとえば、ベクトル変調器１４０は、直交変調器である。この場合、ベクトル変調器１４０は、入力されるＩデータ（またはＩ３データ）およびＱデータ（またはＱ３データ）を、Ｉｃｏｓ（ωｔ）−Ｑｓｉｎ（ωｔ）、またはＩ３ｃｏｓ（ωｔ）−Ｑ３ｓｉｎ（ωｔ）に変換して出力する。なお、ここで、Ｉ，Ｑ，Ｉ３，Ｑ３は、Ｉデータ、Ｑデータ、Ｉ３データ、Ｑ３データの値を指しているとする（以下、同様）。

また、たとえば、ベクトル変調器１４０は、ポーラ変調器であってもよい。この場合、ベクトル変調器１４０は、入力されるＩデータおよびＱデータを（Ｉ² ＋Ｑ² ）^1/2 ｃｏｓ（ωｔ＋φ）に変換して出力する。ただし、φはＩデータ、Ｑデータの構成するベクトルのなす角度で、φ＝ｔａｎ―¹（Ｑ／Ｉ）で表される。

利得可変増幅器１５０は、外部制御部（図示せず）からの指示に応じて利得を可変にする。たとえば、増幅器１６０の出力電力を１／２倍にしなければならない場合、利得可変増幅器１５０は、利得を１／２倍にして、増幅器１６０に入力される信号の電力を下げて、増幅器１６０の出力電力を１／２倍にする。このように、利得可変増幅器１５０が利得を可変にする典型的な例は、送信回路１００を内蔵している通信機器と交信する他の通信機器が、当該通信機器の近くにいたり、遠くにいたりする場合である。このような場合、利得可変増幅器１５０の利得を増減させることによって、送信信号の電力を増減させる。

増幅器１６０は、ベクトル変調器１４０から出力される変調信号を増幅して出力する。

バンドパスフィルタ１７０は、増幅器１６０によって増幅された信号の内、帯域外の不要な量子化雑音成分を除去して出力する。

先述のように、データ変換器１１０における設定範囲は、増幅器１６０から出力すべき電力の大きさに応じて変化させられる。図２は、データ変換器１１０における設定範囲の設定方法を説明するための図である。増幅器１６０から出力すべき電力の大きさが小さい場合、利得可変増幅器１５０での利得は小さくてよい。利得可変増幅器１５０の利得が小さい場合、増幅器１６０への入力電力は小さくなり、当該入力電力は増幅器１６０の線形領域に属することとなる。従って、このような場合、当該設定範囲を狭くしておくと、増幅器１６０への入力電力が線形領域に属するにもかかわらず、分解能が低くされてしまうこととなるので、当該設定範囲は、広くなるように設定されなければならない。一方、増幅器１６０から出力すべき電力の大きさが大きい場合、利得可変増幅器１５０での利得は大きくなければならない。利得可変増幅器１５０の利得が大きい場合、増幅器１６０への入力電力は大きくなり、当該入力電力は増幅器１６０の非線形領域に属することとなる。従って、このような場合、当該設定範囲を広くしておくと、増幅器１６０への入力電力が非線形領域に属するにもかかわらず、分解能が低くならなくなってしまうので、当該設定範囲は、狭くなるように設定されなければならない。このようにして、データ変換器１１０は、利得可変増幅器１５０の利得を示す情報である増幅器１６０から出力すべき電力に応じて、設定範囲を狭くしたり、広くしたりする。なお、データ変換器１１０は、利得可変増幅器１５０の利得を示す情報として利得可変増幅器１５０の利得そのものに応じて、設定範囲を調整するようにしてもよい。いずれの場合であっても、データ変換器１１０（後述の設定範囲調整部１１１ｃ）は、利得可変増幅器１５０の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整する。

図３は、データ変換器１１０の機能的構成の一例を示すブロック図である。図３において、データ変換器１１０は、制御部１１１と、信号処理部１１２と、スイッチ部１１３とを含む。

制御部１１１は、スイッチ部１１３のスイッチングを制御する。図４は、制御部１１１の機能的構成を示すブロック図である。図４において、制御部１１１は、振幅検知部１１１ａと、領域判断部１１１ｂと、設定範囲調整部１１１ｃとを含む。図５は、制御部１１１の動作を示すフローチャートである。以下、図５を参照しながら、制御部１１１の動作について説明する。まず、制御部１１１の振幅検知部１１１ａは、ＩデータおよびＱデータによって表される直交データに相当する振幅信号の振幅の大きさである（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 を検知する（ステップＳ１０１）。次に、制御部１１１の設定範囲調整部１１１ｃは、外部制御部から与えられる利得可変増幅器１５０の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整する（ステップＳ１０２）。次に、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、求めた振幅の大きさ（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 が設定範囲内であるか否かを判断する（ステップＳ１０３）。なお、ステップＳ１０１の動作とＳ１０２の動作とは、逆の順番で実行されてもよいし、並列に実行されてもよい。

設定範囲内であるか否かを判断するための方法としては、いくつか考えられる。たとえば、制御部１１１をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）として、ＩデータおよびＱデータから、（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 を求め、設定範囲内であるか否かをある閾値を超えるか否かによって判定してもよい。また、制御部１１１を専用のデジタル回路によって閾値判定してもよい。また、制御部１１１を専用のアナログ回路として、ダイオードを用いて閾値判定してもよい。

設定範囲内である場合、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、ＩデータおよびＱデータをそのまま出力するようスイッチ部１１３をスイッチングする（ステップＳ１０４）。

一方、設定範囲内でない場合、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、ＩデータおよびＱデータを信号処理部１１２で信号処理してＩ２データおよびＱ２データを出力するようスイッチングする（ステップＳ１０５）。

データ変換器１１０は、スイッチ部１１３の切り替えの際、入力側から出力側への経路で発生する遅延時間と、信号処理部１１２を介した経路で発生する遅延時間とが一致するように工夫されている。たとえば、データ変換器１１０がＤＳＰによって実現されている場合、データ変換器１１０は、ＩデータおよびＱデータをそのまま出力する場合、信号処理部１１２での処理に必要な時間だけ経過した後にＩデータおよびＱデータを出力する。また、データ変換器１１０がデジタル回路やアナログ回路で構成されている場合、信号処理部１１２での処理に必要な時間だけ遅延を与える遅延回路を、スイッチ部１１３において信号処理部１１２が接続されていない端子と入力端子１０１との間に挿入する。

先述のように、（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 の大きさの設定範囲は、増幅器１６０の線形領域によって定義される。増幅器１６０の線形領域は、増幅器１６０への入力電力の大小、すなわち増幅器１６０へ入力される振幅信号の大小によって決まる。入力電力に対して、出力電力および通過位相が線形（比例関係）である領域が線形領域である。入力電力に対して、出力電力および通過位相が非線形である（比例関係にない）領域が非線形領域である。

たとえば、入力電力がＰ１よりも大きい場合に増幅器１６０が非線形となる場合、入力電力Ｐ１に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさをＡ１とし、利得可変増幅器１５０の利得をαとすると、設定範囲は、
０≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ１
となる。ここで、ａ１は、Ａ１とαとで一意に決まるデータ変換器１１０からの出力振幅である。
なお、データ変換器１１０は、外部制御回路（図示せず）から入力される増幅器１６０が出力すべき電力の大きさに関する情報に基づいて、利得可変増幅器１５０の利得αを知ることができる（以下同様）。

また、たとえば、入力電力がＰ２よりも小さい場合に増幅器１６０が非線形となる場合、入力電力Ｐ２に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさをＡ２とし、最大入力電力に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさをＢとし、利得可変増幅器の利得をαとすると、設定範囲は、
ａ２≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ｂ
となる。ここで、ａ２は、Ａ２とαとで一意に決まるデータ変換器１１０からの出力振幅である。ｂは、Ｂとαとで一意に決まるデータ変換器１１０からの出力振幅である。

また、たとえば、入力電力がＰ３より小さい場合またはＰ４より大きい場合に増幅器１６０が非線形となる場合、入力電力Ｐ３に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさをＡ３とし、入力電力Ｐ４に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさをＡ４とし、利得可変増幅器１５０の利得をαとすると、設定範囲は、
ａ３≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ４
となる。ここで、ａ３は、Ａ３とαとで一意に決まるデータ変換器１１０からの出力振幅である。ａ４は、Ａ４とαとで一意に決まるデータ変換器１１０からの出力振幅である。

スイッチ部１１３は、制御部１１１からの制御信号に応じて、スイッチングする。ベクトル変調器１４０と信号処理部１１２とが接続されるようにスイッチングされた場合、信号処理部１１２は、入力された信号をデルタシグマ変調して、Ｉ２データおよびＱ２データとして、ベクトル変調器１４０に入力する。それ以外の場合、ＩデータおよびＱデータは、そのままベクトル変調器１４０に入力される。

図６は、信号処理部１１２の機能的構成の一例を示すブロック図である。図６において、信号処理部１１２は、座標系変換部１１２１と、デルタシグマ変調器１１２２と、掛け算器１１２３とを有する。

座標系変換部１１２１は、入力される直交データであるＩデータおよびＱデータを、極座標系のデータである振幅データおよび位相データに変換して出力する。ここで、座標系変換部１１２１は、位相データを直交座標系のデータで表すようにする。すなわち、振幅データをＭ、位相を表す直交座標系のデータをＩｐ，Ｑｐとすると、これらは、下記の（式１）〜（式３）によって表される。ここで、Ｉｐ，Ｑｐのなすベクトルの大きさは一定であるとする。
Ｍ＝（Ｉ＋Ｑ）^1/2 …（式１）
Ｉｐ＝Ｉ／Ｍ …（式２）
Ｑｐ＝Ｑ／Ｍ …（式３）

座標系変換部１１２１から出力された振幅データＭは、デルタシグマ変調器１１２２に入力される。デルタシグマ変調器１１２２は、入力される振幅データＭをデルタシグマ変調し、デルタシグマ変調データＭｄを出力する。デルタシグマ変調信号Ｍｄは、掛け算器１１２３に入力される。ここで、デルタシグマ変調器１１２２としては、一次のデルタシグマ変調器を用いてもよいし、二次のデルタシグマ変調器を用いてもよい。次数の高いデルタシグマ変調器を用いる程、所望波周波数近傍の量子化雑音を低減することができる。

座標系変換部１１２１から出力された位相データを表す直交データＩｐ，Ｑｐは、掛け算器１１２３に入力される。

掛け算器１１２３は、デルタシグマ変調データＭｄと、直交データＩｐ，Ｑｐとをそれぞれ掛け算して出力する。すなわち、掛け算器１１２３からは、下記の（式４）および（式５）で表されるデータＩ２，Ｑ２が出力される。
Ｉ２＝Ｍｄ×Ｉｐ
Ｑ２＝Ｍｄ×Ｑｐ

このようにして、信号処理部１１２は、デルタシグマ変調された直交データＩ２，Ｑ２を出力することとなる。デルタシグマ変調された直交データＩ２，Ｑ２は、直交データＩ２，Ｑ２によるベクトルの大きさに関して、離散化されているので、分解能が低くなったデータといえる。

データ変換器１１０の出力側と信号処理部１１２とがスイッチ部１１３によって接続されている場合、補正部１２０は、信号処理部１１２から出力された離散化された直交データの振幅値および位相値を補正して、ベクトル変調器１４０に入力する。一方、データ変換器１１０の出力側と入力側とがスイッチ部１１３によって接続されている場合、補正部１２０は、直交データをそのままベクトル変調器１４０に入力する。

図７Ａ，Ｂ，Ｃは、設定範囲が０≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ１のときのデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図である。図７Ａは、設定範囲を模式的に示す図である。図７Ａにおいて、ハッチングされた四角枠が、設定範囲内を示す。白色の四角枠が設定範囲外を示す。図７Ｂは、データ変換器１１０に入力されるＩデータおよびＱデータから求められる振幅データの時間波形を示す図である。図７Ｂに示す例では、閾値ａ１からｂまでの設定範囲外の時間波形部分が存在する。図７Ｃは、データ変換器１１０から出力される振幅データの時間波形を示す図である。図７Ｃに示すように、データ変換器１１０は、設定範囲内では信号処理を行わず、設定範囲外では信号処理部１１２でデルタシグマ変調を行って離散化する。

図８は、補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図である。図９は、図７Ａに示すような設定範囲を用いた場合の補償テーブルの一例を示す図である。補償テーブルは、利得可変増幅器１５０の利得毎に設けられてもよいし、利得可変増幅器１５０の利得に基づいて演算処理で求められてもよい。

図８において、入力電力がＰ１に対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさがＡ１であるとする。電力の大きさＡ１は、利得可変増幅器１５０によって増幅される前の直交データの振幅の大きさａ１に対応しているとする。また、入力電力がＰ１ａに対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさがＢであるとする。電力の大きさＢは、利得可変増幅器１５０によって増幅される前の直交データの振幅の大きさｂに対応しているとする。入力電力Ｐ１ｂに対応する利得可変増幅器１５０から出力される信号の電力の大きさがＢ１であるとする。電力の大きさＢ１は、利得可変増幅器１５０によって増幅される前の直交データの振幅の大きさｂ１に対応しているとする。

図９に示す補償テーブル部１３０は、利得可変増幅器１５０のある利得において、入力された振幅の大きさがｂである場合、振幅の大きさをｂ１に補正し、位相をθからθ＋θ１に補正するように、補正テーブルを定義している。θ＋θ１は、相互変調歪みを抑圧するために、位相θと逆位相となっている。すなわち、Ｐ１ｂでの位相回転量は−θ１で表されている。

図１０Ａは、ｂ１の求め方を説明するための図である。出力電力Ｐ０を得るためには、もし、増幅器１６０が線形であれば、入力電力はＰｉ１であるとよい。しかし、増幅器１６０は非線形であるので、出力電力Ｐ０を得るためには、大きめの入力電力Ｐｉ２が入力しなければならない。このときの入力電力、すなわち、利得可変増幅器１５０から出力される信号Ｐｉ２に対応する直交データの振幅の大きさが、ｂ１となる。

図１０Ｂは、位相回転量θ１の求め方を説明するための図である。増幅器１６０が、図１０Ｂに示すように、入力電圧の増加に伴って位相が遅れる特性を有しているとしたら、入力電圧がＰｉ２のとき、位相がθ１だけ遅れていることが分かる。したがって、補正後の位相をθ＋θ１とすればよい。

補正部１２０は、利得可変増幅器１５０における利得に応じて、補償テーブルを参照する。補正部１２０は、データ変換器１１０から入力される振幅の大きさを求める。直交データの大きさがｂであり、かつ図９に示す補償テーブルを用いる利得である場合、補正部１２０は、大きさがｂ１となり、位相がθ＋θ１となるように、入力された直交データを変換して出力する。これにより、図８に示すように、離散された部分の最大電力値がＢ１となり、それに対応する供給電力がＰ１ｂとなる。よって、増幅器１６０には、Ｐ１ｂの電力が供給されることとなる。入力電力Ｐ１ｂに対応する出力電力は、増幅器１６０が理想的な線形性を有している場合の入力電力Ｐ１ａに対応する出力電力と同じとなる。さらに、補正部１２０は、入力された直交データの位相θを、θ＋θ１に変換する。したがって、出力電力および通過位相の線形性が保たれることとなる。よって、増幅器１６０は、歪みのない信号を出力することができる。

このように、第１の実施形態では、送信回路は、送信回路の入力信号である直交データの振幅の大きさを検知して、検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断して、非線形領域に属する場合、入力信号の分解能を低くして出力する。したがって、第１の実施形態に係るデータ変換器は、入力信号の内、増幅器の非線形領域に対応する電力を有する部分のみを離散化することとなる。ゆえに、入力信号の一部のみが離散化されることとなるので、従来のように入力信号の全てを離散化する場合に比べて、量子化雑音が低減されることとなる。

量子化雑音が低減することによって、増幅器で不要な信号を増幅する必要がなくなるので、送信回路全体の消費電力を低減することができる。

さらに、離散化された増幅器への入力信号の電力および位相と当該離散化された当該入力信号に対応する増幅器からの出力信号の電力および位相との関係が、線形領域における入出力関係と同一となるので、増幅器での歪みが発生しないこととなる。

また、全体に量子化雑音が抑圧されているので、所望波周波数近傍の量子化雑音も抑圧されることとなる。したがって、バンドパスフィルタにおける通過損失が低減することとなる。また、急峻な減衰特性を有するバンドパスフィルタを用いなくてもよくなり、送信回路の消費電力の低減につながる。結果、送信回路全体の小型化も図られることとなる。

また、本実施形態では、振幅の分解能が小さいので、デルタシグマ変調器によるデータ変換を行わない従来の送信回路において補償テーブルを用意する場合と比べて、極めてテーブルが小さくなる。

なお、一般に、データ変換器における離散化のためのクロック周波数を上げて、所望波周波数近傍の量子化雑音を低減する場合があるが、本発明では、量子化雑音がすでに低減されているので、データ変換器のクロック周波数を上げる必要がなくなるので、データ変換器の消費電力低減につながる。

なお、第１の実施形態において、データ変換器１１０では、閾値判定に基づいて、分解能が低い信号処理を行うか、それとも、信号処理を行わずにそのまま信号を出力するか決定していたが、設定範囲外について分解能が低くなるようにデータ変換するのであれば、これに限られるものではない。

たとえば、制御部１１１は、設定範囲外であれば、信号処理部１１２を動作させ、設定範囲内であれば信号処理部１１２を動作させないようにしてもよい。これによって、設定範囲外の分解能が低くなる。

また、入力信号が離散化されていない場合、制御部１１１は、設定範囲内であれば、離散値の間隔が狭くなるように信号処理部１１２を動作させ、設定範囲外であれば、離散値の間隔が広くなるように信号処理部１１２を動作させようにしてもよい。すなわち、設定範囲内の場合、入力信号をそのまま出力することとしたが、設定範囲内においても、量子化雑音が大きくならないような狭い間隔で、信号処理によって量子化しても構わない。これによっても、設定範囲外での分解能が低くなる。

なお、第１の実施形態では、信号を離散化するような変調器であれば、デルタシグマ変調器に限定されるものではない。たとえば、デルタ変調（ＤＭ）器であってもよいし、パルス幅変調（ＰＷＭ）器であってもよい。

なお、増幅器１６０の量子化雑音が十分小さい場合、バンドパスフィルタ１７０は省略してもよい。

なお、データ変換器１１０は、上記動作を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納しておき、当該プログラムを当該記録媒体からＣＰＵが読み出して実行することによって実現されてもよい。データ変換器１１０をプログラムとＣＰＵとに基づいて実現してもよい点については、他の実施形態においても同様である。

なお、第１の実施形態において、補正部１２０は、補償テーブルを参照して、直交データの振幅および位相を補正することとした。しかし、補正部１２０は、図１０Ａ，Ｂに示すような増幅器１６０の特性を示すカーブを記憶しておき、補正後の直交データの振幅および位相を計算するようにしてもよい。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、入力電力が低いときに歪む増幅器１６０を用いる場合の送信回路の構成について説明する。なお、設定範囲以外は、第１の実施形態と同様であるので、第２の実施形態では、図１，３，４，５，６を援用することとする。図１１Ａ，Ｂ，Ｃは、本発明の第２の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図である。第２の実施形態では、データ変換器１１０における設定範囲が、ａ２≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ｂであるとする。第１の実施形態と同様、ａ２およびｂは、利得可変増幅器１５０の利得に応じて、可変である。図１１Ａは、設定範囲を模式的に示す図である。図１１Ａにおいて、ハッチングされた四角枠が、設定範囲内を示す。白色の四角枠が設定範囲外を示す。図１１Ｂは、データ変換器１１０に入力されるＩデータおよびＱデータから求められる振幅データの時間波形を示す図である。図１１Ｂに示す例では、閾値ａ２からｂまでの設定範囲内以外の部分に時間波形が存在する。図１１Ｃは、データ変換器１１０から出力される振幅データの時間波形を示す図である。図１１Ｃに示すように、設定範囲内では信号処理が行われず、設定範囲外の部分については、信号処理部１１２でデルタシグマ変調されて離散化される。

図１２は、第２の実施形態に係る補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図である。図１２に示すように、非線形領域では、供給電力が０かＰ２の二値に離散化される。０になるように離散化された場合、出力電力も０になるので、歪みが発生しない。ただし、この場合、入力電力が０になった場合、増幅器１６０に一切電力が供給されないような回路構成を第２の実施形態では設けなければならない。これは、増幅器１６０と利得可変増幅器１５０との間にスイッチ回路を設け、データ変換器１１０の制御部が、入力電力が０に相当する場合、当該スイッチをオフにして、増幅器１６０に電力が一切供給されないようにすればよい。

このように、第２の実施形態において、送信回路は、送信回路の入力信号である直交データの振幅の大きさを検知して、検知された入力信号の振幅の大きさに基づいて、増幅器への入力電力が増幅器の非線形領域に属するか否かを判断して、非線形領域に属する場合、入力信号の分解能を低くして出力する。したがって、入力信号の一部のみが離散化されることとなるので、従来のように入力信号の全てを離散化する場合に比べて、量子化雑音が低減されることとなる。また、量子化雑音が低減されることによって、第１の実施形態と同様のその他の効果が生じる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態では、入力電力が高いときおよび低いときに歪む増幅器を用いる場合の送信回路の構成について説明する。なお、設定範囲以外は、第１の実施形態と同様であるので、第３の実施形態では、図１，３，４，５，６を援用することとする。図１３Ａ，Ｂ，Ｃは、本発明の第３の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図である。第３の実施形態では、データ変換器１１０における設定範囲が、ａ３≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ４であるとする。図１３Ａは、設定範囲を模式的に示す図である。図１３Ａにおいて、ハッチングされた四角枠が、設定範囲内を示す。白色の四角枠が設定範囲外を示す。図１３Ｂは、データ変換器１１０に入力されるＩデータおよびＱデータから求められる振幅データの時間波形を示す図である。図１３Ｂに示す例では、閾値ａ３からａ４までの設定範囲内以外の部分に時間波形が存在する。図１３Ｃは、データ変換器１１０から出力される振幅データの時間波形を示す図である。図１３Ｃに示すように、設定範囲内では信号処理が行われず、設定範囲外の部分については、信号処理部１１２で離散化される。

図１４は、第３の実施形態に係る補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図である。図１４に示すように、入力電力が高い方の非線形領域では、第１の実施形態と同様にして、離散化が行われ、かつ直交データの補正が行われる。一方、入力電力が低い方の非線形領域では、第２の実施形態と同様にして、離散化が行われる。したがって、第３の実施形態では、量子化雑音が低減され、かつ増幅器における歪みが抑圧されることとなる。

なお、第１〜第３の実施形態では、利得可変増幅器１５０における利得に応じて、データ変換器１１０での閾値を変化させるようにした。利得可変増幅器１５０の利得を考慮しなかったとすると、たとえば、利得可変増幅器１５０の利得が１／２倍になっているような場合、増幅器１６０に入力される電力が低くなるにもかかわらず、振幅の大きさが閾値ａ１以上であれば、入力信号の分解能が低くなるように変換されてしまう場合がある。しかし、このような場合、利得可変増幅器１５０によって、増幅器１６０に入力される電力が下げられてしまうので、入力電力は、増幅器１６０における線形領域に属する可能性がある。それゆえ、第１〜第３の実施形態では、利得可変増幅器１５０の利得に変化があった場合、それに応じて、データ変換器１１０における設定範囲を変化させることとした。たとえば、図７Ａに示すような閾値判定を用いる場合、利得可変増幅器１５０の利得が下がれば、閾値ａ１を上げるようにし、利得が上がれば、閾値ａ１を下げるようにすればよい。また、図１１Ａに示すような閾値判定を用いる場合、利得可変増幅器１５０の利得が下がれば、閾値ａ２を上げるようにし、利得が上がれば、閾値ａ２を下げるようにすればよい。また、図１３Ａに示すような閾値判定を用いる場合、利得可変増幅器の利得が下がれば、閾値ａ３，ａ４を上げるようにし、利得が上がれば、閾値ａ３，ａ４を下げるようにすればよい。

なお、第１〜第３の実施形態では、利得可変増幅器１５０の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を変化させることとした。しかし、データ変換器１１０は、設定範囲を固定しておき、利得可変増幅器１５０の利得に応じて、直交データの振幅の大きさを変化させ、設定範囲内に直交データの振幅の大きさが属するか否か判断してもよい。これによって、データ変換器１１０は、増幅器１６０への入力電圧が非線形領域に属するかを判断することができる。

なお、利得可変増幅器１５０を用いず信号を増幅する場合、設定範囲は、固定であってもよい。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態では、信号処理部の構成が第１の実施形態とは異なる。以下、第１の実施形態と異なる部分についてのみ説明する。

図１５は、本発明の第４の実施形態に係る信号処理部１１２の機能的構成を示すブロック図である。図１５において、信号処理部１１２は、引き算部１１２４と、ベクトル積分器１１２５と、ベクトル量子化器１１２６とを有する。

信号処理部１１２に入力されたＩデータおよびＱデータは、引き算器１１２４を経由して、ベクトル積分器１１２５に入力される。ベクトル積分器１１２５は、ＩデータおよびＱデータのそれぞれについて、ベクトル演算で積分し、Ｉｖ，Ｑｖとして出力する。すなわち、ベクトル積分器１１２５に入力される直交データ列を（Ｉ_i ，Ｑ_i ）とした場合（ｉは自然数）、ベクトル積分器１１２５からは、（Ｉｖ，Ｑｖ）＝（ΣＩ_i ，ΣＱ_i ）が出力される。ベクトル積分器１１２５からの出力は、ベクトル量子化器１１２６に入力される。

ベクトル量子化器１１２６は、ベクトル積分器１１２５からの出力ベクトルについて、ベクトルの大きさを量子化して、Ｉｖ３，Ｑｖ３として出力する。

ベクトル量子化器１１２６での量子化は以下のようにして行われる。ベクトルの大きさの離散値をｑ_n （ｎは１以上の整数）とする。ｎが２以上の場合、ｑ_n-1 ＜ｑ_n であるとする。ベクトル量子化器１１２６は、ベクトル積分器１１２５から入力される（Ｉｖ，Ｑｖ）に対して、（Ｉｖ＋Ｑｖ）^1/2 を求める。そして、ベクトル量子化器１１２６は、（式６）を満たす最大のｑ_n を求める。次に、当該ｑ_n を用いて、ベクトル量子化器１１２６は、出力ベクトル（Ｉｖ３，Ｑｖ３）を（式７）および（式８）によって求める。
ｑ_n ≦（Ｉｖ＋Ｑｖ）^1/2 …（式６）
Ｉｖ３＝ｑ_n ・Ｉｖ／（Ｉｖ＋Ｑｖ）^1/2 …（式７）
Ｑｖ３＝ｑ_n ・Ｑｖ／（Ｉｖ＋Ｑｖ）^1/2 …（式８）

ここで行われている量子化は、換言すると、以下のようになる。ベクトル量子化器１１２６は、少なくとも二以上の離散値を用いる。ベクトル量子化器１１２６は、当該二以上の離散値の中から、入力された直交データのベクトルの大きさよりも小さい最大の離散値を求める。そして、ベクトル量子化器１１２６は、ベクトル的に積分された直交データの大きさが当該最大の離散値となり、かつ、ベクトル的に積分された直交データの位相が入力された直交データの位相に等しくなるように、量子化後のＩｖ３データおよびＱｖ３データを求める。

引き算器１１２４は、入力データからベクトル量子化器の出力を引き算し、ベクトル積分器１１２５に出力する。

このように、第４の実施形態では、入力信号の一部が離散化されることとなるので、量子化雑音を低減することができる。また、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

以下、具体的に、図１５に示す信号処理部１１２を用いて、Ｗ−ＣＤＭＡ基地局の送信用データをデータ変換したときの量子化雑音低減の効果について例示する。ここでは、図７Ａに示すように、データ変換器１１０は、閾値をａ１と設定し、直交データの大きさがａ１より大きい場合のみ、ＩデータおよびＱデータをベクトル的にデルタシグマ変調することとする。また、オーバーサンプリングのための周波数をシンボルレートの２５６倍とし、入力信号のピークを１０ｄＢで制限し、閾値ａ１を入力信号の最大出力より６ｄＢ低くいところに設定する。この場合、全パワーの内、所望波の比率は、９７％であることを本発明者は確かめた。これは、従来技術において、所望波の比率が３７％であることと比べれば、飛躍的に量子化雑音が低減されていることが分かる。

図１６Ａは、上記条件の下、閾値判定を行ったデータ変換器１１０から出力される信号のスペクトラムを示す図である。一方、図１６Ｂは、全ての領域において信号処理を行ったときのデータ変換器１１０から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図１６Ａと図１６Ｂとを比較すると分かるように、図１６Ａの方が、所望波周波数近傍およびトータルで見て、量子化雑音が低減されていることが分かる。

（第５の実施形態）
図１７は、本発明の第５の実施形態に係る送信回路２００の構成を示すブロック図である。図１７において、送信回路２００は、入力端子１０１と、データ変換器１１０と、ベクトル変調器１４０と、増幅器２６０と、バンドパスフィルタ１７０と、出力端子１０２とを備える。図１７において、第１の実施形態と同様の部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略することとする。ただし、図１７では、利得可変増幅器が省略されているので、データ変換器１１０は、固定された設定範囲を用いることとする。

図１８は、増幅器２６０の特性および送信回路２００の動作を説明するための図である。図１８に示すように、第５の実施形態で用いる増幅器２６０は、入力電力Ｐ１ａにおいて、線形領域における入力電力と出力電力との比例関係が保たれている点Ａ１，Ａ２を有している。

このような増幅器２６０の場合、第１の実施形態のように補正部を設けなくても、データ変換器１１０は、直交データの大きさをａおよびｂの二値で離散化することによって、入力電力Ｐ１およびＰ１ａにすることができ、歪みの発生を抑圧することが可能となる。

なお、第５の実施形態においても、第１〜３の実施形態と同様、利得可変増幅器１５０の利得に応じて、データ変換器１１０における設定範囲を変化させてもよい。

なお、第５の実施形態においても、データ変換器１１０は、設定範囲を固定させておいて、直交データの振幅の大きさを利得に応じて変化させ、増幅器１６０への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断してもよい。

（第６の実施形態）
図１９は、本発明の第６の実施形態に係る送信回路３００の構成を示すブロック図である。図１９において、送信回路３００は、入力端子１０１と、データ変換器１１０と、ベクトル変調器１４０と、補正回路３２０と、利得可変増幅器１５０と、増幅器１６０と、バンドパスフィルタ１７０と、出力端子１０２とを備える。図１９において、第１の実施形態と同様の部分については、同一の参照符号を付し説明を省略することとする。

第６の実施形態では、増幅器１６０で発生する歪みを補償するための補正回路３２０が、利得可変増幅器１５０の前段に設けられている。補正回路３２０は、増幅器１６０で発生する歪み成分と等振幅逆位相の信号を発生して、出力する。補正回路３２０で発生した等振幅逆位相の信号は、利得可変増幅器１５０を介して増幅器１６０に入力される。増幅器１６０には、歪み成分と等振幅逆位相の信号が入力されることとなるので、増幅器１６０は、歪み成分を抑圧することができる。

図２０，２１，２２は、補正回路３２０の一例を示す図である。図２０では、ダイオードＤ１の非線形性を利用して、等振幅逆位相の信号を発生するリニアライザが示されている。図２１では、ダイオードＤ２の非線形性を利用して、等振幅逆位相の信号を発生すリニアライザが示されている。図２２では、ＦＥＴの非線形性を利用して等振幅逆位相の信号を発生するリニアライザが示されている。

このように、第６の実施形態では、プリディストーション回路構成を設けることによって、増幅器１６０で発生する歪み成分を抑圧することができる。

なお、第６の実施形態においても、第１〜３の実施形態と同様、利得可変増幅器１５０の利得を示す情報に基づいて、データ変換器１１０は、設定範囲を変化させる。また、データ変換器１１０は、固定された設定範囲を用いてもよい。また、第６の実施形態においても、データ変換器１１０は、設定範囲を固定させておいて、直交データの振幅の大きさを利得に応じて変化させ、増幅器１６０への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断してもよい。

（第７の実施形態）
図２３は、本発明の第７の実施形態に係る送信回路４００の構成を示す図である。図２３において、送信回路４００は、入力端子１０１と、データ変換器４１０と、補正部１２０ａと、補償テーブル部１３０ａと、利得可変増幅器１５０と、増幅器１６０と、バンドパスフィルタ１７０と、出力端子１０２とを備える。図２３において、第１の実施形態と同様の部分については、同一の参照符号を付し説明を省略することとする。

データ変換器４１０の基本構成は、図３，４と同様であるので、第７の実施形態では、図３，４を援用することとする。第７の実施形態において第１の実施形態と異なるのは、データ変換器４１０が、入力信号として、直交データを処理するのではなく振幅データを処理する点である。したがって、補正部１２０ａは、補償テーブルに定義されている信号の大きさの補正値に基づいて、入力される信号の大きさ（スカラー）を補正する。第７の実施形態における信号処理部１１２としては、例えばデルタシグマ変調器であってもよいし、デルタ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよく、信号を離散化するものであれば何でもよい。

図２４は、データ変換器４１０における制御部１１１の動作を示すフローチャートである。まず、制御部１１１の振幅検知部１１１ａは、入力信号である振幅データｘの振幅の大きさを検知する（ステップＳ２０１）。次に、制御部１１１の設定範囲調整部１１１ｃは、外部制御部から与えられる利得可変増幅器１５０の利得を示す情報に基づいて、設定範囲を調整する（ステップＳ２０２）。次に、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、検知した振幅の大きさが設定範囲内であるか否かを判断する（ステップＳ２０３）。ここでの設定範囲は、入力される振幅データによって閾値が決定されている以外は、第１の実施形態と同様である。

設定範囲内である場合、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、振幅データｘをそのまま出力するようにスイッチ部１１３をスイッチングする（ステップＳ２０４）。一方、設定範囲内でない場合、制御部１１１の領域判断部１１１ｂは、振幅データｘを信号処理部１１２で信号処理するようにスイッチングする（ステップＳ２０５）。これにより、振幅データｘの電力が設定範囲外である場合は、分解能が低くなったデータｘｒが出力される。一方、振幅データｘの電力が設定範囲内である場合は、そのままの振幅データｘが出力される。

このように、第７の実施形態では、増幅器の線形な領域については、信号処理を行われず、非線形な領域については信号処理を行って離散化することとなるので、振幅信号の一部のみが離散化されることとなるので、量子化雑音を低減することができる。また、第１の実施形態と同様の効果も得られる。

なお、第７の実施形態においても、利得可変増幅器１５０を用いず信号を増幅する場合、設定範囲は、固定であってもよい。また、データ変換器４１０は、設定範囲を固定させておいて、振幅データの大きさを利得に応じて変化させ、増幅器１６０への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断してもよい。

なお、第７の実施形態では、バンドパスフィルタを用いることとしたが、デルタシグマ変調器における量子化雑音の形によっては、バンドパスフィルタの代わりにローパスフィルタを用いてもよい。

（第８の実施形態）
図２５は、本発明の第８の実施形態に係る送信回路５００の構成を示すブロック図である。図２５において、送信回路５００は、入力端子１０１と、データ変換器１１０と、補正部１２０と、補償テーブル部１３０と、座標系変換部５２０と、角度変調器５３０と、振幅変調器５４０と、バンドパスフィルタ５５０と、出力端子１０２とを備える。図２５において、第１の実施形態と同様の部分については、同一の参照符号を付し、説明を簡素にする。

データ変換器１１０は、第１の実施形態と同様、設定範囲内であれば、入力されたベースバンド信号をそのまま出力し、設定範囲外であれば、分解能の低いデータに変換して出力する。

入力端子１０１に入力された信号は、データ変換器１１０で、上記のようにデータ変換されて、補正部１２０に入力される。補正部１２０は、第１の実施形態と同様にして、入力された信号を補正して、座標系変換部５２０に入力する。

座標系変換部５２０は、入力されたベースバンドデータを直交座標系から、極座標系に変換し、振幅データおよび位相データを出力する。

位相データは、角度変調器５３０に入力され、角度変調される。角度変調器５３０は、角度変調した位相データを振幅変調器５４０に入力する。

座標系変換部５２０から出力された振幅データは、振幅変調器５４０に入力される。

振幅変調器５４０では、角度変調器５３０からの出力信号を、座標系変換部５２０から出力される振幅データで振幅変調する。この出力が、バンドパスフィルタ５５０に入力されて帯域外の量子化雑音が除去され、出力端子１０２から出力される。

このように、第５の実施形態では、増幅器の線形な領域については、信号処理が行われず、非線形な領域については信号処理が行われ離散化されることとなるので、振幅信号の一部のみが離散化されることとなり、量子化雑音が低減されることとなる。

なお、第８の実施形態においても、振幅変調器５４０の前段である角度変調器５３０と振幅変調器５４０との間または角度変調器５３０と座標系変換部５２０との間に利得可変増幅器を設けてもよく、この場合、第１〜３の実施形態と同様、当該利得可変増幅器の利得に応じて、データ変換器１１０における設定範囲を変化させるとよい。また、データ変換器１１０は、設定範囲を固定させておいて、直交データの振幅の大きさを利得に応じて変化させ、振幅変調器５４０への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断してもよい。

（第９の実施形態）
図２６は、本発明の第９の実施形態に係る送信回路６００の構成を示すブロック図である。図２６において、送信回路６００は、データ生成部６２０と、データ変換器４１０と、振幅補正部１２０ｂと、位相補正部１２０ｃと、補償テーブル部１３０と、角度変調器６３０と、振幅変調器６４０と、バンドパスフィルタ６５０と、出力端子１０２とを備える。第９の実施形態において、第４の実施形態と同様の部分については、同一の参照符号を付し、説明を簡素にする。

データ生成部６２０は、振幅データおよび位相データを出力する。振幅データは、データ変換器６１０に入力される。データ生成部６２０から出力された位相データは、位相補正部１２０ｃにおいて、補償テーブル部１３０に定義されている位相に補正され、角度変調器６３０に入力される。

データ変換器４１０は、第４の実施形態と同様に、設定範囲内であれば、入力されたベースバンド信号をそのまま出力し、設定範囲外であれば、分解能の低いデータに変換して出力する。

データ変換器４１０の出力は、振幅補正部１２０ｂによって振幅が補正された後、振幅変調器６４０に入力される。

データ生成部６２０から出力された位相データは、角度変調器６３０で角度変調され、振幅変調器６４０に入力される。

振幅変調器６４０は、角度変調器６３０から出力された角度変調波を、データ変換器６１０から出力された信号で振幅変調する。振幅変調器６４０の出力は、バンドパスフィルタ６５０で帯域外の量子化雑音を除去され、出力端子１０２から出力される。

このように、第９の実施形態では、増幅器の線形な領域については、信号処理が行われず、非線形な領域については信号処理が行われ離散化されることとなるので、振幅信号の一部のみが離散化されることとなり、量子化雑音が低減されることとなる。

なお、第９の実施形態においても、振幅変調器６４０の前段である角度変調器６３０と振幅変調器６４０との間または角度変調器６３０と位相補正部１２０ｃとの間に利得可変増幅器を設けてもよく、この場合、第１〜３の実施形態と同様、当該利得可変増幅器の利得に応じて、データ変換器４１０における設定範囲を変化させるとよい。また、データ変換器４１０は、設定範囲を固定させておいて、振幅データの大きさを利得に応じて変化させ、増幅器１６０への入力電力が非線形領域に属するか否かを判断してもよい。

ここで、第８および第９の実施形態における振幅変調器５４０，６４０は、例えば図１２に示すような特性をもっているとする。ここで、線形領域の下限の電圧をＰ２とした場合、データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ２以下の場合、振幅変調器５４０，６４０への供給電圧が０またはＰ２となるように制御する。すなわち、データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ２より小さい領域では、０とＰ２に量子化する。これによって、Ｐ２より小さい電圧での非線形性の影響を無くすことができ、低歪みを実現できる。

また、第８および第９の実施形態における振幅変調器５４０，６４０は、例えば図１４に示すような特性をもっているとする。ここで、線形領域の下限の電圧をＰ３とし、上限をＰ４とする。データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ３以下の場合、振幅変調器５４０、６４０への供給電圧が０またはＰ３となるように制御する。すなわち、データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ３より小さい領域では、０とＰ３に量子化する。これによって、Ｐ３より小さい電圧での非線形性の影響を無くすことができ、低歪みを実現できる。また、データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ４以上の場合、振幅変調器５４０、６４０への供給電圧がＰ４またはＰ４ｂとなるように制御する。すなわち、データ変換器１１０，４１０は、閾値ａ４より大きい領域では、Ｐ４とＰ４ｂとに量子化する。これによって、Ｐ４より大きい電圧での非線形性の影響を無くすことができ、低歪みを実現できる。

なお、第８および第９の実施形態において、バンドパスフィルタ５５０、６５０は、振幅変調器５４０、６４０から出力される信号の量子化雑音が十分小さい場合、省略してもよい。

また、第８および第９の実施形態において、第６の実施形態と同様、歪みを補償する補正回路を振幅変調器５４０の前段に接続してもよい。

なお、上記各実施形態では、０と正の実数との２値に量子化することとしたが、それ以上の多値に量子化するようにしてもよい。

図２７Ａは、本発明のデータ変換器を適用したオーディオ機器７００の機能的構成を示すブロック図である。図２７Ａにおいて、オーディオ機器７００は、データ変換器１１０（または４１０）と、増幅器１６０と、フィルタ７０１と、スピーカ７０２とを備える。データ変換器１１０（または４１０）は、本発明のデータ変換器である。データ変換器１１０（または４１０）には、上記で説明した全ての変形例が適用可能である。フィルタ７０１は、一般的にはローパスフィルタである。図２７Ａに示すオーディオ機器７００は、利得可変増幅器を用いていない。しかし、利得可変増幅器を用いる場合、データ変換器１１０（または４１０）は、利得に応じて、設定範囲を調整する。データ変換器１１０（または４１０）は、増幅器１６０への入力電圧が非線形領域に属すると判断したら、入力信号であるオーディオデータ（直交データであってもよいし、振幅データであってもよい）を入力信号よりも分解能が低い信号に変換して出力する。増幅器１６０は、データ変換器１１０（または４１０）が出力した信号を増幅する。増幅器１６０によって増幅された信号は、フィルタ７０１を介して、スピーカ７０２に送られ、音声に変換される。これによって、量子化雑音が抑圧され、かつ消費電力が低減されるオーディオ機器が提供されることとなる。

図２７Ｂは、本発明のデータ変換器を適用した映像機器８００の機能的構成を示すブロック図である。図２７Ｂにおいて、映像機器８００は、データ変換器１１０（または４１０）と、増幅器１６０と、フィルタ８０１と、ディスプレイ８０２とを備える。データ変換器１１０（または４１０）は、本発明のデータ変換器である。データ変換器１１０（または４１０）には、上記で説明した全ての変形例が適用可能である。フィルタ８０１は、一般的にはローパスフィルタである。図２７Ｂに示す映像機器８００は、利得可変増幅器を用いていない。しかし、利得可変増幅器を用いる場合、データ変換器１１０は、利得に応じて、設定範囲を調整する。データ変換器１１０（または４１０）は、増幅器１６０への入力電圧が非線形領域に属すると判断したら、入力信号である映像データ（直交データであってもよいし、振幅データであってもよい）を入力信号よりも分解能が低い信号に変換して出力する。増幅器１６０は、データ変換器１１０（または４１０）が出力した信号を増幅する。増幅器１６０によって増幅された信号は、フィルタ８０１を介して、ディスプレイ８０２に送られ、映像および／または音声に変換される。これによって、量子化雑音が抑圧され、かつ消費電力が低減される映像機器が提供されることとなる。

なお、本発明のデータ変換器は、増幅器を用いる全ての電子機器に適用可能であり、適用範囲が通信機器やオーディオ機器、映像機器に限定されるものではない。

なお、上記実施形態において、本発明のデータ変換器への入力信号は、デジタル信号であるとしたが、アナログ信号であってもよい。アナログ信号が入力信号である場合も同様に、本発明のデータ変換器は、アナログ信号の振幅の大きさが設定範囲内であるか否かを判断することによって、増幅器への入力電圧が非線形領域に属するか否かを判断すればよい。

以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。

本発明に係るデータ変換器は、量子化雑音を抑圧し、かつ消費電力の低減を図ることができ、携帯電話、無線ＬＡＮ等の通信機器等やオーディオ機器や映像機器等の電子機器に適用することができる。

本発明の第１の実施形態に係る送信回路１００の構成を示すブロック図 データ変換器１１０における設定範囲の設定方法を説明するための図 データ変換器１１０の機能的構成の一例を示すブロック図 制御部１１１の機能的構成を示すブロック図 制御部１１１の動作を示すフローチャート 信号処理部１１２の機能的構成の一例を示すブロック図 設定範囲が０≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ１のときのデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 設定範囲が０≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ１のときのデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 設定範囲が０≦（Ｉ² +Ｑ² ）^1/2 ≦ａ１のときのデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図 図７Ａに示すような設定範囲を用いた場合の補償テーブルを示す図 ｂ１の求め方を説明するための図 位相回転量θ１の求め方を説明するための図 本発明の第２の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 本発明の第２の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 本発明の第２の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 第２の実施形態に係る補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図 本発明の第３の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 本発明の第３の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 本発明の第３の実施形態に係るデータ変換器１１０の動作を具体的に説明するための図 第３の実施形態に係る補正部１２０の動作および歪みが抑圧される根拠を具体的に説明するための図 本発明の第４の実施形態に係る信号処理部１１２の機能的構成を示すブロック図 閾値判定を行ったデータ変換器１１０から出力される信号のスペクトラムを示す図 全ての領域において信号処理を行ったときのデータ変換器１１０から出力される信号のスペクトラムを示す図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路２００の構成を示すブロック図 増幅器２６０の特性および送信回路２００の動作を説明するための図 本発明の第６の実施形態に係る送信回路３００の構成を示すブロック図 補正回路３２０の一例を示す図 補正回路３２０の一例を示す図 補正回路３２０の一例を示す図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路４００の構成を示す図 データ変換器４１０における制御部１１１の動作を示すフローチャート 本発明の第８の実施形態に係る送信回路５００の構成を示すブロック図 本発明の第９の実施形態に係る送信回路６００の構成を示すブロック図 本発明のデータ変換器を適用したオーディオ機器７００の機能的構成を示すブロック図 本発明のデータ変換器を適用した映像機器８００の機能的構成を示すブロック図 従来の通信機器９００の構成を示すブロック図 図２８に示す従来の通信機器９００における送信回路９０１の構成の一例を示すブロック図 振幅変調器９３０の構成を示すブロック図 歪みが発生する原因を説明するための模式図 図２８に示す従来の通信機器９００における送信回路の他の構成例を示すブロック図 図３２に示す送信回路９０１ａの振幅変調器９３０からの出力スペクトラムを示す図 図３２に示す送信回路９０１ａのバンドパスフィルタ９４０からの出力スペクトラムを示す図

符号の説明

１００，２００，３００，４００，５００，６００ 送信回路
１０１ 入力端子
１０２ 出力端子
１１０，４１０ データ変換器
１１１ 制御部
１１１ａ 振幅検知部
１１１ｂ 領域判断部
１１１ｃ 設定範囲調整部
１１２ 信号処理部
１１２１ 座標系変換部
１１２２ デルタシグマ変調器
１１２３ 掛け算器
１１２４ 引き算器
１１２５ ベクトル積分器
１１２６ ベクトル量子化器
１１３ スイッチ部
１２０ 補正部
１３０ 補償テーブル部
１４０ ベクトル変調部
１５０ 利得可変増幅器
１６０，２６０ 増幅器
１７０，５５０，６５０ バンドパスフィルタ
３２０ 補正回路
５２０ 座標系変換部
５３０，６３０ 角度変調器
５４０，６４０ 振幅変調器
６２０ データ生成部
７００ オーディオ機器
８００ 映像機器
７０１，８０１ フィルタ
７０２ スピーカ
８０２ ディスプレイ

Claims (26)

1. 入力信号を増幅器に入力するための信号に変換して出力するデータ変換器であって、
   前記入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、
   前記振幅検知部によって検知された前記入力信号の振幅の大きさに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、
   前記領域判断部によって、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換して出力する信号処理部とを備える、データ変換器。
2. 前記入力信号が離散化されている場合、前記信号処理部は、離散値同士の間隔を広くすることによって、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換する、請求項１に記載のデータ変換器。
3. 前記入力信号が離散化されていない場合、前記信号処理部は、前記入力信号を離散化することによって、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換する、請求項１に記載のデータ変換器。
4. 前記信号処理部は、さらに、前記領域判断部によって、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属さないと判断された場合、非線形領域に属すると判断されて離散化する場合に比べて、離散値の間隔が狭くなるように前記入力信号を離散化する、請求項３に記載のデータ変換器。
5. 前記入力信号が直交データである場合、前記振幅検知部は、これらの二乗和の平方根を求めることによって、前記入力信号の振幅の大きさを検知する、請求項１に記載のデータ変換器。
6. 前記信号処理部による変換後の信号を、前記増幅器で発生する歪みが抑圧されるように補正する補正部をさらに備える、請求項１に記載のデータ変換器。
7. 前記補正部は、前記入力信号の振幅および位相を補正する、請求項６に記載のデータ変換器。
8. 前記補正部は、前記増幅器で発生する歪みに対して、等振幅逆位相の信号を発生させる、請求項６に記載のデータ変換器。
9. 前記領域判断部は、前記入力信号の振幅の大きさが第１の閾値を超える場合、前記増幅器への入力電圧が非線形領域に属すると判断する、請求項１に記載のデータ変換器。
10. 前記領域判断部は、前記入力信号の振幅の大きさが第２の閾値を超えない場合、非線形領域に属すると判断する、請求項１に記載のデータ変換器。
11. 前記領域判断部は、前記入力信号の振幅の大きさが第３の閾値を超えないか、または第４の閾値を超える場合、非線形領域に属すると判断する、請求項１に記載のデータ変換器。
12. 前記信号処理部は、デルタシグマ変調によって、前記入力信号より分解能が低い信号に前記入力信号を変換する、請求項１に記載のデータ変換器。
13. 前記増幅器には、利得可変増幅器による増幅後の信号が入力されており、
    前記領域判断部は、前記入力信号の振幅の大きさが設定範囲外であるか否かに基づいて、前記増幅器への入力電圧が前記増幅器の前記非線形領域に属するか否かを判断し、
    さらに、前記利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、前記設定範囲を調整する設定範囲調整部を備える、請求項１に記載のデータ変換器。
14. 前記信号処理部は、
    前記入力信号を振幅データおよび位相データに変換する座標系変換部と、
    前記座標系変換部によって変換された振幅データをデルタシグマ変調するデルタシグマ変調器と、
    前記位相データと前記デルタシグマ変調器によってデルタシグマ変調された振幅データとを掛け算する掛け算器とを含む、請求項１に記載のデータ変換器。
15. 前記入力信号は、直交データであって、
    前記信号処理部は、
    前記入力信号が入力される引き算器と、
    前記引き算器に接続され、前記直交データの各要素を積分するベクトル積分器と、
    前記ベクトル積分器によって積分された直交データに対して、少なくとも二以上の離散値を用い、前記二以上の離散値の中から、入力された直交データのなすベクトルの大きさよりも小さい最大の離散値を求め、前記積分された直交データのなすベクトルの大きさが前記最大の離散値となるようにし、かつ、前記積分された直交データの位相が入力された直交データの位相と等しくなるようにして量子化するベクトル量子化器とを備え、
    前記引き算器は、入力された直交データから前記ベクトル量子化器によって量子化された直交データを引く、請求項１に記載のデータ変換器。
16. 送信信号を生成するための送信回路であって、
    増幅器と、
    入力信号を前記増幅器の入力に用いられる信号に変換するデータ変換器とを備え、
    前記データ変換器は、
    前記入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、
    前記振幅検知部によって検知された前記入力信号の振幅の大きさに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、
    前記領域判断部によって、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換して出力する信号処理部とを含む、送信回路。
17. 前記信号処理部による変換後の信号を、前記増幅器で発生する歪みが抑圧されるように補正する補正部をさらに備える、請求項１６に記載の送信回路。
18. 前記増幅器の後段に接続されたフィルタをさらに備える、請求項１６に記載の送信回路。
19. さらに、前記増幅器に入力される信号の電力を調整する利得可変増幅器を備え、
    前記領域判断部は、前記入力信号の振幅の大きさが所定の設定範囲外であるか否かに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記非線形領域に属するか否かを判断し、
    前記データ変換器は、さらに、前記利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、前記設定範囲を調整する設定範囲調整部を含む、請求項１６に記載の送信回路。
20. 前記データ変換器への前記入力信号は、直交データであり、
    前記データ変換器は、変換後の直交データを出力し、
    さらに、前記データ変換器によって出力された変換後の直交データを変調して出力するベクトル変調器を備え、
    前記振幅検知部は、前記直交データに基づいて、前記入力信号の振幅の大きさを検知する、請求項１６に記載の送信回路。
21. 前記データ変換器への前記入力信号は、直交データであり、
    前記データ変換器は、変換後の直交データを出力し、
    さらに、前記変換後の直交データを極座標系のデータに変換して、振幅データおよび位相データを生成する座標系変換部と、
    前記座標系変換部によって生成された位相データを角度変調する角度変調器とを備え、
    前記増幅器は、前記角度変調器によって角度変調された位相データを前記座標系変換部によって生成された振幅データに基づいて振幅変調する振幅変調器であり、
    前記振幅検知部は、前記直交データに基づいて、入力信号の振幅の大きさを検知する、請求項１６に記載の送信回路。
22. さらに、振幅データおよび位相データを生成するデータ生成部と、
    前記データ生成部によって生成された位相データを角度変調して、角度変調波を生成する角度変調器とを備え、
    前記データ変換器への前記入力信号は、前記データ生成部が生成した前記振幅データであり、
    前記データ変換器は、変換後の振幅データを出力し、
    前記振幅検知部は、前記振幅データに基づいて、前記入力信号の振幅の大きさを検知し、
    前記増幅器は、前記角度変調器によって角度変調された位相データを前記データ変換器によって変換された振幅データに基づいて振幅変調する振幅変調器であり、
    前記振幅検知部は、前記振幅データの大きさに基づいて、前記入力信号の振幅の大きさを検知する、請求項１６に記載の送信回路。
23. 通信機器であって、
    送信信号を生成するための送信回路と、
    受信信号を処理するための受信回路とを備え、
    前記送信回路は、
    増幅器と、
    入力信号を前記増幅器の入力に用いられる信号に変換するデータ変換器とを含み、
    前記データ変換器は、
    前記入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、
    前記振幅検知部によって検知された前記入力信号の振幅の大きさに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、
    前記領域判断部によって、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換して出力する信号処理部とを有する、通信機器。
24. 電子機器であって、
    増幅器と、
    入力信号を前記増幅器に入力するための信号に変換して出力するデータ変換器とを備え、
    前記データ変換器は、
    前記入力信号の振幅の大きさを検知する振幅検知部と、
    前記振幅検知部によって検知された前記入力信号の振幅の大きさに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断する領域判断部と、
    前記領域判断部によって、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換して出力する信号処理部とを備える、電子機器。
25. 入力信号を増幅器に入力するための信号に変換するデータ変換器での処理方法であって、
    入力信号の振幅の大きさを検知するステップと、
    検知された前記入力信号の振幅の大きさに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断するステップと、
    前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属すると判断された場合、前記入力信号よりも分解能が低い信号に前記入力信号を変換して出力するステップとを備える、方法。
26. 前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断するステップでは、前記入力信号の振幅の大きさが設定範囲外であるか否かに基づいて、前記増幅器への入力電力が前記増幅器の非線形領域に属するか否かを判断し、
    さらに、前記増幅器の前段に接続される利得可変増幅器の利得を示す情報に基づいて、前記設定範囲を調整するステップを備える、請求項２５に記載の方法。

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