JP2005236715A

JP2005236715A - 歪補償回路

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Publication number: JP2005236715A
Application number: JP2004044033A
Authority: JP
Inventors: Yasutoshi Tada; 康利多田; Nobuo Hirose; 伸郎廣瀬; Nobuo Tsukamoto; 信夫塚本
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2004-02-20
Filing date: 2004-02-20
Publication date: 2005-09-02

Abstract

【課題】瞬間的な過入力があった場合に、歪補償回路の出力レベルを抑圧でき、後段の電力増幅器を保護することが可能な歪補償回路を提供する。
【解決手段】高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と入力信号とに応じて電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、検出した歪成分に応じた歪補償信号を生成し、生成した歪補償信号で歪補償する歪補償回路であって、歪補償後の信号のレベルを判定する判定回路２４と、歪補償後の信号のレベルが所定レベルより大きいとき判定回路の出力信号で歪補償後の信号のレベルを減衰させる減衰回路２５とを備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償回路に係わり、特に、高周波電力増幅器を用いた無線電波送信を行う送信装置から出力される非線形歪成分を減少させる非線形歪補償技術に関するものである。

従来の非線形歪補償技術、特に、前置歪補償方式の技術の例としては、例えば、映情学技報ＶＯＬ．２４、ＮＯ．７９、ＢＣＳ２０００−９２、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器」（非特許文献１）に記載のものがある。ここで、従来の技術の電力増幅器を含む送信装置のブロック構成例を図５に示し、以下図５を用いて、この技術を説明する。

図５において、送信すべき信号である入力信号は、分配器５１、遅延素子５２，位相調整器５３、利得調整器５４を通して電力増幅器５５にて増幅され、方向性結合器５６を通り出力信号として出力される。一方、分配器５１で分配された入力信号の一部は、検波器５７、Ａ／Ｄ変換器５８でデジタル信号に変換される。さらに、方向性結合器５６で分配された出力信号の一部は、ミキサ５９及びシンセサイザ６０により中間周波数に変換され、ＢＰＦ６１により電力増幅器５５で発生した帯域外歪電力が抽出され、検波器６２を通りＡ／Ｄ変換器６８でデジタル信号に変換される。

以下、非線形歪補償動作の制御方法について説明する。
位相調整器５３、利得調整器５４は、テーブル６４，６５の内容がＤ／Ａ変換器６６，６７でアナログ信号に変換され、その信号によって制御される。この位相調整器５３及び利得調整器５４では、電力増幅器５５で発生する歪と同振幅、逆位相の歪みを生成し、電力増幅器５５で発生する歪みを相殺し、非線形補償を行うものである。

テーブル６４，６５は検波器５７で検波し、Ａ／Ｄ変換器５８で取り込まれた包絡線信号に対しアドレスが割り当てられている。また、検波器６２で検出された歪みの電力が小さくなるように演算部６３にて摂動法を用いて学習し、テーブル６４，６５の内容を更新し、歪みが最小となる最適な値に順次書き替える。

なお、テーブルの更新方法としては、上記非特許文献１に記載してあるように、テーブルのアドレスが１つ刻みとなるようにして、全てのアドレスでの値を摂動法で求める場合は、相当の更新時間が必要となり、そのため極めて非実用的となる。従って、テーブルの値の全ては摂動法で求めるのではなく、例えば、８点の代表点の値を求める場合について摂動法を用いるものとするのがより実用的である。

図６に、その場合のテーブルアドレスと代表点との関係を示す。ここで、テーブルのアドレスを１〜１０２４と仮定し説明する。

まず、アドレス１〜１０２４番地を８点で代表する。図６では８ポイントの代表点とその代表点アドレスのテーブル値を黒丸で示している。ここで、その８代表点アドレスの値（黒丸の高さ方向の位置で示される値）を歪みの電力を見ながら大きくしたり（図中の上矢印方向）、小さくしたり（図中の下矢印方向）して、歪みが小さくなった方の値に更新する。以下、他の代表点についても同様な操作を繰り返し行い、テーブルの値を最適化していく。

なお、８代表点以外のアドレスの値については、ＦＩＲフィルタを用いて補間した値が更新値として用いられる。この８代表点の値の更新制御を、歪電力を監視しながら位相調整器のテーブル、利得調整器のテーブルに対して行い、計１６点について摂動法を用いて最適化する。

また、別の従来技術としては、特開２００１−１６８７７４号公報（特許文献１）に、ＲＦ増幅器のＲＦ入力とＲＦ出力のデジタルベースバンド信号を抽出し、両信号の時間差、位相差を検出し、両者の同期合わせおよび位相合わせを行う。その状態で、両信号の振幅誤差および位相誤差を求め、振幅値に対する振幅、位相の補償量を、初期段階で登録され適応的に更新された補償量の中から順次選び出し、この補償量を前記ＲＦ入力のデジタルベースバンド信号に加算することで歪み成分を補償するものがある。

上記の非特許文献１記載の技術では、歪の電力を監視し、その電力が小さくなるように摂動法にて最適化処理し、振幅歪成分と位相歪成分の非線形補償を行う。この方式では、振幅歪の大きさ、位相歪の大きさを見分けることはできない。また、振幅歪に３次歪成分と５次歪成分と７次歪成分が、さらに、位相歪にも３次歪成分と５次歪成分と７次歪成分が、それぞれどの位含まれているかを見分けることはできない。従って、補償の精度だけでなく、補償の速度（収束時間）も大幅にかかってしまうことは明白である。

また、上記の特許文献記載１の技術では、単純に差分だけを取っているので、振幅が小さくなった場合には、その差分値の誤差が無視できなくなり、歪補償を行えなくなってしまう。

本特許出願人は、先に、電力増幅器の前置歪補償を行う場合に、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪み補償の精度を向上し、かつ、収束時間を短縮する歪補償回路を発明し、発明した内容を特許出願した。

図４は、先に特許出願した歪補償回路と電力増幅器を含む送信装置の全体構成を示すブロック図である。

図４において、ＳＴＬ（Studio to Transmitter Link：スタジオー送受信所間無線伝送装置）４８から入力されたＴＳ（トランスポートストリーム)信号はＯＦＤＭ変調器２６によりＩＦ信号へ変換され、本発明の歪補償回路２７に入力される。この入力信号は、Ａ／Ｄ変換器２９でデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号はＡＧＣ３０で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに、直交復調器３１にてベースバンド帯の信号に復調される。復調された信号は、乗算器３２および遅延器４５へ入力される。遅延器４５で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償演算回路２８の歪係数検出回路４６に入力される。

乗算器３２の出力信号は、直交変調器３３で変調され、Ｄ／Ａ変換器３４でアナログ信号に変換された後、歪補償回路２７から出力されて、ＩＦ／ＵＨＦ変換器３５へ入力される。ＩＦ／ＵＨＦ変換器３５にてＵＨＦ帯の周波数に変換され、さらに、電力増幅回路３６にて規定のレベルに電力増幅される。ここで、歪成分を含んだ信号が電力増幅回路３６から出力される。電力増幅回路３６から出力された出力信号は、方向性結合器３７、ＢＰＦ３８を経由しアンテナ３９より電波送信される。

一方、方向性結合器３７で分配された信号は、ＵＨＦ／ＩＦ変換器４０にてＩＦ帯へ周波数変換され、歪補償回路２７に入力される。この出力信号はＡ／Ｄ変換器４１にてデジタル信号に変換される。その変換された出力信号は直交復調器４２にて復調され、さらに、ＡＧＣ４３にて適正なレベルに調整されると共に、位相器４４で適切な位相特性に調整された後、歪係数検出回路４６に入力される。

この時、遅延器４５の出力レベルと位相器４４の出力レベルが同じになるようにＡＧＣ４３が動作する。また、遅延器４５より歪係数検出回路４６に入力される２つの信号遅延時間を調整し、位相器４４にて歪係数検出回路４６に入力される２つの信号の位相を同じになるように調整している。

その２つの入力された信号により歪係数検出回路４６にて振幅３次歪・振幅５次歪・振幅７次歪・位相３次歪・位相５次歪・位相７次歪のそれぞれの係数(歪の大きさ)を検出し、その検出された係数を基に歪補償信号生成回路４７で、電力増幅器３６で発生した歪とは逆特性の振幅３次歪・振幅５次歪・振幅７次歪・位相３次歪・位相５次歪・位相７次歪が生成されて、その歪補償信号が乗算器３２にて直交復調器３１からの信号に加算される。以上の動作により歪補償を行う。

映情学技報ＶＯＬ．２４、ＮＯ．７９、ＢＣＳ２０００−９２、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器」、Ｐ．９１−９６

特開２００１−１６８７７４号公報、要約

しかしながら、ＳＴＬからのＴＳ信号に入力断のような異常が生じた場合、ＯＦＤＭ変調器から出力されるＩＦ信号のレベルが瞬間的に激しく変動することがある。先願の図４においては、このような異常状態が発生した場合、歪補償回路の出力レベルも瞬間的に変動するが、このとき後段につながる電力増幅器の定格レベルを超えてしまい壊す恐れのあることがわかった。

本発明の目的は、瞬間的な過入力があった場合に、歪補償回路の出力レベルを抑圧でき、後段の電力増幅器を保護することが可能な歪補償回路を提供することにある。

本発明は、高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出した歪成分に応じた歪補償信号を生成し、該生成した歪補償信号で歪補償する歪補償回路であって、該歪補償後の信号のレベルを判定する判定回路と、該歪補償後の信号のレベルが所定レベルより大きいとき該判定回路の出力信号で該歪補償後の信号のレベルを減衰させる減衰回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、瞬間的な過入力があった場合に、歪補償回路の出力レベルを抑圧でき、後段の電力増幅器を保護することが可能な歪補償回路を得ることができる。

図１は、本発明に係る歪補償回路と電力増幅器を含む送信装置の実施の形態の全体構成を示すブロック図である。

図１において、ＳＴＬ２３から入力されたＴＳ（トランスポートストリーム）信号はＯＦＤＭ変調器１によりＩＦ信号へ変換され、歪補償回路２に入力される。この入力信号は、Ａ／Ｄ変換器４でデジタル信号に変換される。変換された信号はＡＧＣ５で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに、直交復調器６にてベースバンド帯の信号に復調される。復調された信号は、乗算器７および遅延器２０へ入力される。遅延器２０で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償演算回路３の歪係数検出回路２１に入力される。

乗算器７の出力信号は、判定回路２４によりレベル判定を行い、判定結果が過大レベルとなった場合には減衰回路２５で定格内に抑えられる。減衰回路２５の出力信号は、直交変調器８で変調され、Ｄ／Ａ変換器９でアナログ信号に変換された後、歪補償回路２から出力されて、ＩＦ／ＵＨＦ変換器１０へ入力される。ＩＦ／ＵＨＦ変換器１０にてＵＨＦ帯の周波数に変換され、さらに、電力増幅回路１１にて規定のレベルに電力増幅される。ここで、歪成分を含んだ信号が電力増幅回路１１から出力される。電力増幅回路１１１から出力された出力信号は、方向性結合器１２とＢＰＦ１３を介してアンテナ１４より電波送信される。

一方、方向性結合器１２で分配され、ＵＨＦ／ＩＦ変換器１５にてＩＦ帯へ周波数変換された出力信号は、歪補償回路２に入力される。この出力信号はＡ／Ｄ変換器１６にてデジタル信号に変換される。その変換された出力信号は直交復調器１７にて復調され、さらに、ＡＧＣ１８にて適正なレベルに調整されると共に、位相器１９で適切な位相特性に調整されて、歪係数検出回路２１に入力される。

この時、遅延器２０の出力レベルと位相器１９の出力レベルが同じになるようにＡＧＣ１８が動作する。また、遅延器２０より歪係数検出回路２１に入力される２つの信号の遅延時間を調整し、位相器１９にて歪係数検出回路２１に入力される２つの信号の位相を同じになるように調整している。

その２つの入力された信号により歪係数検出回路２１にて振幅３次歪・振幅５次歪・振幅７次歪・位相３次歪・位相５次歪・位相７次歪のそれぞれの係数(歪の大きさ)を検出し、その検出された係数を基に歪補償信号生成回路２２で、電力増幅器１１で発生した歪とは逆特性の振幅３次歪・振幅５次歪・振幅７次歪・位相３次歪・位相５次歪・位相７次歪が生成されて、その歪補償信号が乗算器７にて加算される。

ここで判定回路２４と減衰回路２５により構成されるリミッタ回路の詳細な構成例と動作について、図２を用いて説明する。

図２において、入力信号が判定回路２４へ入力されると、その信号の電力が電力演算器２４１で求められる。求められた信号の電力は積分器２４２で積分され平均電力が求められ、この平均電力を設定された検出レベルと比較器２４３で比較することによりレベルの判定が行われる。判定の結果、平均電力が検出レベルより大きく、過大入力と判断した場合、減衰回路２５へとセット信号が送られる。

減衰回路２５では、判定回路２４よりセット信号が入力されると、予め設定された減衰レベルの値が積分器２５１へとセットされる。この積分器２５１の出力が減衰量となり、基準電力（この図ではＲＭＳ＝２の１２乗）より差し引かれた値でレベル補正が行われる。このとき、入力信号が過大入力の間は判定回路２４より常にセット信号が送られ続けるため、積分器２５１に減衰レベルの値がセットされ続けることとなる。この間は、積分器２５１の出力はこの減衰レベルの値が出力されることとなるため、この値が過入力時の減衰量を定める値となる。

そして、入力レベルが定格レベルへと復帰すると判定回路２４からのセット信号がなくなるため、積分器２５１では最後にセットされた減衰レベルの値が減衰回路２５を回り続けることとなり、徐々にその出力の値（減衰量）が小さくなって行く。最後には積分器２５１の出力の値がゼロになり、減衰量もゼロとなるため、出力は定格レベルへと戻ることとなる。

図３は入力信号が過大レベルから定常レベルへと復帰した際の出力信号のレベルの変化を示した図である。この図３は、出力信号のレベルは復帰時間を設けて徐々に定格レベルへと復帰することを示している。

本発明に係る歪補償回路と電力増幅器を含む送信装置の実施の形態の全体構成を示すブロック図である。図１における判定回路と減衰回路により構成されるリミッタ回路の詳細な構成例を示す図である。入力信号が過大レベルから定常レベルへと復帰した際の出力信号のレベルの変化を示した図である。先に特許出願した歪補償回路と電力増幅器を含む送信装置の全体構成を示すブロック図である。従来の技術の電力増幅器を含む送信装置のブロック構成例を示す図である。図５において、摂動法により代表点の値を求める場合のテーブルのアドレスと代表点との関係を示す図である。

符号の説明

１，２６：ＯＦＤＭ変調器、２，２７：歪補償回路、３，２８：歪補償演算回路、４，１６，２９，４１：Ａ／Ｄ変換器、５,１８，３０，４３：ＡＧＣ、６,１７，３１，４２：直交復調器、７，３２：乗算器、８，３３：直交変調器、９，３４：Ｄ／Ａ変換器、１０，３５：ＩＦ／ＵＨＦ変換器、１１，３６：電力増幅器、１２，３７：方向性結合器、１３，３８：ＢＰＦ、１４，３９：アンテナ、１５，４０：ＵＨＦ／ＩＦ変換器、１９，４４：位相器、２０，４５：遅延器、２１，４６：歪係数検出回路、２２，４７：歪補償信号生成回路、２３，４８：ＳＴＬ、２４：判定回路、２４１：電力演算器、２４２：積分器、２４３：比較器、２５：減衰回路、２５１：積分器。

Claims

高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出した歪成分に応じた歪補償信号を生成し、該生成した歪補償信号で歪補償する歪補償回路であって、該歪補償後の信号のレベルを判定する判定回路と、該歪補償後の信号のレベルが所定レベルより大きいとき該判定回路の出力信号で該歪補償後の信号のレベルを減衰させる減衰回路とを備えることを特徴とする歪補償回路。