JP2005202704A - 基準電流発生源とそれを用いた基準電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 電源電圧−出力電圧特性（電源変動特性）の優れた基準電圧発生回路を実現する手段を得る。
【解決手段】 第７のトランジスタのコレクタを電源に接続し、第７のトランジスタのエミッタと第８のトランジスタのベースとを第８の抵抗を介して接続し、第７のトランジスタのベースを第９の抵抗を介して電源と接続し、第７のトランジスタのベースと第８のトランジスタのコレクタとを第１０の抵抗を介して接続し、第８のトランジスタのコレクタと第９のトランジスタのベースとを接続し、前記第５及び第９のトランジスタのコレクタ同志を接続し、第９のトランジスタのエミッタと第８のトランジスタのベースとを接続し、該接続点と接地間を第１１の抵抗を介して接続して構成した回路を、従来の基準電圧発生回路の抵抗に代えて基準電圧発生回路を構成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、半導体のバンドギャップ電圧を用いた基準電圧発生回路に関し、特に電源電圧−出力電圧特性（電源変動特性）を低減した基準電圧発生回路に関するものである。

半導体のバンドギャップ電圧を用いた基準電圧発生回路（バンドギャップリファレンス回路）は、温度−出力電圧特性が優れていることから半導体集積回路の基準電圧回路として広く用いられている。基準電圧発生回路に関しては、特開平６−３０９０５２号公報、特開平１０−２４０３６５号公報、特開平１１−４５１２６号公報等に回路構成とその特徴が詳細に開示されている。
図６（ａ）は従来の基準電圧発生回路の構成を示す図であって、所謂バンドギャップリファレンス回路（以下、ＢＧＲ回路と称す）を用いたものである。同図に示すＢＧＲ回路は、エミッタ面積比がＮ１：１（図には×Ｎ１、×１にて表示）のトランジスタＱ１、Ｑ２を用い、トランジスタＱ１、Ｑ２のベース同志を接続すると共に、トランジスタＱ１のエミッタ−接地間に抵抗Ｒ１を接続する。そして、トランジスタＱ２のエミッタを接地すると共に、ベース−コレクタ間を直結する。トランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのコレクタと出力端子Ｖoutを抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して接続する。ここで、トランジスタＱ１、Ｑ２、抵抗Ｒ１で形成される閉ループをバンドギャップループＡと称す。

さらに、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ３のベースとを接続すると共に、トランジスタＱ３のエミッタを接地し、コレクタ−ベース間に容量Ｃ１を接続した上で、コレクタと出力端子Ｖout間を抵抗Ｒ４を介して接続する。そして、トランジスタＱ３のコレクタとトランジスタＱ４のベースとを接続すると共に、コレクタを接地し、エミッタを出力端子Ｖoutに接続する。
上記回路への電流供給回路として、エミッタ面積比が１：Ｎ２（図には×１、×Ｎ２にて表示）のトランジスタＱ５、Ｑ６を用い、トランジスタＱ５、Ｑ６のベース同志を接続すると共に、トランジスタＱ５のベースコレクタ間を直結した構成のカレントミラー回路を用いる。そして、トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ７を介して接地し、トランジスタＱ６のコレクタは出力端子Ｖoutに接続し、トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ５、Ｒ６を介して電源Ｖccに接続する。周知のように、このカレントミラー回路はトランジスタＱ５から抵抗Ｒ７に供給される電流をＩ１、トランジスタＱ６から抵抗２、抵抗３等に供給される電流をそれぞれＩ２、Ｉ３としたとき、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を等しく設定すれば、電流Ｉ２、Ｉ３がほぼ等しくなるよう機能する。
なお、トランジスタＱ５、Ｑ６だけでもカレントミラー回路として機能するが、の抵抗Ｒ５、Ｒ６を付加することによってノイズ特性が向上することから、これらの抵抗をもちいるのが一般的である。

トランジスタＱ５のベース−エミッタ間の電圧をＶ_ＢＥ５とすると、抵抗Ｒ５を流れる電流Ｉ１は、Ｉ１＝（Ｖcc−Ｖ_ＢＥ５）／（Ｒ5＋Ｒ７）となる。
また、バンドギャップループＡでは、トランジスタＱ１、Ｑ２のベース−エミッタ間の電圧をそれぞれＶ_ＢＥ１、Ｖ_ＢＥ２とすると、トランジスタＱ１、Ｑ２のベース電圧は等しいから、次式が成り立つ。

ここでトランジスタの熱電圧をＶ_ｔ、自然対数をＬｎ、飽和電流をＩｓとすると、式（２ａ）、（２ｂ）が成り立つ。

図６（ａ）に示すＢＧＲ回路の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、抵抗Ｒ２の両端の電圧とトランジスタＱ２のベース−エミッタ間の電圧Ｖ_ＢＥ２との和であるから、式（３）のように表すことができる。

そして、式（３）は式（２ａ）、（２ｂ）を用いて式（４）のように表せる。

式（４）の第一項であるベース−エミッタ間の電圧Ｖ_ＢＥ２は、周知のように約−２ｍＶ／℃の負の温度係数を有し、その温度（Temp）−出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）特性（温度特性）は温度の増加に応じて低下する直線となる。また、第二項の熱電圧Ｖ_ｔは正の温度係数（約0.085mV／℃）を有し、その温度特性は温度の増加に応じて増大する直線となることが知られている。従って、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とエミッタ面積比Ｎ１を適切に設定することにより、ＢＧＲ回路の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは温度変化の影響の少ない優れた温度特性が得られる。
図７は、図６（ａ）のＢＧＲ回路の諸定数をＮ１＝２４、Ｎ２＝１２、Ｒ１＝１．８ｋΩ、Ｒ２＝Ｒ３＝１２．５ｋΩ、Ｒ４＝１６ｋΩ、Ｒ７＝７０ｋΩとして、諸特性をシミュレーションにより求めた図であって、同図（ａ）は出力電圧の電源変動特性で、縦軸は出力電圧Ｖout（Ｖ）、横軸は電源電圧Ｖcc（Ｖ）である。図７（ｂ）は電源電圧Ｖcc−電流Ｉ１特性、同図（ｃ）はノイズ特性である。同図（ａ）から明らかなように、電源Ｖｃｃの変動によって出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変化するという欠点があった。その原因は同図（ｂ）から電源Ｖｃｃの変動に伴って電流供給回路部分の電流値が変化することにあることは明らかである。

図６（ｂ）は電流供給回路を改良した基準電圧発生回路である。即ち、図６（ａ）の電流源の抵抗Ｒ７に代えてトランジスタＱ８、Ｑ９と抵抗Ｒ９、Ｒ１１とからなる回路を付加した電流源である。この回路の構成は、電源Ｖｃｃより抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ８のコレクタと接続し、該接続点とトランジスタＱ９のベースとを接続する。そして、トランジスタＱ８のエミッタを接地すると共に、ベースとトランジスタＱ９のエミッタと接続し、該接続点と接地の間を抵抗Ｒ１１を介して接続し、トランジスタＱ９のコレクタと前記トランジスタＱ５のコレクタを接続して構成した回路である。
トランジスタＱ８のベース−エミッタ間の電圧をＶ_ＢＥ８とすると、抵抗Ｒ１１に流れる電流Ｉ１１はＩ１１＝Ｖ_ＢＥ８／Ｒ１１である。エミッタ電流Ｉ１が安定すればトランジスタＱ６から抵抗Ｒ２、Ｒ３に供給される電流Ｉ２、Ｉ３も安定し、出力電圧Ｖoutが安定することになる。

図８（ａ）、（ｂ）は、図６（ｂ）のＢＧＲ回路の定数を上記のように設定して、シミュレーションにより電源変動特性とノイズ特性を求めた図で、ノイズ特性は図６（ａ）のＢＧＲ回路のそれとほぼ同じ特性であるが、電源変動特性は１．６６ｍＶ（Ｖｃｃ＝２．３Ｖ〜３．３Ｖ）と大幅に改善されることが分かる。
特開平６−３０９０５２号公報 特開平１０−２４０３６５号公報 特開平１１−４５１２６号公報

しかしながら、図6（ｂ）の回路を採用することで図6（ａ）の回路よりも電源変動特性はかなり改善するものの、図８（ａ）から明らかなように依然として出力電圧が電源電圧の増加に応じて増大する電源変動特性を呈するという問題があり、より高安定な電源変動特性を必要とする用途に対して対応ができない点が課題となっていた。

第１のトランジスタのコレクタを電源に接続し、第１のトランジスタのエミッタを第１の抵抗回路を介して第２のトランジスタのベースに接続し、第２のトランジスタのコレクタを第２及び第３の抵抗を直列接続した回路を介して電源に接続し、第２及び第３の抵抗の接続点と第１のトランジスタのベースとを接続し、第２のトランジスタのエミッタを接地点と接続し、第３のトランジスタのベースを第２のトランジスタのコレクタに接続し、第２トランジスタのベースを第３のトランジスタのエミッタに接続し、第３のトランジスタのエミッタを第４の抵抗を介して接地点に接続した基準電流発生回路を電流源として構成したことを特徴とする基準電流発生回路である。

本発明の基準電流発生回路は、バンドギャップループに供給する電流を安定化するため、カレントミラー回路に付加回路を接続して構成したので、電源変動特性を大幅に低減できるという利点がある。

図１（ａ）は本発明に係る基準電流発生源とそれを用いた基準電圧発生回路（ＢＧＲ回路）の実施の構成を示す図である。エミッタ面積比がＮ１：１（図には×Ｎ１、×１にて表示）であるトランジスタＱ１、Ｑ２（第６及び第７のトランジスタ）を用い、トランジスタＱ１、Ｑ２のベース同志を接続すると共に、トランジスタＱ１のエミッタ−接地間を抵抗Ｒ１介して接続する。そして、トランジスタＱ２のエミッタを接地すると共に、ベース−コレクタ間を直結する。トランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのコレクタと出力端子Ｖoutを抵抗Ｒ２、Ｒ３（第５の抵抗）を介して接続する。さらに、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ３のベースとを接続すると共に、トランジスタＱ３のエミッタを接地し、コレクタ−ベース間を容量Ｃ１を介して接続し、コレクタと出力端子Ｖout間を抵抗Ｒ４を介して接続する。そして、トランジスタＱ３のコレクタとトランジスタＱ４のベースとを接続すると共に、トランジスタＱ４のコレクタを接地し、エミッタを出力端子Ｖoutに接続する。トランジスタＱ１、Ｑ２と抵抗Ｒ１とでバンドギャップループＡを構成する。

上記回路への電流供給回路として、エミッタ面積比が１：Ｎ２（図には×１、×Ｎ２にて表示）であるトランジスタＱ５、Ｑ６（第４及び第５のトランジスタ）を用い、トランジスタＱ５、Ｑ６のベース同志を接続すると共に、トランジスタＱ５のベース−コレクタ間を直結する。トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ５、Ｒ６を介して電源Ｖｃｃ接続し、トランジスタＱ６のコレクタは出力端子Ｖoutに接続する。さらに、トランジスタＱ７（第１のトランジスタ）のコレクタを電源Ｖccに接続すると共に、エミッタとトランジスタＱ８（第２のトランジスタ）のベースとを抵抗Ｒ８（第１の抵抗）を介して接続する。トランジスタＱ７のベースと電源Ｖccとを抵抗Ｒ９（第２の抵抗）を介して接続すると共に、トランジスタＱ７のベースとトランジスタＱ８のコレクタとの間を抵抗Ｒ１０（第３の抵抗）を介して接続する。そして、トランジスタＱ８のコレクタとトランジスタＱ９（第３のトランジスタ）のベースとを接続すると共に、トランジスタＱ８のエミッタを接地する。トランジスタＱ９と前記トランジスタＱ５のコレクタ同志を接続し、トランジスタＱ９のエミッタとトランジスタＱ８のベースを接続し、該接続点と接地間を抵抗Ｒ１１（第４の抵抗）を介して接続して、本発明のＢＧＲ回路を構成する。また、ＢＧＲ回路への電流供給回路としてトランジスタＱ５、Ｑ６及び抵抗Ｒ５，Ｒ６とで構成したカレントミラー回路と、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９と抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１とからなる破線で囲まれた基準電流発生源を備えている。本発明の特徴は図6（ａ）の抵抗Ｒ７に変えて回路αを付加したことである。

図２は、図１の回路の諸定数をＮ１＝２４、Ｎ２＝１２、Ｒ１＝１．８ｋΩ、Ｒ２＝Ｒ３＝１２．５ｋΩ、Ｒ４＝１６ｋΩ、Ｒ８＝２０ｋΩ、Ｒ９＝６０ｋΩ、Ｒ１０＝４ｋΩ、Ｒ１１＝２６ｋΩとして、諸特性をシミュレーションにより求めた図であって、同図（ａ）は出力電圧の電源変動特性で、縦軸は出力電圧Ｖout（Ｖ）、横軸は電源電圧Ｖcc（Ｖ）である。図２（ｂ）は電源電圧Ｖcc−電流Ｉ１特性で、縦軸は電流Ｉ１（Ａ）、横軸は電源電圧Ｖcc（Ｖ）、同図（ｃ）はノイズ特性で、縦軸はノイズ、横軸は周波数（Ｈｚ）である。これらの図から明らかなように、ノイズ特性は従来の回路のそれとほぼ同等であるが、電源電圧Ｖcc（Ｖ）を２．３Ｖから３．３Ｖの範囲で変動させた場合の電源変動特性は０．２９ｍＶと、従来の１．６６ｍＶと比べて大幅に低減していることが判明した。また、電源変動特性に大きく寄与する電源Ｖcc（Ｖ）−電流Ｉ１特性も、大幅に低減されていることが分かった。

図１（ａ）に示す基準電圧発生回路の電源変動特性が改善される原理について、電源電圧Ｖcc−電流Ｉ１特性を参照しながら検討する。
図３は図１（ａ）に示す基準電流発生源の回路αの代わりに、理想の電流源Ｉsource（電源電圧Ｖｃｃによらず常に一定電流を供給する）を用いて構成した基準電圧発生回路である。ここでは、カレントミラー回路の抵抗Ｒ５、Ｒ６を省略した回路図を示している。この回路の諸定数を上記のように設定して、電源変動特性をシミュレーションにより求めたものが図４に示す曲線Ｐ１で、１．４５ｍＶ（Ｖｃｃ＝２．３Ｖ〜３．３Ｖ）である。従来の図６（ｂ）に示す回路の電源変動特性曲線Ｐ２の１．６６ｍＶ（Ｖｃｃ＝２．３Ｖ〜３．３Ｖ）と比べて若干改善されるもののフラットな特性にはならない。これはＢＧＲ回路自体に電源変動に応じて出力電圧が変化する特性を有することを意味している。

この結果を踏まえて、図１に示す回路について検討する。電流源のトランジスタＱ８、Ｑ９のベース−エミッタ電圧をそれぞれＶ_ＢＥ８、Ｖ_ＢＥ９、抵抗Ｒ１０に流れる電流をＩ０とすると、トランジスタＱ７のベースの電圧Ｖ_ＢＥ7はＶ_ＢＥ7＋Ｒ８・Ｉｉ＝Ｖ_ＢＥ９＋Ｉ０・Ｒ１０となる。電源電圧Ｖｃｃが上昇するとベース電圧Ｖ_ＢＥ7も僅かに上昇し、抵抗Ｒ８からトランジスタＱ８のベース、抵抗Ｒ１１へと流れる電流Ｉｉも僅かに大きくなるが、抵抗Ｒ１１を流れる電流Ｉ１１はＩ１１＝Ｖ_ＢＥ８／Ｒ１１であるので、電流Ｉｉの増加分だけ電流Ｉ１は減少することになる。図６（ｂ）に示す従来の電流源回路のみの場合の電流Ｉ１は電源Ｖｃｃの増加に応じて、図５（ａ）の曲線Ｐ３のように、増加するが、図１（ａ）の本発明の回路では、図５（ａ）の曲線Ｐ４のように電流Ｉ１は電源Ｖｃｃの増加に応じて若干減少することが分かる。その結果、図１（ａ）のＢＧＲ回路の電源変動特性は、図５（ｂ）の曲線Ｐ５のように電源Ｖｃｃの増加に応じてほぼ平坦になることが判明した。曲線Ｐ２は比較のために示した図で、図６（ｂ）のＢＧＲ回路の電源変動特性である。つまり、本発明は電流源の電源変動特性がＢＧＲ回路のそれと逆の傾きとなるよう構成したことによって、ＢＧＲ回路の電源変動特性を相殺したところに特徴がある。

本発明は以上説明したもののみならず種々の変形が可能である。図１（ｂ）は第１の変形例の基準電流発生源を示すものであり、図１（ａ）の回路の接地点を基準点に代え、該基準点と接地間に第１のインピーダンスＺ1接続して基準電流発生源を構成した実施例である。また、図１（ｃ）は第２の変形例の基準電流発生源を示すものであり、図１（ｂ）に示す基準電流発生源のトランジスタをＮｃｈトランジスタで置換した実施例である。いずれも図1（ａ）と同様な作用、効果がある。

（ａ）は本発明に係る基準電流発生源とそれを用いた基準電流発生回路の構成を示した図、（ｂ）は第１の変形例、（ｃ）は第２の変形例の基準電流発生源の回路構を示す図である。 図１に示した基準電流発生回路の、（ａ）は電源変動特性、（ｂ）は電源−電流Ｉ１の特性、（ｃ）はノイズ特性である。 本発明を説明するための図で理想電流源を用いた場合である。 図３に示した基準電流発生回路の電源変動特性Ｐ１と従来の回路の電源変動特性Ｐ２とを重ね書きした図である。 図１（ａ）に示した基準電圧発生回路の、（ａ）は電源変動特性Ｐ１と従来の回路の電源変動特性Ｐ２とを重ね書きした図、（ｂ）はノイズ特性である。 （ａ）、（ｂ）とも従来の基準電圧発生回路の構成を示した図である。 図６（ａ）に示す基準電圧発生回路の、（ａ）は電源変動特性、（ｂ）は電源Ｖｃｃ−電流Ｉ１の特性、（ｃ）はノイズ特性である。 図６（ｂ）に示した基準電圧発生回路の、（ａ）は電源変動特性、（ｂ）はノイズ特性である。

符号の説明

Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ７’、Ｑ８、Ｑ８’、Ｑ９、Ｑ９’ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１ 抵抗
Ｃ１ 容量
Ｖｃｃ 電源
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３ 電流
Ｎ１、Ｎ２ エミッタの面積比
Ｚ１ インピーダンス

Claims (6)

1. 第１のトランジスタのコレクタを電源に接続し、第１のトランジスタのエミッタを第１の抵抗回路を介して第２のトランジスタのベースに接続し、第２のトランジスタのコレクタを第２及び第３の抵抗を直列接続した回路を介して電源に接続し、第２及び第３の抵抗の接続点と第１のトランジスタのベースとを接続し、第２のトランジスタのエミッタを接地点と接続し、第３のトランジスタのベースを第２のトランジスタのコレクタに接続し、第２トランジスタのベースを第３のトランジスタのエミッタに接続し、第３のトランジスタのエミッタを第４の抵抗を介して接地点に接続したことを特徴とする基準電流発生回路。
2. 前記第１、第２及び第３のトランジスタとしてＮｃｈトランジスタを用いたものであり、前記ベースをゲート、前記コレクタをドレイン、前記エミッタをソースとしたものであることを特徴とする基準電流発生回路。
3. 前記接地点をインピーダンスを介して接地したことを特徴とする請求項１または２記載の基準電流発生回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の基準電流発生回路を電流源として構成したことを特徴とする基準電流発生回路。
5. カレントミラー回路と、該カレントミラー回路の出力側にバンドギャップリファレンス回路を接続した基準電圧発生回路であって、
   前記カレントミラー回路の入力側に請求項１乃至３のいずれかに記載の基準電流発生回路を電流源として接続したことを特徴とする基準電流発生回路。
6. エミッタ面積比が１：Ｎ２である第４及び第５のトランジスタを有するカレントミラー回路と、エミッタ面積比がＮ１：１である第６及び第７のトランジスタを有するバンドギャップリファレンス回路とを備え、第５のトランジスタのコレクタを第５の抵抗を介して第７のトランジスタのコレクタと接続した構成の基準電圧発生回路であって、
   請求項１乃至３のいずれかに記載の基準発生回路を構成する第３のトランジスタのコレクタを第４のトランジスタのエミッタと接続したしたことを特徴とする基準電流発生回路。
   
   
   
   
   
   

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