JP2005210862A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 損失を低減し、構成が簡単で、且つ、小型化が可能な低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 フィルタ回路６のリアクトル１６及び１７を、トロイダル形状のコアを使用して構成し、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力し、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリアの周波数を変える。
【選択図】 図１
【解決手段】 フィルタ回路６のリアクトル１６及び１７を、トロイダル形状のコアを使用して構成し、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力し、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリアの周波数を変える。
【選択図】 図１
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、電力変換装置の出力段に設けられるフィルタ回路の構成及び電力変換装置のインバータ回路の制御に関する。
直流電力を交流電力に変換する電力変換システムの一例として、太陽電池から得られる直流電力を商用電力系統の交流電力に変換する電力変換システムなどがある。
このような電力変換システムにおいては、電力変換装置から出力される交流電力と商用電力系統の交流電力との同期をとるために、電力変換装置の交流出力におけるゼロクロス点を精度良く検出する必要がある。そして、このゼロクロス点を精度良く検出するためには、電力変換装置の出力段に設けられるフィルタ回路によって、交流電力に含まれる高調波リプルを抑制してフィルタ回路の出力の歪み率を下げる必要がある。
このような電力変換システムにおいては、電力変換装置から出力される交流電力と商用電力系統の交流電力との同期をとるために、電力変換装置の交流出力におけるゼロクロス点を精度良く検出する必要がある。そして、このゼロクロス点を精度良く検出するためには、電力変換装置の出力段に設けられるフィルタ回路によって、交流電力に含まれる高調波リプルを抑制してフィルタ回路の出力の歪み率を下げる必要がある。
そこで、従来では、例えば、リアクトルの直流重畳特性（インダクタンス−電流特性）が異なるリアクトルが直列接続されたもの（または、リアクトルの直流重畳特性が異なるリアクトルを１つのリアクトルとして一体化したもの）とコンデンサとにより電力変換装置の出力段に設けられるフィルタ回路を構成することが考えられている。（例えば、特許文献１参照）このように、それぞれ直流重畳特性の異なるリアクトルを使用してフィルタ回路を構成する場合では、例えば、リアクトルに流れる電流が小さいときにリアクトルのインダクタンスが大きくなるように、一方のリアクトルの直流重畳特性が調整される。これにより、フィルタ回路の出力が低いときに、リアクトル全体のインダクタンスを大きくすることができるので、フィルタ回路の出力が低いときの高調波リプルを抑制することができ、フィルタ回路の出力が広帯域（低出力〜定格出力）において電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、他の電力変換装置では、例えば、フィルタ回路に内部のインピーダンスなどを変化させるスイッチ付き並列インピーダンスを設け、そのスイッチをオン、オフすることにより、抑制すべき高調波リプルの次数に合うようにフィルタ回路の共振次数を変える構成が考えられている。（例えば、特許文献２参照）このように、抑制すべき高調波リプルの次数に合うようにフィルタ回路の共振次数を変えているので、電力変換装置の出力の大きさにかかわらず、発生する高調波リプルを抑制することができ、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、さらに、他の電力変換装置では、例えば、並列接続された複数のリアクトルを備えるフィルタ回路において各リアクトルに直列にスイッチを設けて、電力変換装置の出力電流に応じて各スイッチをオン、オフし、フィルタ回路のインダクタンスを変えることが考えられている。（例えば、特許文献３参照）これにより、出力電流の増減にかかわらず、発生する高調波リプルを抑制することができ、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
特開平１０−２４３６３２号 （第４〜５頁、第１図）
特開平 ５−１７６４５９号 （第３頁、第１図）
特開平 ８−１２６３４７号 （第３〜４頁、第１図）
しかしながら、上述の何れの電力変換装置は、フィルタ回路の出力の大きさにかかわらず電力変換装置の出力の歪み率を低減するために、複数のリアクトルまたは複数のインピーダンスを備えるフィルタ回路を設ける構成であるが、複数のリアクトルまたは複数のインピーダンスを備える分、フィルタ回路の構成が複雑になるという問題がある。
また、複数のリアクトルまたは複数のインピーダンスを備える分、フィルタ回路のコスト及び体格が増大し、電力変換装置全体が高コストで大型化してしまうという問題もある。
また、複数のリアクトルまたは複数のインピーダンスを備える分、直流抵抗が増大して損失が増大するという問題もある。
また、複数のリアクトルまたは複数のインピーダンスを備える分、直流抵抗が増大して損失が増大するという問題もある。
そこで、本発明では、損失を低減し、構成が簡単で、且つ、小型化が可能な低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、入力される制御信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の交流出力から所望な周波数の信号を取り出し出力するフィルタ回路と、前記制御信号を出力する制御回路とを備え、前記フィルタ回路は、トロイダル形状のコアを持つリアクトルとコンデンサとから構成されていることを特徴とする。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、入力される制御信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の交流出力から所望な周波数の信号を取り出し出力するフィルタ回路と、前記制御信号を出力する制御回路とを備え、前記フィルタ回路は、トロイダル形状のコアを持つリアクトルとコンデンサとから構成されていることを特徴とする。
このように、リアクトルをトロイダル形状のコアを使用して構成しているので、例えば、フィルタ回路の出力が低くなるにつれて、そのリアクトルのインダクタンスが大きくなるようにリアクトルの直流重畳特性を決定することができる。これにより、フィルタ回路の出力が低い場合、そのリアクトルのインダクタンスを大きくすることができるので、ローパスフィルタの特性を改善することができ、インバータ回路の複数のスイッチング素子を駆動する際に設定される制御信号のデッドタイムによりインバータ回路の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができる。そして、フィルタ回路の出力が低い場合におけるフィルタ回路の出力の歪み率を低減することができるので、フィルタ回路の出力が広帯域（低出力〜定格出力）であっても、デッドタイムによる電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、トロイダル形状のコアを使用してリアクトルを構成しているので、フィルタ回路の出力が広帯域であっても、デッドタイムによる電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。これにより、直流重畳特性の異なるリアクトルを連結するなどしてフィルタ回路を構成する必要がなくなるので、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、トロイダル形状のコアを使用してリアクトルを構成しているので、直流重畳特性１つ分の巻き線で、異なる直流重畳特性を持つリアクトルを直結した場合の直流重畳特性と同じ直流重畳特性をリアクトルに持たすことができる。これにより、直流重畳特性の異なるリアクトルを直結するなどしてフィルタ回路を構成する必要がなくなるので、その分リアクトルの損失を低減することができる。
また、本発明の電力変換装置は、入力される第１の制御信号に基づいて第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、入力される第２の制御信号に基づいて複数の第２のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、前記第１及び第２の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて前記インバータ回路の入力電圧が変わるように前記第１の制御信号を出力することを特徴とする。
このように、フィルタ回路の出力に応じてインバータ回路の入力電圧が変わるように第１の制御信号を出力しているので、例えば、フィルタ回路の出力の大きさにかかわらず、第２の制御信号の最大ＤＵＴＹを保つことができる。そして、例えば、第２の制御信号の最大ＤＵＴＹをフィルタ回路の出力が最大（定格）となるときの第２の制御信号の最大ＤＵＴＹに保つように構成する場合では、第２の制御信号の最大ＤＵＴＹが可変する電力変換装置に比べて、平均して第２の制御信号の最大ＤＵＴＹを大きくすることができる。これにより、フィルタ回路の出力が低い場合においても、インバータ回路の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路の出力が広帯域であっても、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、それぞれ異なる直流重畳特性を持つリアクトルを複数連結してフィルタ回路を構成するなどハードを変更することにより電力変換装置の出力の歪み率を低減させる必要がなくなる。これにより、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、本発明の電力変換装置は、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、入力される制御信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、前記制御信号を出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて、前記制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を変えることを特徴とする。
このように、フィルタ回路の出力に応じて、制御信号を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変えるようにしているので、例えば、フィルタ回路の出力が低くなる場合、キャリア信号の周波数を下げるように構成することができる。このような場合、キャリア信号の周波数が固定である電力変換装置に比べて、平均して制御信号のオン幅（スイッチング素子のオン時間）を大きくすることができる。これにより、フィルタ回路の出力が低い場合においても、インバータ回路の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路の出力が広帯域であっても、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、同様に、ハードを変更してフィルタ回路の出力の歪み率を低減させる必要がなくなるので、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、本発明の電力変換装置は、入力される第１の制御信号に基づいて第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、入力される第２の制御信号に基づいて複数の第２のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、前記第１及び第２の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて前記インバータ回路の入力電圧が変わるように前記第１の制御信号を出力し、且つ、前記フィルタ回路の出力に応じて、前記第２の制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を変えることを特徴とする。
これにより、例えば、フィルタ回路の出力が低くなるにつれてインバータ回路の入力電圧を小さくすると共に、フィルタ回路の出力が低くなるにつれて、キャリア信号の周波数も下げるように設定することができる。このような場合、第２の制御信号の最大ＤＵＴＹが可変する電力変換装置やキャリア信号の周波数が固定である電力変換装置に比べて、平均して制御信号のオン幅を大きくすることができる。これにより、フィルタ回路の出力が低い場合においても、インバータ回路の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路の出力が広帯域であっても、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、同様に、ハードを変更してフィルタ回路の出力の歪み率を低減させる必要がなくなるので、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、上記電力変換装置の制御回路は、前記フィルタ回路の出力が低くなるにつれて前記インバータ回路の入力電圧が小さくなるように、前記第１の制御信号を出力するようにしてもよい。
このように、フィルタ回路の出力が低くなるにつれてインバータ回路の入力電圧を小さくしているので、リアクトルの損失が低減され、電力変換効率を上げることができる。
このように、フィルタ回路の出力が低くなるにつれてインバータ回路の入力電圧を小さくしているので、リアクトルの損失が低減され、電力変換効率を上げることができる。
また、上記電力変換装置の制御回路は、前記フィルタ回路の出力が低くなるにつれて前記キャリア信号の周波数を下げていくようにしてもよい。
このように、フィルタ回路の出力が低くなるにつれてキャリア信号の周波数を下げているので、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子または第２のスイッチング素子のスイッチング損失が低減され、電力変換効率を上げることができる。
このように、フィルタ回路の出力が低くなるにつれてキャリア信号の周波数を下げているので、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子または第２のスイッチング素子のスイッチング損失が低減され、電力変換効率を上げることができる。
また、上記電力変換装置のフィルタ回路は、トロイダル形状のコアを持つリアクトルとコンデンサとから構成してもよい。
これにより、フィルタ回路の出力が広帯域における電力変換装置の出力の歪み率を、さらに、低減することができる。
これにより、フィルタ回路の出力が広帯域における電力変換装置の出力の歪み率を、さらに、低減することができる。
本発明によれば、フィルタ回路の出力が低い場合においても、インバータ回路の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路の出力が広帯域にわたる場合であっても、電力変換装置の出力の歪み率を低減することができる。
また、直流重畳特性の異なるリアクトルを連結するなどしてフィルタ回路を構成する必要がなくなるので、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、直流重畳特性の異なるリアクトルを連結するなどしてフィルタ回路を構成する必要がなくなるので、フィルタ回路を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態の電力変換装置を示す図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、例えば、太陽電池などの直流電源から得られる直流電力を商用電源などの交流電力に変換するものであって、プラス端子が直流電源のプラス端子（Ｐ１）に接続され、マイナス端子が直流電源のマイナス端子（Ｎ１）に接続される平滑用コンデンサ２と、平滑用コンデンサ２からの入力電圧を所定の大きさに昇圧するコンバータ回路３と、プラス端子がコンバータ回路３のプラス側に接続され、マイナス端子がコンバータ回路３のマイナス側に接続されるコンデンサ４と、コンデンサ４からの直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路５と、インバータ回路５の後段に設けられ、インバータ回路５からの交流出力から所望な周波数の信号を取り出し出力するフィルタ回路６と、対地間フィルタ７と、コンバータ回路３にＰＷＭ１（第１の制御信号）を出力すると共に、インバータ回路５にＰＷＭ２（第２の制御信号、制御信号）を出力する制御回路８とを備えて構成されている。
図１は、本発明の実施形態の電力変換装置を示す図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、例えば、太陽電池などの直流電源から得られる直流電力を商用電源などの交流電力に変換するものであって、プラス端子が直流電源のプラス端子（Ｐ１）に接続され、マイナス端子が直流電源のマイナス端子（Ｎ１）に接続される平滑用コンデンサ２と、平滑用コンデンサ２からの入力電圧を所定の大きさに昇圧するコンバータ回路３と、プラス端子がコンバータ回路３のプラス側に接続され、マイナス端子がコンバータ回路３のマイナス側に接続されるコンデンサ４と、コンデンサ４からの直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路５と、インバータ回路５の後段に設けられ、インバータ回路５からの交流出力から所望な周波数の信号を取り出し出力するフィルタ回路６と、対地間フィルタ７と、コンバータ回路３にＰＷＭ１（第１の制御信号）を出力すると共に、インバータ回路５にＰＷＭ２（第２の制御信号、制御信号）を出力する制御回路８とを備えて構成されている。
上記コンバータ回路３は、リアクトル９と、ダイオード１０と、スイッチング素子１１とから構成されている。上記スイッチング素子１１は、例えば、ＮチャネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが考えられ、ドレインがリアクトル９を介して平滑用コンデンサ２のプラス端子に接続されると共に、ダイオード１０を介してコンデンサ４のプラス端子に接続されている。また、スイッチング素子１１のソースは、平滑用コンデンサ２のマイナス端子に接続されると共に、コンデンサ４のマイナス端子に接続されている。なお、ダイオード１０は、カソードがコンデンサ４のプラス端子に接続され、アノードがスイッチング素子１１のドレイン及びリアクトル９の一方端に接続されている。また、スイッチング素子１１は、制御回路８から出力されるＰＷＭ１に基づいて、オン、オフすることにより、コンデンサ４に所定の電圧を充電する。これにより、平滑用コンデンサ２からの入力電圧を所定の大きさに昇圧する。
上記インバータ回路５は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの４つのスイッチング素子１２〜１５がそれぞれブリッジ接続されて構成されている。また、スイッチング素子１２〜１５のそれぞれのゲートには、制御回路８から出力されるＰＷＭ２が入力され、スイッチング素子１２〜１５がそれぞれオン、オフされる。これにより、コンデンサ４からの直流入力を交流に変換してフィルタ回路６に出力する。
上記フィルタ回路６は、リアクトル１６及び１７と、コンデンサ１８〜２０とによりローパスフィルタを構成している。すなわち、リアクトル１６の一方端がスイッチング素子１２及び１３の間に接続され、リアクトル１６の他方端が対地間フィルタ７のプラスの入力側に接続されている。また、リアクトル１７の一方端がスイッチング素子１４及び１５の間に接続され、リアクトル１７の他方端が対地間フィルタ７のマイナスの入力側に接続されている。また、コンデンサ１８の一方端は、リアクトル１６の他方端と接続されると共に、対地間フィルタ７のプラスの入力側に接続されている。また、コンデンサ１８の他方端は、スイッチング素子１５のエミッタに接続されている。また、コンデンサ１９の一方端は、リアクトル１７の他方端と接続されると共に、対地間フィルタ７のマイナスの入力側に接続されている。また、コンデンサ１９の他方端は、コンデンサ１８の他方端に接続されると共に、スイッチング素子１５のエミッタに接続されている。また、コンデンサ２０の一方端は、リアクトル１６の他方端と接続されると共に、対地間フィルタ７のプラスの入力側に接続されている。また、コンデンサ２０の他方端は、リアクトル１７の他方端及びコンデンサ１９の一方端に接続されると共に、対地間フィルタ７のマイナスの入力側に接続されている。
上記対地間フィルタ７は、コモンモードコイル２１と、コンデンサ２２及び２３とから構成されている。すなわち、コモンモードコイル２１を構成する一方のリアクトルの一方端がフィルタ回路６のプラスの出力側（コンデンサ２０の一方端）に接続され、他方端が交流電源のプラス端子（Ｐ２）に接続されている。また、コモンモードコイル２１を構成する他方のリアクトルの一方端がフィルタ回路６のマイナスの出力側（コンデンサ２０の他方端）に接続され、他方端が交流電源のマイナス端子（Ｎ２）に接続されている。また、コンデンサ２２の一方端は交流電源のプラス端子（Ｐ２）に接続され、コンデンサ２３の一方端は交流電源のマイナス端子（Ｎ２）に接続され、コンデンサ２２及び２３のそれぞれの他方端は、接地されている。
上記制御回路８は、演算器２４及び２５から構成されている。演算器２４は、フィルタ回路６と対地間フィルタ７との間に設けられるカレントトランスなどの電流検出器２６で検出される出力電流検出値と、フィルタ回路６の出力電圧検出値とに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値を出力している。そして、制御回路８は、ＩＮＶ入力電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ１を生成しコンバータ回路３のスイッチング素子１１のゲートに出力している。また、演算器２５は、電流検出器２６から得られる出力電流検出値と、フィルタ回路６の出力電圧検出値と、ＩＮＶ入力電圧指令値と、インバータ回路５の入力電圧を示すＩＮＶ入力電圧検出値とに基づいて、電圧指令値を出力している。そして、制御回路８は、電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ２を生成してインバータ回路５のスイッチング素子１２〜１５にそれぞれ出力している。
本実施形態の電力変換装置１において特徴とする点は、フィルタ回路６のリアクトル１６及び１７を、トロイダル形状（ドーナツ形状）のコア（ダスト系またはアモルファス系）を使用して構成している点である。
図２（ａ）は、一般的なコアにおけるＢ−Ｈ特性（磁気ヒステリシス曲線）を示す図である。なお、図２（ａ）に示すグラフの縦軸はコアの磁束密度（Ｂ［Ｔ］）を、横軸はコアの磁界の強さ（Ｈ［Ａ／ｍ］）をそれぞれ示している。
図２（ａ）は、一般的なコアにおけるＢ−Ｈ特性（磁気ヒステリシス曲線）を示す図である。なお、図２（ａ）に示すグラフの縦軸はコアの磁束密度（Ｂ［Ｔ］）を、横軸はコアの磁界の強さ（Ｈ［Ａ／ｍ］）をそれぞれ示している。
図２（ａ）に示すように、コアのＢ−Ｈ特性において、磁束密度は、磁界の強さがある大きさ以上となると、一定となる。すなわち、コアのＢ−Ｈ特性において、磁界の強さがある大きさ以上となると磁束密度は飽和する。また、飽和する前のＢ−Ｈ特性は傾きμ（透磁率)が大きく変化する。
本実施形態のリアクトル１６及び１７は、トロイダル形状のコアの体格（体積など）やトロイダル形状のコアに巻く巻き線のターン数により直流重畳特性が決定される。
図２（ｂ）は、トロイダル形状のコアを使用して構成されるリアクトルの直流重畳特性を示す図である。
図２（ｂ）は、トロイダル形状のコアを使用して構成されるリアクトルの直流重畳特性を示す図である。
図２（ｂ）に示すような直流重畳特性をもつリアクトルは、自身に流れる電流が定格（電力変換装置の製造者が任意に設定する値）から０Ａまでの間でインダクタンスも変化する。
すなわち、本実施形態のリアクトル１６及び１７は、自身に流れる電流が定格から０Ａまでの間で、インダクタンスが一定の割合で変化するように構成されている。
すなわち、本実施形態のリアクトル１６及び１７は、自身に流れる電流が定格から０Ａまでの間で、インダクタンスが一定の割合で変化するように構成されている。
そして、図２（ａ）に示すＢ−H特性においてトロイダル形状のコアが飽和する前の透磁率（Ｂ−Ｈ特性に示す曲線の各点における傾き）が大きく変化する領域（図２（ａ）に示す楕円枠の領域）でトロイダル形状のコアの体格やトロイダル形状のコアに巻く巻き線のターン数を決定することにより、図２（ｂ）に示すような直流重畳特性をもつリアクトル１６及び１７を構成することができる。
このように、リアクトル１６及び１７をトロイダル形状のコアを使用して構成しているので、例えば、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれて、そのリアクトル１６及び１７のインダクタンスが大きくなるようにリアクトル１６及び１７の特性を決定することができる。これにより、フィルタ回路６の出力が低い場合、リアクトル１６及び１７のインダクタンスは大きくなるので、ローパスフィルタの特性を改善することができ、インバータ回路５のスイッチング素子１２〜１５を駆動する際に設定される制御信号のデッドタイムによりインバータ回路５の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができる。そして、フィルタ回路６の出力が低い場合におけるフィルタ回路６の出力の歪み率を低減することができるので、フィルタ回路６の出力が広帯域（低出力〜定格出力）であっても、デッドタイムによる電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができる。
また、電力変換装置１の出力が広帯域であっても、全体の効率を落とすことなく運転することができる。
なお、フィルタ回路６の出力が定格付近である場合、インバータ回路５の制御率（ＰＷＭ２のＤＵＴＹ）は、フィルタ回路６の出力が低いときの制御率よりも大きく、ＰＷＭ２のデッドタイムによる影響がフィルタ回路６の出力が低いときに比べて小さくなるため、電力変換装置１の出力の歪み率が上がることはない。
なお、フィルタ回路６の出力が定格付近である場合、インバータ回路５の制御率（ＰＷＭ２のＤＵＴＹ）は、フィルタ回路６の出力が低いときの制御率よりも大きく、ＰＷＭ２のデッドタイムによる影響がフィルタ回路６の出力が低いときに比べて小さくなるため、電力変換装置１の出力の歪み率が上がることはない。
また、トロイダル形状のコアを使用してリアクトル１６及び１７を構成しているので、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、デッドタイムによる電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができる。これにより、直流重畳特性の異なるリアクトルを連結するなどしてフィルタ回路６を構成する必要がなくなるので、フィルタ回路６を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路６を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置１全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、トロイダル形状のコアを使用してリアクトル１６及び１７を構成しているので、リアクトル１つ分の巻き線で異なる直流重畳特性を持つリアクトルを直結した場合の直流重畳特性と同じ直流重畳特性（例えば、図２（ｂ））を実現することができる。これにより、直流重畳特性の異なるリアクトルを直結するなどしてフィルタ回路６を構成する必要がなくなるので、その分リアクトル１６及び１７の損失を低減することができる。
また、本実施形態における電力変換装置１の特徴とする他の点は、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力するようにしている点である。なお、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹとは、ＰＷＭ２のパルス波形においてオン幅が最も大きくなるところを示す。
すなわち、具体的には、例えば、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹをフィルタ回路６の出力電流が図２（ｂ）に示す定格となるときのＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹとなるように固定し、フィルタ回路６の出力電流が図２（ｂ）に示す定格から０Ａ付近まで下がるとき、そのフィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧も下げる。
例えば、フィルタ回路６の定格電流が１０Ａ、そのときのフィルタ回路６の最大出力電圧が１００Ｖ、インバータ回路５の入力電圧が２００Ｖ、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが５０％であるときを考える。
通常（ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹをフィルタ回路６の出力などに応じて変える場合）、フィルタ回路６の最大出力電圧が１００Ｖから６０Ｖになるとき、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹは、５０％から３０％となり、フィルタ回路６の出力が定格のときと比べて、フィルタ回路６の出力の歪み率が上がってしまう。
通常（ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹをフィルタ回路６の出力などに応じて変える場合）、フィルタ回路６の最大出力電圧が１００Ｖから６０Ｖになるとき、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹは、５０％から３０％となり、フィルタ回路６の出力が定格のときと比べて、フィルタ回路６の出力の歪み率が上がってしまう。
一方、本実施形態の電力変換装置１のように、フィルタ回路６の出力の大きさにかかわらず、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを固定にする場合では、フィルタ回路６の最大出力電圧が１００Ｖから６０Ｖになるとき、インバータ回路５の入力電圧を、２００Ｖから１２０Ｖに下げ、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを５０％に保つように制御を行う。
このように、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹをできるだけ大きく保ったまま、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれてインバータ回路５の入力電圧を小さくしているので、例えば、通常のＰＷＭ２の制御に比べて、平均してＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを大きくすることができ、電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができる。
また、電力変換装置１の出力が広帯域であっても、全体の効率を落とすことなく運転することができる。
また、本実施形態における電力変換装置１の特徴とする他の点は、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変えるようにしている点である。
また、本実施形態における電力変換装置１の特徴とする他の点は、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変えるようにしている点である。
すなわち、具体的には、例えば、フィルタ回路６の出力電流が図２（ｂ）に示す定格から０Ａ付近まで下がるとき、そのフィルタ回路６の出力に応じてＰＷＭ２のキャリア信号の周波数も下げる。
例えば、上述と同様に、フィルタ回路６の定格電流が１０Ａ、そのときの最大出力電圧が１００Ｖ、インバータ回路５の入力電圧が２００Ｖ、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが５０％であるときを考える。
例えば、上述と同様に、フィルタ回路６の定格電流が１０Ａ、そのときの最大出力電圧が１００Ｖ、インバータ回路５の入力電圧が２００Ｖ、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが５０％であるときを考える。
通常（ＰＷＭ２のキャリア信号の周波数が固定である場合）、フィルタ回路６の最大出力電圧が１００Ｖから６０Ｖになるとき、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹは、５０％から３０％となり、フィルタ回路６の出力が定格のときと比べて、フィルタ回路６の出力の歪み率が上がってしまう。
一方、本実施形態の電力変換装置１のように、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれて、ＰＷＭ２のキャリア信号の周波数を下げる場合では、フィルタ回路６の出力電圧が１００Ｖから６０Ｖになるとき、フィルタ回路６の出力電圧を６０Ｖに保ったまま、キャリア信号の周波数を下げる。これにより、通常のＰＷＭ２の制御に比べて、ＰＷＭ２のオン幅（スイッチング素子１２または１４のオン時間）を長くすることができる。
このように、通常のＰＷＭ２の制御に比べて、平均してＰＷＭ２のオン幅を長くすることができるので、フィルタ回路６の出力が低いときであっても、フィルタ回路６の出力に含まれる高周波リプルをさらに抑制することができる。また、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、電力変換装置１の出力の歪み率をさらに低減することができる。
また、電力変換装置１の出力が広帯域であっても、全体の効率を落とすことなく運転することができる。
ここで、図３は、制御回路８の一例を示す図である。なお、図３に示す制御回路８は、図１に示す制御回路８の具体例を示すものではなく、図１に示す制御回路８とは異なる構成である。また、図３に示す制御回路８は、フィルタ回路６の出力電流に基づいて制御される構成である。
ここで、図３は、制御回路８の一例を示す図である。なお、図３に示す制御回路８は、図１に示す制御回路８の具体例を示すものではなく、図１に示す制御回路８とは異なる構成である。また、図３に示す制御回路８は、フィルタ回路６の出力電流に基づいて制御される構成である。
図３に示す制御回路８は、３つの加算器２７、２８、及び２９と、３つのＰＩ演算器３０、３１、及び３２と、２つのコンパレータ３３及び３４と、乗算器３５と、正弦波変換器３６と、２つのキャリア出力器３７及び３８と、ＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９と、演算器５０とを備えて構成されている。
まず、制御回路８においてＰＷＭ１が出力されるまでの工程を説明する。
まず、ＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値やフィルタ回路６の出力電圧検出値などに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が出力される。
まず、ＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値やフィルタ回路６の出力電圧検出値などに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が出力される。
次に、加算器２７において、ＩＮＶ入力電圧指令値とインバータ回路５に入力される電圧を示すＩＮＶ入力電圧検出値との差分が出力される。
次に、ＰＩ演算器３０において、加算器２７の出力がＰＩ演算されて出力される。
そして、コンパレータ３３において、ＰＩ演算器３０の出力とキャリア出力器３７から出力されるキャリア信号とに基づいてＰＷＭ１が出力される。
次に、ＰＩ演算器３０において、加算器２７の出力がＰＩ演算されて出力される。
そして、コンパレータ３３において、ＰＩ演算器３０の出力とキャリア出力器３７から出力されるキャリア信号とに基づいてＰＷＭ１が出力される。
次に、制御回路８においてＰＷＭ２が出力されるまでの工程を説明する。
まず、ＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値やフィルタ回路６の出力電圧検出値などに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が出力される。
まず、ＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値やフィルタ回路６の出力電圧検出値などに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が出力される。
次に、加算器２７において、ＩＮＶ入力電圧指令値とＩＮＶ入力電圧検出値との差分が出力される。
次に、乗算器３５において、加算器２７の出力と定数とが乗算されて出力される。例えば、ＩＮＶ入力電圧指令値が入力電圧検出値より大きい場合（コンバータ回路３から出力される電圧がＩＮＶ入力電圧指令値より低い場合）、その分を補償するための定数を加算器２７の出力にかける。
次に、乗算器３５において、加算器２７の出力と定数とが乗算されて出力される。例えば、ＩＮＶ入力電圧指令値が入力電圧検出値より大きい場合（コンバータ回路３から出力される電圧がＩＮＶ入力電圧指令値より低い場合）、その分を補償するための定数を加算器２７の出力にかける。
次に、ＰＩ演算器３１において、乗算器３５の出力がＰＩ演算され、その結果としてＩＮＶ出力電圧実行値指令値が出力される。
次に、正弦波変換器３６において、ＰＩ演算器３１から出力されるＩＮＶ出力電圧実行値指令値が交流に変換される。
次に、正弦波変換器３６において、ＰＩ演算器３１から出力されるＩＮＶ出力電圧実行値指令値が交流に変換される。
次に、加算器２８において、正弦波変換器３６の出力と電流検出器２６で検出される出力電流検出値との差分が出力される。
次に、ＰＩ演算器３２において、加算器２８の出力がＰＩ演算されて出力される。
次に、加算器２９において、ＰＩ演算器３２の出力とフィルタ回路６の出力電圧検出値とが加算されて、その結果としてＩＮＶＰＷＭ電圧指令値が出力される。
次に、ＰＩ演算器３２において、加算器２８の出力がＰＩ演算されて出力される。
次に、加算器２９において、ＰＩ演算器３２の出力とフィルタ回路６の出力電圧検出値とが加算されて、その結果としてＩＮＶＰＷＭ電圧指令値が出力される。
また、演算器５０において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値やフィルタ回路６の出力電圧検出値などに基づいて、キャリア周波数指令値が計算され出力される。
次に、キャリア出力器３８において、キャリア周波数指令値に応じてキャリア周波数が可変されたキャリア信号が出力される。
次に、キャリア出力器３８において、キャリア周波数指令値に応じてキャリア周波数が可変されたキャリア信号が出力される。
そして、コンパレータ３４において、加算器２９から出力されるＩＮＶＰＷＭ電圧指令値とキャリア出力器３８から出力されるキャリア信号とに基づいてＰＷＭ２が出力される。
上述のように、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力する場合では、図３に示す制御回路８のＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値とフィルタ回路６の出力電圧検出値とに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が可変される。
上述のように、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力する場合では、図３に示す制御回路８のＩＮＶ入力電圧指令値出力器３９において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値とフィルタ回路６の出力電圧検出値とに基づいて、ＩＮＶ入力電圧指令値が可変される。
すなわち、例えば、出力電流検出値または出力電圧検出値が小さくなるにつれて、ＩＮＶ入力電圧指令値も小さくする。すると、ＰＩ演算器３０の出力が低くなり、ＰＷＭ１のＤＵＴＹが小さくなる。そして、ＰＷＭ１のＤＵＴＹが小さくなると、インバータ回路５の入力電圧が小さくなる。
このように、フィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力すると共に、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力するようにしているので、例えば、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹをできるだけ大きく保ったまま、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれてインバータ回路５の入力電圧を小さくすることができる。これにより、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが可変する電力変換装置に比べて、平均してＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを大きくすることができる。これにより、フィルタ回路６の出力が低い場合においても、インバータ回路５の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができる。
また、リアクトル１６及び１７を複数連結してフィルタ回路６を構成するなどハードを変更することにより電力変換装置１の出力の歪み率を低減させる必要がなくなる。これにより、フィルタ回路６を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路６を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置１全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれてＩＮＶ入力電圧指令値を小さくする場合では、リアクトル１６及び１７の鉄損が低減されるので、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、電力変換効率を上げることができる。
また、上述のように、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変える場合では、図３の制御回路８の演算器５０において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値とフィルタ回路６の出力電圧検出値とに基づいて、キャリア周波数指令値が演算されて、キャリア出力器３８に出力される。そして、キャリア出力器３８において、キャリア周波数指令値に基づいて、キャリア信号の周波数が可変される。例えば、出力電流検出値または出力電圧検出値が小さくなるにつれて、ＰＷＭ２のキャリア信号の周波数が下がるようなキャリア周波数指令値が演算器５０からキャリア出力器３８に出力される。
また、上述のように、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変える場合では、図３の制御回路８の演算器５０において、電流検出器２６で検出される出力電流検出値とフィルタ回路６の出力電圧検出値とに基づいて、キャリア周波数指令値が演算されて、キャリア出力器３８に出力される。そして、キャリア出力器３８において、キャリア周波数指令値に基づいて、キャリア信号の周波数が可変される。例えば、出力電流検出値または出力電圧検出値が小さくなるにつれて、ＰＷＭ２のキャリア信号の周波数が下がるようなキャリア周波数指令値が演算器５０からキャリア出力器３８に出力される。
このように、フィルタ回路６の出力に応じて、ＰＷＭ２を生成するために使用されるキャリア信号の周波数を変えるようにしているので、例えば、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれてキャリア信号の周波数を下げていくように決定することができる。これにより、キャリア信号の周波数が固定である電力変換装置に比べて、平均してＰＷＭ２のオン幅を大きくすることができる。これにより、フィルタ回路６の出力が低い場合においても、インバータ回路５の出力に含まれる高周波リプルを抑制することができるので、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができる。
また、上述のＩＮＶ入力電圧指令値を可変する場合と同様に、ハードを変更してフィルタ回路６の出力の歪み率を低減させる必要がなくなるので、フィルタ回路６を簡単に構成することができると共に、フィルタ回路６を低コストで小型に構成することができ、電力変換装置１全体を低コストで、且つ、小型にすることができる。
また、フィルタ回路６の出力が低くなるにつれてキャリア信号の周波数を下げる場合では、インバータ回路５を構成するスイッチング素子１２〜１５のスイッチング損失が低減されるので、フィルタ回路６の出力が広帯域であっても、電力変換効率を上げることができる。
＜その他の実施形態＞
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲において、種々の構成を採用可能である。例えば、以下のような構成変更も可能である。
（１）図１に示すコンバータ回路３は、スイッチング素子１１のオン、オフにより昇圧するコンバータ回路であるが、トランスを用いた絶縁方式のコンバータ回路として構成してもよい。
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲において、種々の構成を採用可能である。例えば、以下のような構成変更も可能である。
（１）図１に示すコンバータ回路３は、スイッチング素子１１のオン、オフにより昇圧するコンバータ回路であるが、トランスを用いた絶縁方式のコンバータ回路として構成してもよい。
図４（ａ）は、絶縁方式のコンバータ回路３の一例を示す図である。
図４（ａ）に示すコンバータ回路３は、２つ以上のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成され、直流入力を交流に変換するＳＷ回路４０と、トランス４１と、整流回路４２とを備えて構成されている。
図４（ａ）に示すコンバータ回路３は、２つ以上のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成され、直流入力を交流に変換するＳＷ回路４０と、トランス４１と、整流回路４２とを備えて構成されている。
上記ＳＷ回路４０の入力（図４（ａ）においてＳＷ回路４０の左側の端子）は、例えば、平滑用コンデンサ２の両端に接続され、ＳＷ回路４０の出力（図４（ａ）においてＳＷ回路４０の右側の端子）は、トランス４１の１次側コイルに接続される。
また、上記整流回路４２の入力（図４（ａ）において整流回路４２の左側の端子）は、トランス４１の２次側コイルに接続され、整流回路４２の出力（図４（ａ）において整流回路４２の右側の端子）は、例えば、コンデンサ４の両端に接続される。
また、上記整流回路４２の入力（図４（ａ）において整流回路４２の左側の端子）は、トランス４１の２次側コイルに接続され、整流回路４２の出力（図４（ａ）において整流回路４２の右側の端子）は、例えば、コンデンサ４の両端に接続される。
このように、絶縁方式のコンバータ回路３を備えて電力変換装置１を構成してもよい。
（２）図１に示すコンバータ回路３は、昇圧用のコンバータ回路であるが、非絶縁方式の降圧コンバータ回路として構成してもよい。
図４（ｂ）は、非絶縁方式の降圧用のコンバータ回路３の一例を示す図である。
（２）図１に示すコンバータ回路３は、昇圧用のコンバータ回路であるが、非絶縁方式の降圧コンバータ回路として構成してもよい。
図４（ｂ）は、非絶縁方式の降圧用のコンバータ回路３の一例を示す図である。
図４（ｂ）に示すコンバータ回路３は、スイッチング素子４３と、ダイオード４４と、リアクトル４５とを備えて構成されている。
上記スイッチング素子４３は、例えば、ＮチャネルＦＥＴなどが考えられ、ドレインが、例えば、平滑用コンデンサ２のプラス端子に接続され、ソースがダイオード４４のカソードに接続されると共に、リアクトル４５の一方端に接続されている。また、リアクトル４５の他方端は、例えば、コンデンサ４のプラス側の端子に接続される。また、ダイオード４４のアノードは、例えば、平滑用コンデンサ２のマイナス側の端子に接続されると共に、コンデンサ４のマイナス側の端子に接続される。
上記スイッチング素子４３は、例えば、ＮチャネルＦＥＴなどが考えられ、ドレインが、例えば、平滑用コンデンサ２のプラス端子に接続され、ソースがダイオード４４のカソードに接続されると共に、リアクトル４５の一方端に接続されている。また、リアクトル４５の他方端は、例えば、コンデンサ４のプラス側の端子に接続される。また、ダイオード４４のアノードは、例えば、平滑用コンデンサ２のマイナス側の端子に接続されると共に、コンデンサ４のマイナス側の端子に接続される。
また、上記スイッチング素子４３は、制御回路８から出力されるＰＷＭ１に基づいて、オン、オフすることにより、平滑用コンデンサ２からの入力電圧を所定の大きさに降圧する。
このように、非絶縁方式の降圧のコンバータ回路３を備えて電力変換装置１を構成してもよい。
このように、非絶縁方式の降圧のコンバータ回路３を備えて電力変換装置１を構成してもよい。
（３）上記実施形態では、ＩＮＶ入力電圧指令値を変える制御と、キャリア信号の周波数を変える制御を同時に行うものとして説明したが、ＩＮＶ入力電圧指令値を変える制御と、キャリア周波数を変える制御とをそれぞれ独立して行うようにしてもよい。
（４）上記実施形態では、トロイダル形状のコアを使用したリアクトル１６及び１７とコンデンサ１８〜２０とによりフィルタ回路６を構成すると共に、ＩＮＶ入力電圧指令値及びキャリア信号の周波数を変えるようにして、電力変換装置１の出力の歪み率を低減しているが、トロイダル形状のコアを使用したリアクトル１６及び１７とコンデンサ１８〜２０とによりフィルタ回路６を構成する実施形態と、ＩＮＶ入力電圧指令値及びキャリア周波数を変える実施形態とをそれぞれ独立して構成してもよい。
（４）上記実施形態では、トロイダル形状のコアを使用したリアクトル１６及び１７とコンデンサ１８〜２０とによりフィルタ回路６を構成すると共に、ＩＮＶ入力電圧指令値及びキャリア信号の周波数を変えるようにして、電力変換装置１の出力の歪み率を低減しているが、トロイダル形状のコアを使用したリアクトル１６及び１７とコンデンサ１８〜２０とによりフィルタ回路６を構成する実施形態と、ＩＮＶ入力電圧指令値及びキャリア周波数を変える実施形態とをそれぞれ独立して構成してもよい。
（５）上記実施形態のインバータ回路５は、出力が単相であるが、インバータ回路５の出力を三相または多相としてもよい。
（６）上記実施形態ではフィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力するとき、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力しているが、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを一定に保つ構成に限定されない。通常のようにＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹのみをフィルタ回路６の出力などに応じて変える場合に比べてＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが大きければ電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができ、電力変換装置１の出力が広帯域であっても、全体の効率を落とすことなく運転することができる。
（６）上記実施形態ではフィルタ回路６の出力に応じてインバータ回路５の入力電圧が変わるようにＰＷＭ１を出力するとき、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが一定に保たれるようにＰＷＭ２を出力しているが、ＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹを一定に保つ構成に限定されない。通常のようにＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹのみをフィルタ回路６の出力などに応じて変える場合に比べてＰＷＭ２の最大ＤＵＴＹが大きければ電力変換装置１の出力の歪み率を低減することができ、電力変換装置１の出力が広帯域であっても、全体の効率を落とすことなく運転することができる。
１ 電力変換装置
２ 平滑用コンデンサ
３ コンバータ回路
４ コンデンサ
５ インバータ回路
６ フィルタ回路
７ 対地間フィルタ
８ 制御回路
９ リアクトル
１０ ダイオード
１１〜１５ スイッチング素子
１６、１７ リアクトル
１８〜２０ コンデンサ
２１ コモンモードコイル
２２、２３ コンデンサ
２４、２５ 演算器
２６ 電流検出器
２ 平滑用コンデンサ
３ コンバータ回路
４ コンデンサ
５ インバータ回路
６ フィルタ回路
７ 対地間フィルタ
８ 制御回路
９ リアクトル
１０ ダイオード
１１〜１５ スイッチング素子
１６、１７ リアクトル
１８〜２０ コンデンサ
２１ コモンモードコイル
２２、２３ コンデンサ
２４、２５ 演算器
２６ 電流検出器
Claims (7)
- 直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、
入力される制御信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、
前記制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記フィルタ回路は、トロイダル形状のコアを持つリアクトルとコンデンサとから構成されることを特徴とする電力変換回路。 - 入力される第１の制御信号に基づいて第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、
入力される第２の制御信号に基づいて複数の第２のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、
前記第１及び第２の制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて前記インバータ回路の入力電圧が変わるように前記第１の制御信号を出力することを特徴とする電力変換装置。 - 直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、
入力される制御信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、
前記制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて、前記制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を変えることを特徴とする電力変換装置。 - 入力される第１の制御信号に基づいて第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより、直流電源の電圧をある電圧に昇圧または降圧するコンバータ回路と、
入力される第２の制御信号に基づいて複数の第２のスイッチング素子がオン、オフすることにより、前記コンバータ回路において昇圧または降圧された直流入力を交流に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路の後段に設けられるフィルタ回路と、
前記第１及び第２の制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力に応じて前記インバータ回路の入力電圧が変わるように前記第１の制御信号を出力し、且つ、前記フィルタ回路の出力に応じて、前記第２の制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を変えることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項２または４に記載の電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力が低くなるにつれて前記インバータ回路の入力電圧が小さくなるように、前記第１の制御信号を出力することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項３または４に記載の電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記フィルタ回路の出力が低くなるにつれて前記キャリア信号の周波数を下げていくことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項２〜６の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
前記フィルタ回路は、トロイダル形状のコアを持つリアクトルとコンデンサとから構成されることを特徴とする電力変換装置。
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-
2004
- 2004-01-26 JP JP2004016834A patent/JP2005210862A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20070403 |